JP2015033212A - 電力変換装置、電動パワーステアリングシステム、電気自動車、電子制御スロットル、電動ブレーキ - Google Patents

電力変換装置、電動パワーステアリングシステム、電気自動車、電子制御スロットル、電動ブレーキ Download PDF

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Abstract

【課題】故障時に当該相を切り離し、駆動すべきモータ端子に駆動回路を接続する手段の高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化を実現する電力変換器を提供する。
【解決手段】４相モータ、または３相モータの各相および中性点に接続され、当該相を切り離し、駆動すべきモータ８の端子に駆動回路を接続する手段として半導体素子３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｎを用いる。さらに相出力線の地絡／天絡に対しては半導体スイッチング素子４を用いて遮断する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力を変換する電力変換装置に関する。
制御の自動化が進み、電子制御装置の安全性および信頼性に対する要求が高まってきている。電子制御装置の安全性を確保するために、異常発生時に直ちにその異常を検出して動作を停止することが求められている。異常時に装置を切り離すため、リレーが用いられることが多い。例えば、異常発生時にメインの電源をリレーで遮断する場合がある。モータ駆動装置（特に電動パワーステアリング）においては、異常発生時にモータに対する駆動電流出力（相出力）をリレーで遮断する場合がある。
一方、上述のリレーを半導体素子に置き換えて、高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化を図ることも進められている。
下記特許文献１では、電動パワーステアリングシステムにおいて、電力変換器の相出力にＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を挿入し、異常発生時にＭＯＳＦＥＴをオフとすることにより、モータとインバータを切り離す技術が開示されている。
下記特許文献２の図４では、電源と電力変換器の間に、ダイオードの向きがお互いに反対方向（具体的には電流の通過方向が互いに外向き）になるようにして２つのＭＯＳＦＥＴを配置する技術が開示されている。ＭＯＳＦＥＴをリレーとして用いる場合、ＭＯＳＦＥＴがオフの状態にあっても、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによって電流が流れることになる。そこで特許文献２では、寄生ダイオードの向きがお互いに反対方向（具体的には電流の通過方向が互いに外向きまたは内向き）になるようにして、２つのＭＯＳＦＥＴを直列接続している。
下記特許文献３（図２）は、チャージポンプ電源をリレーで遮断することによりＭＯＳＦＥＴを確実にオフにする技術を開示している。
また、安全のために故障時に動作を確実に停止させるだけでなく、安全性を確保した上で動作継続をすることも求められている。電動パワーステアリングシステムの性能向上に伴い、より重量の大きな大型車にも適用されるようになってきており、故障時に動作を停止させると人力での大きな操舵力が必要となるため、故障発生時においても安全性を確保した上で動作を継続させることが必要である。
下記特許文献４では電動パワーステアリングにおいてスター結線された３相ブラシレスモータで、１相に異常が発生したときに、残りの２相における駆動電流の大きさと方向を制御してモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させる方法が開示されている。さらに下記特許文献５では中性点を含めて合計４組のブリッジをモジュラ化した実装方法が開示されている。
特開２００９−２７４６８６号公報 特開平１０−１６７０８５号公報 特開２０１１−１０９７７９号公報 特開２００７−９９０６６号公報 特開２０１３−７４７１２号公報
上記特許文献１に記載されている技術では、電力変換器の相出力を半導体素子で遮断することにより、インバータを構成するＭＯＳＦＥＴの短絡故障などの異常発生時に、モータをインバータから切り離してモータへの駆動を停止し危険な挙動を防止することができる。しかし、相出力線が地絡した場合についてさらに考慮が必要である。
ＭＯＳＦＥＴをリレーとして用いる場合、ＭＯＳＦＥＴがオフの状態にあっても寄生ダイオードによって電流が流れることになるため、特許文献１のＦＥＴ７〜９よりモータ側の相出力線のいずれかが地絡した場合、地絡していない残りの２相において、ＦＥＴ４→ＦＥＴ７、ＦＥＴ５→ＦＥＴ８、ＦＥＴ６→ＦＥＴ９のいずれかからモータの巻線を経由して地絡点（グランド）にいたる電流経路（閉回路）が形成される。すなわち、この電流経路にしたがってモータが回生した電流が流れることによりモータは回生制動を受けるので、人力による操舵が著しく妨げられることになる。なお、相出力に挿入したＦＥＴ７〜９の方向を逆にした場合でも、相出力線のいずれかが天絡すれば同様な現象が生じることに変わりはない。
上記特許文献２に記載されている技術では、上記と同様の地絡故障が発生したときに同様の課題が生じる。特許文献３に記載されているように、電源を機械的リレーで遮断することも考えられるが、機械的リレーを設けることによって、高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化などの観点で課題がある。
上記特許文献５に記載されている技術では中性点を含む全ての相が常時モータに接続されており、故障時の当該相の切り離しなどの観点で課題がある。故障相の上アームまたは下アームが短絡故障を起こしていた場合、当該相の総出力は電源またはグランド電位に接続されたままとなり、駆動できる磁界ベクトルの範囲に制約を受け、磁界ベクトルを回転させることが困難となる。
上記特許文献４に記載されている技術では、故障時に当該相を切り離し、中性点に駆動回路を接続するのにリレーを用いており、高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化などの観点で課題がある。
本発明は、上記のような課題に鑑みてなされたものであり、故障時に当該相を切り離し、駆動すべきモータ端子に駆動回路を接続する手段の高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化を第１の目的とする。
さらに故障時に当該相を切り離し、駆動すべきモータ端子に駆動回路を接続する手段の半導体化に際して、インバータを構成するＭＯＳＦＥＴの短絡故障に加えて、相出力線のいずれかが地絡／天絡した場合でも、モータを回生制動させない、当該出力を遮断すことを第２の目的とする。
本発明の第１の目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置では４相モータ、または３相モータの各相および中性点に接続され、当該相を切り離し、駆動すべきモータ端子に駆動回路を接続する手段として半導体素子を用いる。
さらに本発明の第２の目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置が備える半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、電源とグランドの間の電流経路を形成しない方向（すなわち、少なくとも１つの半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードは他と逆方向）に接続され、さらに、ダイオードがモータの巻き線と電源の間の電流経路およびモータの巻き線とグランドの間の電流経路を形成しない方向に接続されている。
本発明に係る電力変換装置によれば、故障が発生しても動作を継続できる。故障時に当該相を切り離し、駆動すべきモータ端子に駆動回路を接続する手段を半導体素子に置き換えて性能を向上させるとともに、短絡故障に対する安全性を高めることができる。
本発明の基本的な実施例である。 説明のために図１に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘ１として簡略化したものである。 回路網Ｘの外に配置されたダイオードの向きを図２と反対向きにした変形例を示す図である。 説明のために図１に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘ２として簡略化したものである。 説明のために図４に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘ２として簡略化したものである。 回路網Ｘ２の外に配置されたダイオードの向きを図２と反対向きにした変形例を示す図である。 図６の第３ＭＯＳＦＥＴ３を昇圧回路２０の構成要素と兼用した回路構成を示す図である。 図７に示す回路の動作を説明するタイムチャートである。 ４相モータを駆動する実施例である。 中性点に半導体リレーを挿入した実施例である。 中性点に半導体リレーを挿入した実施例である。 半導体スイッチング素子をインバータに直列に挿入した実施例 半導体スイッチング素子を相出力に直列に挿入した実施例 本発明を用いた電動パワーステアリングシステムの構成図である。 本発明を用いた電気自動車の構成図である。 本発明を用いた電子制御スロットルの構成図である。 本発明を用いた電動ブレーキの構成図である。 実ＰＷＭタイマ１０周辺の回路構成を示す図である。 図１４に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。 図１４の変形例を示す図である。 図１６に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。 チャージポンプ付プリドライバ６の回路図である。 マイクロプロセッサ１００により交番信号７を生成する構成例を示す図である。 比較器１１０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。 ＦＳ−ＡＮＤ１２０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。 チャージポンプ付プリドライバ６をＰＷＭタイマ１０により制御する構成例を示す図である。 ＡＮＤ１３０の出力をＯＵＴ＿ＥＮまたはＰＯＷ＿ＥＮとする構成例を示す図である。 交番信号のＦＳ−ＡＮＤ、出力制御信号のＡＮＤ、および全電流制御信号のＡＮＤを組み合わせた構成例を示す図である。 相ごとにＯＵＴ＿ＥＮ、ＰＯＷ＿ＥＮとマイクロプロセッサ１００が正常であることを示す信号７’との論理積（ＡＮＤ）を組み合わせた構成例を示す図である。
以下図に基づいて本発明の実施例に説明を加える。なお、以下の説明において、各ＭＯＳＦＥＴ群内でＭＯＳＦＥＴを相毎に設ける場合は各相を示す添字を付与し、相毎にＭＯＳＦＥＴを設けず１つのみとする場合は添字を省略する。
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置１０００の回路図である。電力変換装置１０００は、電源から供給される電力をモータ８の駆動電流に変換する装置であり、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４（または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ）である。
第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎは、三相（または４相）インバータの上アームを構成する半導体スイッチング素子群である。添字ｕ〜ｗは、それぞれモータのＵ相〜Ｗ層に対応する。さらに添字ｎは３相モータにおける中性点、または４相モータにおける第４相に相当する。以下の説明において同様である。第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎは、三相（または４相）インバータの下アームを構成する半導体スイッチング素子群である。
第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎは、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に接続されている。第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと並列に接続された寄生ダイオードは、モータ８へ電流を供給する向きに接続されている。
第４ＭＯＳＦＥＴ４（または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ）は、電力変換装置１０００の各相出力とグランド間に第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎと直列に接続されている。第４ＭＯＳＦＥＴ４（または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ）と並列に接続された寄生ダイオードは、グランドへ電流を流す向きに接続されている。
なお、各相出力が合流する箇所の手前に第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを配置した場合は、電流経路を完全に遮断するためには相毎にＭＯＳＦＥＴを設ける必要がある。図１に示すように各相出力が合流した後（合流箇所よりもグランド側）に第４ＭＯＳＦＥＴ４を配置した場合は、第４ＭＯＳＦＥＴ４を１つ設けるのみでグランドに通じる電流経路を完全に遮断することができる。さらには、モータ８から還流する電流が第４ＭＯＳＦＥＴ４を経由しなくとも済むため、電流が通過するＭＯＳＦＥＴの数を２つ減らすことができ、その分だけオン抵抗も減らして損失を抑えることができる。
第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎは、ＰＷＭタイマ１０によって制御されている。図面の煩雑さを避けるために、ＰＷＭタイマ１０から第１ＭＯＳＦＥＴ１ｕのゲートに対する制御信号ＵＨの配線、第２ＭＯＳＦＥＴ２ｕのゲートに対する制御信号ＵＬの配線、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４ｕに対する制御信号ＯＵＴ＿ＥＮの配線のみを記載し、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｖ〜１ｗ、１ｎのゲートに対する制御信号ＶＨ、ＷＨ、ＮＨの配線、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｖ〜２ｗ、２ｎのゲートに対する制御信号ＶＬ、ＷＬ、ＮＬの配線、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｖ〜４ｗ、４ｎのゲートに対する制御信号ＯＵＴ＿ＥＮの配線を省略している。また実際にはＰＷＭタイマ１０の出力によりＭＯＳＦＥＴ群のゲート端子を直接駆動するのではなく、昇圧電源により動作するプリドライバにより十分なゲートソース間電圧をもって駆動することが一般的であるが、同様に図面の煩雑さを避けるために省略している。以降に述べる実施形態についても同様に省略している。
以上述べた図１に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖと第４ＭＯＳＦＥＴ４をオンとし、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎをオフとすることにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、をＰＷＭスイッチングさせて通常の３相モータ駆動動作を提供することができる。また故障時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖをオフにして、当該相を遮断分離し、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎをオンとして中性点を駆動してモータの運転を継続することができる。
図２は説明の為に、図１に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘ１として簡略化したものである。図２に示すように、回路網Ｘ１に対する第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎの寄生ダイオードの向き、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎの寄生ダイオードの向き、第４ＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオードの向きを同一としている。これにより、以下の効果を発揮することができる。同様の効果が図１においても発揮されることは容易に理解できよう。
（図２の効果その１）回路網Ｘ１が正常である場合は、正常動作を実施することができる。
（図２の効果その２）第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によって囲まれた回路網Ｘ１内で短絡故障が発生した場合でも、回路網Ｘに対する電流流入経路と流出経路のいずれか一方しか存在しない（両方が存在しない）ため、寄生ダイオードによって電源ＶＢとグランドＧＮＤを結ぶ電流経路が構成されることがない。
（図２の効果その３）回路網Ｘ１内で短絡故障が発生した場合でも、電源ＶＢと相出力を結ぶ電流経路またはグランドＧＮＤと相出力を結ぶ電流経路が構成されることがない。
（図２の効果その４）相出力が天絡（電源との間で短絡）／地絡（ＧＮＤとの間で短絡）した場合でも、電源ＶＢまたはグランドＧＮＤを経由してモータ８へ接続する閉回路が構成されることがない。
図３は、回路網Ｘ１の外に配置されたＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの向きを図１、図２と反対向きにした変形例を示す図である。図３において、第３ＭＯＳＦＥＴ３は電力変換装置１０００の各相出力と電源ＶＢとの間に配置され、寄生ダイオードは電源ＶＢからモータ８へ電流を流す向き（図２でいう回路網Ｘ１、後述の図５でいうＸ２へ向かう向き）に接続されている。また第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎは、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に配置され、寄生ダイオードはモータ８から回路網Ｘ１、Ｘ２へ電流を流す向きに接続されている。
また、図３に示すように、各相出力が合流する箇所よりも上流に第３ＭＯＳＦＥＴ３を置けば、１つのＭＯＳFETで相出力の天絡時の回生制動を防止することができるが、各相出力が合流する箇所の手前（合流箇所よりも回路側）に第３ＭＯＳＦＥＴ３を配置した場合は、４つのＭＯＳＦＥＴ（第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ）が必要となる。
図３に示すように第３ＭＯＳＦＥＴを１つのみとしたことによる効果は、図１、図２に示す第４ＭＯＳＦＥＴ４の効果と同様である。
以上述べた図３に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ３と第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオンとし、第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎをオフとすることにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗをＰＷＭスイッチングさせて通常の３相モータ駆動動作を提供することができる。また異常時には、異常が発生した相に対応する第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフにして、該相を遮断分離し、第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎをオンとして中性点を駆動してモータの運転を継続することができる。
以上述べた回路の効果が先に述べた図１、図２の効果と同様であることは言うまでもない。
＜実施の形態２＞
図４は図１の実施例に加えて第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎは第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎと直列に接続した実施例である。ここで、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎの方向は並列接続されているダイオードが第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎと同一方向となるようにしている。第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎは、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎが短絡故障を起こした時に第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎに並列接続されている寄生ダイオードを介してモータに電源電圧が常時印加されるのを防止するためにある。また、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎに全電流遮断機能（電源ＶＢから電力変換装置１０００に向かって流れる電流を遮断すること）を兼ねさせることにより、全電流遮断機能のためのＭＯＳＦＥＴを不要とでき、ＭＯＳＦＥＴの数を減らすことができる。
以上述べた図４に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖと第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗをオンとし、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎと第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｎをオフとすることにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、をＰＷＭスイッチングさせて通常の３相モータ駆動動作を提供することができる。また故障時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗをオフにして、当該相を遮断分離し、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎと第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｎをオンとして中性点を駆動してモータの運転を継続することができる。
上記各ＭＯＳＦＥＴの配置は、図４により説明するように単一故障により電源とグランドの間の電流経路を形成しないようにするとともに、モータ８の各相出力と電源の間の電流経路およびモータ８の各相出力とグランドの間の電流経路を形成しないようにすることを図ったものである。
図５はさらに、図４に示す回路のうちインバータの一部を回路網Ｘ２として簡略化したものである。図５に示すように、回路網Ｘ２に対する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎの寄生ダイオードの向き、第４ＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオードの向き、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎの寄生ダイオードの向きを同一としている。これにより、以下の効果を発揮することができる。
（図４の効果その１）図２の効果１、３、４と同様の効果を発揮することができる。
（図５の効果その２）第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎによって囲まれた回路網Ｘ２内で短絡故障が発生した場合でも、回路網Ｘに対する電流流入経路と流出経路のいずれか一方しか存在しない（両方が存在しない）ため、寄生ダイオードによって電源ＶＢとグランドＧＮＤを結ぶ電流経路が構成されることがない。
（図５の効果その３）第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎのいずれかに短絡故障が発生しても相出力は電源、グランド、他の相出力から分離（電流経路を有しないように）できる。
第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎの短絡故障については第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎをオフとすることにより対応でき、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎの短絡故障については第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎをオフとすることにより対応でき、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎの短絡故障については第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎをオフとすることにより対応でき、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎの短絡故障については第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎをオフとすることにより対応できる。また、第４ＭＯＳＦＥＴ４の短絡故障については相出力の地絡故障（つまり２重故障）が発生しない限り問題とならない。
図６は、図５で示した回路網Ｘ２の外に配置されたＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの向きを図４、図５と反対向きにした変形例を示す図で、図３の実施例の第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎは第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎと直列に接続した実施例である。ここで、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎの方向は並列接続されているダイオードが第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎと同一方向となるようにしている。
第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎは、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎが短絡故障を起こした時に第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎに並列接続されているダイオードを介してモータがグランドに常時接続されるのを防止するためにある。また、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎ全電流遮断機能（電源ＶＢから電力変換装置１０００に向かって流れる電流を遮断すること）を兼ねさせることにより、全電流遮断機能のためのＭＯＳＦＥＴを不要とでき、ＭＯＳＦＥＴの数を減らすことができる。
以上述べた図６に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ３と第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗをオンとし、第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎをオフとすることにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗをＰＷＭスイッチングさせて通常の３相モータ駆動動作を提供することができる。また異常時には、異常が発生した相に対応する第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、をオフにして、該相を遮断分離し、第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎをオンとして中性点を駆動してモータの運転を継続することができる。
以上述べた回路の効果が先に述べた図４、図５の効果と同様であることは言うまでもない。
図７は、図６の第３ＭＯＳＦＥＴ３を昇圧回路２０の構成要素と兼用した回路構成を示す図である。なお、第３ＭＯＳＦＥＴ３の代わりに図７に示すようにダイオードＤを用いることもできる。
まず、昇圧回路２０の動作について述べる。ＭＯＳＦＥＴ２１がオンしたときにコイルＬに電流が流れ、オフしたときにｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔなる電圧がＶＢに加算され、ドレイン端子にＶＢよりも高い電圧が発生する。このときＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン端子に発生した電圧は、第３ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードまたはダイオードＤを介してキャパシタＣに充電される。以上のようにしてＭＯＳＦＥＴ２１のオンオフを繰り返すことにより、キャパシタＣにはＶＢよりも高い電圧が充電される。さらにＭＯＳＦＥＴ２１がオフしたとき、第３ＭＯＳＦＥＴ３をオンすることにより、順方向電圧効果を低減させることができ、変換効率を高めることができる。
さらに相出力が天絡／地絡した場合でも、図４と同様に第３ＭＯＳＦＥＴ３がオフになっていれば、電源ＶＢまたはグランドＧＮＤを経由してモータ８へ接続する閉回路が構成されることがない。
図８は、図７に示す回路の動作を説明するタイムチャートである。図８において、時刻Ａで天絡／地絡などの異常が発生し、それ以降はモータ８が回生制動されないように動作することを想定する。
ＭＯＳＦＥＴ２１、ＭＯＳＦＥＴ３は、時刻Ａ以前は交互にオンオフを繰り返して電源ＶＢを昇圧し、キャパシタＣに電荷を蓄える。異常が発生した時刻Ａ以降はＭＯＳＦＥＴ２１の動作を継続し、ＭＯＳＦＥＴ３をオフにすることが望ましい。
ＭＯＳＦＥＴ３をオフにすることが望ましいのは、相出力に天絡故障が発生した場合において、モータ８による回生電圧がＭＯＳＦＥＴ２１とコイルＬにより発生する電圧を上回るとＭＯＳＦＥＴ３を介してＶＢ側に電流が流れ、結果としてモータ８を回生制動することを防止するためである。ＭＯＳＦＥＴ２１の動作を継続することが望ましいのは、キャパシタＣの電圧を昇圧し続けることにより、モータ８からの回生電流がキャパシタＣに流れ込み、結果としてモータ８を回生制動することを防止するためである。なお、この場合にはＭＯＳＦＥＴ３をオフとしていても、ＭＯＳＦＥＴ３に並列接続されているダイオードを介して昇圧電圧をキャパシタＣに印加し続けることができる。
時刻Ａ以降は図８に示すように各相の駆動を停止し、ＯＵＴ＿ＥＮをオフとすることは勿論のことである。
電力変換装置１０００または制御装置のケースはグランドに接続されていることが多いため、故障時には回路の天短より地短が発生する可能性の方が高い。そのため、図４、図５と図６、７を比較すると、ＶＢに最も近い個所で第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎにより電流を遮断できる図４〜図５の方の安全性が高い。一方、電力変換装置１０００または制御装置のケースがＶＢに接続されている場合には、図６、図７の方の安全性が高い。
＜実施の形態４＞
以上、３相インバータに加えて中性点駆動機能を加えた実施例を示したが、図９に示すように４相モータを駆動することも可能である。この場合、故障時には故障が発生した相の駆動を停止し、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎをオフにすることにより、当該相を分離し、残りの３相を駆動してモータの運転を継続できる。
＜実施の形態５＞
図１０、図１１はモータの中性点側に第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、または第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎを挿入した実施例である。図１０の第３のＭＯＳＦＥＴ３’は巻き線〜中性点が天絡した時の電流ループ遮断用で、天絡の可能性がないなら不要である。図９の第４のＭＯＳＦＥＴ４’は巻き線〜中性点が地絡した時の電流ループを遮断するためのものである。
図１０において、第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎは図４、図５の実施例と同様に三相及び中性点駆動インバータを構成する第１のＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２のＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、１ｎの何れかが短絡したときにモータ８からの回生電流を流してモータ８を回生制動させないためのもので、これを中性点側に挿入したものである。
第５のＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎは図８においては第１のＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎが短絡故障した場合でもＶＢが第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎの寄生ダイオードを経由してモータの巻き線に常時印加されないようにし、図９においては第２のＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、１ｎが短絡した場合でも第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎの寄生ダイオードを経由してモータの巻き線が常にＧＮＤ電位にならないようにし、かつ全電流遮断用のものである。
なお、半導体スイッチ３ｕ〜３ｗ、または４ｕ〜４ｗの向きはどちらでも良いが、ソース電位を共通化できて、４ｕ〜４ｗを駆動する回路を共通化することができるので図９に示す方向が良い。
＜実施の形態６＞
図１２は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置１０００の回路図である。図１２において、電力変換装置１０００の各相出力と電源との間に、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎと直列かつ寄生ダイオードが逆向きになるように第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎを接続している。また、電力変換装置１０００の各相出力とグランドとの間に、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎと直列かつ寄生ダイオードが逆向きになるように第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎを接続している。
正常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオンとし、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。単一故障時には、故障の発生した相にうかかる第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフとし、中性点を駆動する第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎをオンとして、正常な２相と中性点を駆動してモータの運転を継続する。多重故障など、モータの運転継続が不可能な異常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎをオフにすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく、三相インバータ回路をモータ８から切り離すことができる。
＜実施の形態７＞
図１３は、本発明の実施形態３に係る電力変換装置１０００の回路図である。図１３において、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、３ｎを直列接続している。第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎの寄生ダイオードの向きと、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、３ｎの寄生ダイオードの向きは、逆向きになるように配置されている。
第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは通常のモータ駆動動作をし、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎは信号線ＯＵＴ＿ＥＮにより制御され、正常時にはオンとなり異常時にはオフとなる。正常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗがオンになっているため、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。単一故障時には第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフとし、中性点にかから、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎ第４ＭＯＳＦＥＴ４ｎをオンとすることにより正常な２相と中性点を駆動してモータの運転を継続する。多重故障など、モータの運転継続が不可能な異常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎをオフにすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく、三相インバータ回路をモータ８から切り離すことができる。
第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎの代わりに、寄生ダイオードを有しないサイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタなどを逆方向に並列に接続したものを、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力の間に直列接続してもよい。
動作電源電圧が１２〜３６Ｖ程度の機器については半導体素子による電圧降下が動作電源電圧と比べて無視できないため、半導体素子としては図１のように電圧降下が小さいＭＯＳＦＥＴが用いられることが多い。寄生ダイオードを有しないサイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を用いることもできるが、ＰＮ接合に起因する０．７Ｖ程度の電圧降下が生じてしまう。
もっとも、図１３に示すように逆向きのＭＯＳＦＥＴを直列接続した場合は、結局のところ同程度の電圧降下が生じるので、サイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を用いる場合でも、実質的には図１３と同等の効果を発揮することができる。
＜実施の形態８＞
図１４は、本発明の実施形態８に係る電動パワーステアリングシステムの構成図である。電動パワーステアリングシステムは、実施形態１〜７いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにステアリングホィール１１、ステアリングホィール１１に取り付けられた回転軸１６、回転軸１６に取り付けられたトルクセンサ１２、操舵機構１７、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８を備える。相電流検出信号１４、全電流検出信号１５は、マイクロプロセッサ１００−１に入力される。
操舵機構１７は、回転軸１６により操舵され車輪１８の方向を制御する。操舵機構１７または回転軸１６はモータ８により操舵力を補助される。マイクロプロセッサ１００−１は、トルクセンサ１２の出力１３に基づいて、相電流検出信号１４が目標値となるようにＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎに対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相または四相インバータにより駆動される。
単一故障発生時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎがオフとなり当該相出力が遮断、隔離され、四相インバータにおいては残りの３相でモータが継続して駆動される。三相インバータにおいては、中性点にかかる第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎがオンとなり、残存した２相と中性点を駆動することでモータが継続して運転される。
従って本実施例による電動パワーステアリングシステムにおいては、インバータの単一故障が発生した場合においても、動作を継続することができる。
さらなる異常発生時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとするによりモータ８が確実に電力変換装置（三相または四相インバータ）から切り離される。これにより、ステアリングホィール１１に加えられる人力によるモータ８に対する操作、すなわち回転軸１６、操舵機構１７に対する操作が妨げられることなく、安全を確保することができる。過電流時にも全電流検出信号１５から異常が検出され、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎにより確実に電源が遮断されて安全を確保することができる。
＜実施の形態９＞
図１５は、本発明の実施形態９に係る電気自動車の構成図である。電気自動車は、実施形態１〜７いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにアクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサ２１、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータによって駆動される車輪１８、必要に応じて減速機構１９を備える。
相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、アクセルポジションセンサ２１の出力に基づき、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎに対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相または四相インバータにより駆動される。
単一故障発生時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎがオフとなり当該相出力が遮断、隔離され、四相インバータにおいては残りの３相でモータが継続して駆動される。三相インバータにおいては、中性点にかかる第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎがオンとなり、残存した２相と中性点を駆動することでモータが継続して運転される。
従って本実施例による電気自動車においては、インバータの単一故障が発生した場合においても、動作を継続することができる。
さらなる異常発生時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとするによりモータ８が確実に電力変換装置（三相または四相インバータ）から切り離される。これにより、モータ８の回生制動、すなわち車輪１８および車輪１８によって駆動される図示しない車体に対する急制動を防ぐことができる。
＜実施の形態１０＞
図１６は、本発明の実施形態１０に係る電子制御スロットルの構成図である。電子制御スロットルは、実施形態１〜７いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにアクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサ２１、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータ８によって駆動されるスロットルバルブ２３、スロットルバルブ２３の開度を計測するスロットルポジションセンサ２２、モータ８の駆動力がなくなった時にスロットルバルブ２３をブレーキにより速度制御が可能な所定の開度にするデフォルトポジション機構２４、必要に応じて減速機構１９を備える。
相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、アクセルポジションセンサ２１の出力に基づき、スロットルポジションセンサ２２によって計測されたスロットルバルブ２３の開度が所定の開度となるように、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎに対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相または四相インバータにより駆動される。
単一故障発生時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎがオフとなり当該相出力が遮断、隔離され、四相インバータにおいては残りの３相でモータが継続して駆動される。三相インバータにおいては、中性点にかかる第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎがオンとなり、残存した２相と中性点を駆動することでモータが継続して運転される。
従って本実施例による電子制御スロットルにおいては、インバータの単一故障が発生した場合においても、動作を継続することができる。
電力変換装置（三相インバータ）のさらなる異常等の時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとするによりモータ８が確実に電力変換装置（三相または四相インバータ）から切り離されて、デフォルトポジション機構２４によりスロットルバルブ２３を所定の開度に保つ。これにより、ブレーキによる速度制御が可能となり、走行を継続することができる。
＜実施の形態１１＞
図１７は、本発明の実施形態１１に係る電動ブレーキの構成図である。電動ブレーキは、実施形態１〜７いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ２８、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータ８によって駆動されるブレーキパッド２６、ブレーキパッド２６のローター２７への押しつけ量を開計測する推力センサ２５、モータ８の駆動力がなくなった時にブレーキパッド２６をローター２７に押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構２４、必要に応じて減速機構１９を備える。
相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、ブレーキペダルポジションセンサ２８の出力に基づき、推力センサ２５によって計測されたブレーキパッド２６のローター２７への押しつけ量が所定の値となるように、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎに対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相または四相インバータにより駆動される。
単一故障発生時には、故障が発生した相に対応する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎがオフとなり当該相出力が遮断、隔離され、四相インバータにおいては残りの３相でモータが継続して駆動される。三相インバータにおいては、中性点にかかる第３ＭＯＳＦＥＴ３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ５ｎがオンとなり、残存した２相と中性点を駆動することでモータが継続して運転される。
従って本実施例による電動ブレーキにおいては、インバータの単一故障が発生した場合においても、動作を継続することができる。
電力変換装置（三相インバータ）のさらなる異常等の時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４または第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとするによりモータ８が確実に電力変換装置（三相または四相インバータ）から切り離されて、デフォルトポジション機構２４によりブレーキパッド２６をローター２７に押しつけられない位置に保持する。これにより、車輪１８によって駆動される図示しない車体に対する急制動を防ぐことができる。
＜実施の形態１２＞
図１８は、本発明の実施形態１２に係る電力変換装置１０００のうち、ＰＷＭタイマ１０周辺の回路構成を示す図である。チャージポンプ付プリドライバ６は、入力される交番信号７により動作するチャージポンプ６１、チャージポンプ６１によって昇圧した電源電圧で動作するプリドライバ６２を備える。チャージポンプ付プリドライバ６は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗのゲート端子と第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗのゲート端子を制御する。なお、図１８では簡単のために１相分の第１ＭＯＳＦＥＴ１ｉと第２ＭＯＳＦＥＴ２ｉ（ｉ：ｕ、ｖ、ｗ、ｎのいずれか）のみを示している。
半導体素子の出力の故障は、出力がＨまたはＬに固着するｓｔｕｃｋ−ａｔ故障が多い。正常時に出力を許可する信号として交番信号７を用いることにより、ｓｔｕｃｋ−ａｔ故障に起因して、出力を許可した状態に固定されることを回避できるだけでなく、周期的にレベルをＨ／Ｌ間で交互に変化させる動作が可能であることを確認することもできる。
図１９は、図１８に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。ＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬはそれぞれＰＷＭタイマ１０が出力するＵ、Ｖ、Ｗ相の上アーム、下アームの駆動信号である。交番信号７が出ている時刻Ａ以前は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは駆動されているが、交番信号７が停止した時刻Ａ以降は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは駆動されなくなり、オフとなる。
図１９に示す動作により、特にマイクロプロセッサ１００の異常時には交番信号７が停止して三相インバータの動作を停止させることができるので、安全性を確保することができる。
図２０は、図１８の変形例を示す図である。図２０において、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎのゲート端子と第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎのゲート端子に加えて、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎのゲート端子と第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎのゲート端子を交番信号７により駆動している。第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎも同様にチャージポンプ付プリドライバ６で相ごとに個別に制御することもできる。
本実施例により、特にマイクロプロセッサ１００が正常で交番信号７が得られている時には相ごとにＯＵＥ＿ＥＮを個別に制御することにより、電力変換器１０００内の単一故障が発生した時に第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎを制御して故障が発生した相を遮断、分離した後、故障の発生していない相によりモータを駆動して動作を継続させることができる。その上、マイクロプロセッサ１００が異常で交番信号７が得られない場合には、全ての相について、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとしてモータ駆動を停止し、安全を確保することができる。
なお、以上のような動作は相ごとにＯＵＥ＿ＥＮとマイクロプロセッサ１００が正常であることを示す信号との論理積（ＡＮＤ）によりプリドライバを駆動する、すなわちチャージポンプ付プリドライバ６を論理積（ＡＮＤ）付きプリドライバに置き換えても同様な効果が得られる。さらに本実施例のように交番信号７で駆動されるチャージポンプ付プリドライバ６とすることで、論理積（ＡＮＤ）やプリドライバの出力をＨに固定させるような故障により、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとできなくなるようなことが皆無となり、チャージポンプ付プリドライバ６の故障時には、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎを確実にオフとすることができ、安全性を確保することができる。
図２１は、図２０に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。交番信号７が出ている時刻Ｄ以前はＯＵＴ＿ＥＮによって第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを制御することができ、ＯＵＴ＿ＥＮがオンとなる時刻Ａ〜Ｂの間は第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗはオンとなり、ＯＵＴ＿ＥＮがオフとなる時刻Ｂ〜Ｃの間はこれらＭＯＳＦＥＴはオフとなる。再びＯＵＴ＿ＥＮがオンかつ交番信号７が出ている時刻Ｃ〜Ｄの間は第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗはオンとなり、交番信号７が停止する時刻Ｄ以降は停止する。
図２１に示す動作により、特にプロセッサ異常時には交番信号７が停止して三相インバータとモータ８を切り離すことができるので、安全性を確保することができる。
図２２は、チャージポンプ付プリドライバ６の回路図である。チャージポンプ付プリドライバ６は、交番信号７により動作するチャージポンプ６１と、それにより昇圧した電源で動作するプリドライバ６２を備える。
チャージポンプ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４とキャパシタＣ１、Ｃｏから構成され、ＳＷ１、ＳＷ４がオンのときにキャパシタＣ１に蓄えられた電圧Ｖｂａｓｅが、ＳＷ２、ＳＷ３がオンのときにＶＢに加えられてキャパシタＣｏに充電される。以上の動作を繰り返すことで、キャパシタＣｏの電位は、
ＶＣＰ ＝ Ｖｂａｓｅ ＋ ＶＢ
に漸近してゆく。なお、ＳＷ１、ＳＷ２はダイオードでもよい。
以上のようにして昇圧された電圧をもとに、ＳＷ５、ＳＷ６からなるプリドライバ６２が電力変換装置１０００の各ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動する。
図２２ではチャージポンプ付プリドライバ６内に１つのチャージポンプ６１と１つのプリドライバ６２を有する回路構成を示しているが、チャージポンプ付プリドライバ６内に１つのチャージポンプ６１と複数のプリドライバ６２を設けることもできる。
なお、Ｖｂａｓｅを駆動対象のＭＯＳＦＥＴソース端子に接続することにより、ソース端子の電位よりもＶＢだけ高い電圧をプリドライバ６２が出力し、所定の電圧をソース・ゲート間に印加することができる。また、Ｖｂａｓｅ＝ＶＢとすれば、ＶＣＰ＝２ＶＢなる電圧をプリドライバ６２が出力することができる。
図２３は、マイクロプロセッサ１００により交番信号７を生成する構成例を示す図である。マイクロプロセッサ１００において、Ｈ／Ｌを出力するためのデータを出力ポートのレジスターに周期的に書き込むことにより交番信号７を出力することができる。
図２３に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００に異常が発生した場合にはＨ／Ｌを交互に出力するためのデータを出力ポートのレジスターに周期的に書き込むことができなくなり、交番信号７を出力することができなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴがオフとなり、安全性を確保することができる。
図２４は、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２それぞれの出力信号１０１−１および１０１−２を比較する比較器１１０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。比較器１１０が交番信号７を出力するためには、比較する出力信号１０１−１と１０１−２に対して、テストパターンとして定期的に誤りを注入するか、特開平０７−２３４８０１号公報により開示されている比較器を用いればよい。
図２４に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかに異常が発生した場合には、比較器１１０が交番信号７を出力しなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴをオフとすることができ、安全性を確保することができる。
図２５は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２により交番信号７−１と７−２を生成し、ＦＦ（ＦｌｉｐＦｌｏｐ）１とＦＦ２からなるＦＳ−ＡＮＤ１２０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。図２５に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかに異常が発生した場合には、交番信号７−１と７−２のいずれかが出力しなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴをオフとすることができ、安全性を確保することができる。
図２６は、マイクロプロセッサ１００−２が生成する交番信号７により動作するチャージポンプ付プリドライバ６をマイクロプロセッサ１００−１に内蔵されているＰＷＭタイマ１０が出力するＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬにより制御し、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗを駆動する構成例を示す図である。図２６に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１の異常によりＰＷＭタイマ１０が不正なＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ信号を出力した場合でも、マイクロプロセッサ１００−２が交番信号７を停止すれば第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ２の駆動を停止し、オフとすることができるので、安全性を確保することができる。
図２７は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２によりＯＵＴ＿ＥＮ９−１と９−２を生成し、ＡＮＤ１３０の出力をＯＵＴ＿ＥＮまたはＰＯＷ＿ＥＮとする構成例を示す図である。図２７に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかが相出力または全電流を遮断すべきであると判断した時は、これらを遮断することができるので、安全性を確保することができる。
図２８は、交番信号のＦＳ−ＡＮＤ、出力制御信号のＡＮＤ、および全電流制御信号のＡＮＤを組み合わせた構成例を示す図である。
ＦＳ−ＡＮＤ１２０は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が生成する交番信号７−１と７−２から交番信号７を生成する。交番信号７はチャージポンプ付プリドライバ６−１〜６−３を動作させる。チャージポンプ付プリドライバ６−１は、マイクロプロセッサ１００−１に内蔵されているＰＷＭタイマ１０が出力するＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ、ＮＨ， ＮＬにより制御され、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ２、を駆動する。チャージポンプ付プリドライバ６−２は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が生成しＰＯＷ＿ＥＮの論理積であるＡＮＤ１３０−１の出力により第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎを駆動する。チャージポンプ付プリドライバ６−３は、マイクロプロセッサ１００−と１００−２が生成したＯＵＴ＿ＥＮ９−１と９−２の論理積であるＡＮＤ１３０−２の出力により第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎを駆動する。
図２８に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２のいずれかが三相インバータの動作、相出力、または全電流を遮断すべきであると判断した時はこれらを遮断することができるので、安全性を確保することができる。また、チャージポンプ付プリドライバ６−１〜６−３のいずれかがが故障により常にＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動する状態となった場合でも、他のチャージポンプ付プリドライバがゲート端子の駆動を停止することができる。これにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、１ｎ、と第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、２ｎ、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、または第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜５ｗ、５ｎのいずれかをオフとし、安全性を確保することができる。
本実施例によれば、特にマイクロプロセッサ１００が正常で交番信号７が得られている時にはＯＵＴ＿ＥＮ、ＰＯＷ＿ＥＮを相ごとに制御することにより、電力変換器１０００内の単一故障が発生した時に第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎを制御して故障が発生した相を遮断、分離した後、故障の発生していない相によりモータを駆動して動作を継続させることができる。その上、マイクロプロセッサ１００が異常で交番信号７が得られない場合には、全ての相について、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとしてモータ駆動を停止し、安全を確保することができる。
なお、以上のような動作は図２９に示すように相ごとにＯＵＴ＿ＥＮ、ＰＯＷ＿ＥＮとマイクロプロセッサ１００が正常であることを示す信号７’との論理積（ＡＮＤ）１３０によりプリドライバを駆動する、すなわちチャージポンプ付プリドライバ６を論理積（ＡＮＤ）１３０と通常のプリドライバ６’に置き換えても同様な効果が得られる。さらに本実施例のように交番信号７で駆動されるチャージポンプ付プリドライバ６とすることで、論理積（ＡＮＤ）やプリドライバの出力をＨに固定させるような故障により、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎをオフとできなくなるようなことが皆無となり、チャージポンプ付プリドライバ６の故障時には、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、３ｎ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、４ｎ、第５ＭＯＳＦＥＴ群５ｕ〜４ｗ、５ｎを確実にオフとすることができ、安全性を確保することができる。
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることもできる。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることもできる。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成を追加・削除・置換することもできる。
例えば、以上の説明では本発明の実施形態として、直流ブラシレスモータまたは交流同期モータの駆動に用いられる三相インバータについて述べたが、直流ブラシ付モータの駆動に用いられるＨブリッジについても本発明の提供する技術が適用可能であることは言うまでもない。
上記各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部や全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）等の記録装置、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に格納することができる。
１：第１ＭＯＳＦＥＴ、１ｕ〜１ｗ、１ｎ：第１ＭＯＳＦＥＴ群、２：第２ＭＯＳＦＥＴ、２ｕ〜２ｗ、２ｎ：第２ＭＯＳＦＥＴ群、３：第３ＭＯＳＦＥＴ、３ｕ〜３ｗ、３ｎ：第３ＭＯＳＦＥＴ群、４：第４ＭＯＳＦＥＴ、４ｕ〜４ｗ、４ｎ：第４ＭＯＳＦＥＴ群、５ｕ〜５ｗ、５ｎ：第５ＭＯＳＦＥＴ群、６：チャージポンプ付プリドライバ、７：交番信号、８：モータ、１０：ＰＷＭタイマ、１００：マイクロプロセッサ、１０００：電力変換装置。

Claims (51)

  1. 複数の半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力を相出力から供給するモータの駆動電流に変換する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    各前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続される甲の半導体スイッチング素子群を構成し、
    前記甲の半導体スイッチング素子群の１つが前記モータの巻き線と直列に接続され、
    前記甲の半導体スイッチング素子群の１つが前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子と直列に接続され、
    前記モータの巻き線から前記電源に至る電流経路において、前記ダイオードの向きが前記モータの巻き線から前記電源に至る方向である前記半導体スイッチング素子が少なくとも２つ直列に接続され、
    前記グランドから前記モータの巻き線に至る電流経路において、前記ダイオードの向きが前記グランドから前記モータの巻き線に至る方向である前記半導体スイッチング素子が少なくとも２つ直列に接続されていること特徴とする電力変換装置。
  2. 前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に前記第１の前記半導体スイッチング素子と直列に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記モータの相出力と前記電力変換装置の相出力との間に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータからの電流を電力変換装置へ流す向きに接続され、
    第２の前記半導体スイッチング素子と同一方向に電流を流すダイオードが並列接続された第５の半導体スイッチング素子が第２の前記半導体スイッチング素子と直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記第３の半導体スイッチング素子は、前記電力変換装置よりも前記電源側に配置された昇圧回路が備える半導体スイッチング素子として構成されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第２の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続され、
    第２の前記半導体スイッチング素子と同一方向に電流を流すダイオードが並列接続された第５の半導体スイッチング素子が第２の前記半導体スイッチング素子と直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  5. 前記電力変換装置に異常が発生した時、異常が発生した相にかかる前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子と前記第５の半導体スイッチング素子をオフに切り替える制御回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  6. 相出力を少なくとも４つ有し、前記各相出力が少なくとも４相以上のモータに接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  7. 相出力を少なくとも４つ有し、少なくとも３つの前記相出力が少なくとも３相以上のモータに接続され、１つの前記相出力が前記３相以上のモータの中性点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  8. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  9. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御するマイクロプロセッサを備え、
    前記マイクロプロセッサは前記交番信号を出力することを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
  10. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御する第１および第２マイクロプロセッサと、
    前記第１および第２マイクロプロセッサの出力を比較してその結果を出力する比較回路と、を備え、
    前記比較回路は前記比較結果として前記交番信号を出力することを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
  11. 前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  12. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールに取り付けられた回転軸と、
    前記回転軸に取り付けられたトルクセンサと、
    操舵機構と、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    を有し、
    前記操舵機構は前記回転軸により操舵され、
    前記操舵機構または前記回転軸は前記モータにより操舵力を補助され、
    前記マイクロプロセッサは、前記トルクセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動パワーステアリングシステム。
  13. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動される車輪と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電気自動車。
  14. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるスロットルバルブと、
    前記スロットルバルブの開度を計測するスロットルポジションセンサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記スロットルバルブをブレーキにより所定の開度にするデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電子制御スロットル。
  15. ブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるブレーキパッドと、
    前記ブレーキパッドのローターへの押しつけ量を計測する推力センサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記ブレーキパッドを前記ローターに押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記ブレーキペダルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動ブレーキ。
  16. 半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記電源とグランドの間の電流経路を形成しない方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が一点に接続された接続点に、
    半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  17. モータ巻き線の一端は前記電力変換装置の相出力に接続され、前記モータ巻き線の他端はそれぞれ第５の前記半導体スイッチング素子を介して中性点に接続され、
    前記第５の半導体スイッチング素子は、前記第５の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、モータから中性点に対して同じ向きに電流を流す向きに接続されている ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  18. 複数の半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力を相出力から供給するモータの駆動電流に変換する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    各前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続される甲の半導体スイッチング素子群を構成し、
    前記甲の半導体スイッチング素子群の１つが前記モータの巻き線と直列に接続され、
    前記甲の半導体スイッチング素子群の１つが前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子と直列に接続され、
    相出力を少なくとも４つ有し、
    前記各相出力が少なくとも４相以上のモータに接続されている、または、少なくとも３つの前記相出力が少なくとも３相以上のモータに接続され、１つの相出力が前記３相以上のモータの中性点に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  19. 前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に前記第１の前記半導体スイッチング素子と直列に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記モータの相出力と前記電力変換装置の相出力との間に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータからの電流を電力変換装置へ流す向きに接続されていることを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  20. 前記第３の半導体スイッチング素子は、前記電力変換装置よりも前記電源側に配置された昇圧回路が備える半導体スイッチング素子として構成されていることを特徴とする請求項１９記載の電力変換装置。
  21. 前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第２の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続されていることを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  22. 前記電力変換装置に異常が発生した時、異常が発生した相にかかる前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子と前記第５の半導体スイッチング素子をオフに切り替える制御回路を備えたことを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  23. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作することを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  24. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作することを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  25. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御するマイクロプロセッサを備え、
    前記マイクロプロセッサは前記交番信号を出力することを特徴とする請求項２４記載の電力変換装置。
  26. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御する第１および第２マイクロプロセッサと、
    前記第１および第２マイクロプロセッサの出力を比較してその結果を出力する比較回路と、を備え、
    前記比較回路は前記比較結果として前記交番信号を出力することを特徴とする請求項２４記載の電力変換装置。
  27. 前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  28. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールに取り付けられた回転軸と、
    前記回転軸に取り付けられたトルクセンサと、
    操舵機構と、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１８記載の電力変換装置と、
    モータと、
    を有し、
    前記操舵機構は前記回転軸により操舵され、
    前記操舵機構または前記回転軸は前記モータにより操舵力を補助され、
    前記マイクロプロセッサは、前記トルクセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動パワーステアリングシステム。
  29. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１８記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動される車輪と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電気自動車。
  30. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１８記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるスロットルバルブと、
    前記スロットルバルブの開度を計測するスロットルポジションセンサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記スロットルバルブをブレーキにより所定の開度にするデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電子制御スロットル。
  31. ブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１８記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるブレーキパッドと、
    前記ブレーキパッドのローターへの押しつけ量を計測する推力センサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記ブレーキパッドを前記ローターに押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記ブレーキペダルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動ブレーキ。
  32. 半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記電源とグランドの間の電流経路を形成しない方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が一点に接続された接続点に、
    半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が直列に接続されている ことを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  33. モータ巻き線の一端は前記電力変換装置の相出力に接続され、前記モータ巻き線の他端はそれぞれ第５の前記半導体スイッチング素子を介して中性点に接続され、
    前記第５の半導体スイッチング素子は、前記第５の半導体スイッチング素子と並列に接
    続されたダイオードが、モータから中性点に対して同じ向きに電流を流す向きに接続されていることを特徴とする請求項１８記載の電力変換装置。
  34. 複数の半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力を相出力から供給するモータの駆動電流に変換する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    各前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続され
    相出力を少なくとも４つ有し、
    前記各相出力が少なくとも４相以上のモータに接続されている、または、少なくとも３つの前記相出力が少なくとも３相以上のモータに接続され、１つの相出力が前記３相以上のモータの中性点に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  35. 前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に前記第１の前記半導体スイッチング素子と直列に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記モータの相出力と前記電力変換装置の相出力との間に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータからの電流を電力変換装置へ流す向きに接続されていることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  36. 前記第３の半導体スイッチング素子は、前記電力変換装置よりも前記電源側に配置された昇圧回路が備える半導体スイッチング素子として構成されていることを特徴とする請求項３５記載の電力変換装置。
  37. 前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第２の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続されていることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  38. 前記電力変換装置に異常が発生した時、異常が発生した相にかかる前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子と前記第５の半導体スイッチング素子をオフに切り替える制御回路を備えたことを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  39. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作することを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  40. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作することを特徴とする請求項２０１記載の電力変換装置。
  41. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御するマイクロプロセッサを備え、
    前記マイクロプロセッサは前記交番信号を出力することを特徴とする請求項４０記載の電力変換装置。
  42. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御する第１および第２マイクロプロセッサと、
    前記第１および第２マイクロプロセッサの出力を比較してその結果を出力する比較回路と、を備え、
    前記比較回路は前記比較結果として前記交番信号を出力することを特徴とする請求項４０記載の電力変換装置。
  43. 前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  44. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールに取り付けられた回転軸と、
    前記回転軸に取り付けられたトルクセンサと、
    操舵機構と、
    マイクロプロセッサと、
    請求項３４記載の電力変換装置と、
    モータと、
    を有し、
    前記操舵機構は前記回転軸により操舵され、
    前記操舵機構または前記回転軸は前記モータにより操舵力を補助され、
    前記マイクロプロセッサは、前記トルクセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動パワーステアリングシステム。
  45. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項３４記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動される車輪と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電気自動車。
  46. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項３４記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるスロットルバルブと、
    前記スロットルバルブの開度を計測するスロットルポジションセンサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記スロットルバルブをブレーキにより所定の開度にするデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電子制御スロットル。
  47. ブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項３４記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるブレーキパッドと、
    前記ブレーキパッドのローターへの押しつけ量を計測する推力センサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記ブレーキパッドを前記ローターに押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記ブレーキペダルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動することを特徴とする電動ブレーキ。
  48. 半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記電源とグランドの間の電流経路を形成しない方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が一点に接続された接続点に、
    半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの巻き線とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続された各前記半導体スイッチング素子が直列に接続されている ことを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  49. モータ巻き線の一端は前記電力変換装置の相出力に接続され、前記モータ巻き線の他端はそれぞれ第５の前記半導体スイッチング素子を介して中性点に接続され、
    前記第５の半導体スイッチング素子は、前記第５の半導体スイッチング素子と並列に接
    続されたダイオードが、モータから中性点に対して同じ向きに電流を流す向きに接続されていることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  50. 前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
    前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続されていることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
  51. 前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に前記第３の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
    前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードと逆向きになるように、前記第３の半導体スイッチング素子および前記第４の半導体スイッチング素子が接続されていることを特徴とする請求項３４記載の電力変換装置。
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