JP2014526191A - 無線通信システムにおける基底帯域プロセッシング及び無線周波数ビームステアリングの組み合わせ装置及び方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、無線通信システムにおいて、受信機が複数の信号の組み合わせた基底帯域及び無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）プロセッシングを行う方法及び装置を提供する。上記方法は、送信機からチャンネル推定のための情報を受信する過程と、上記チャンネル推定のための情報に基づいて、上記チャンネルで多数の経路を確認する過程と、上記確認された経路の各々で上記送信機から送信される一つ又は複数の信号に対して、位相変移（phase shift）を含むＲＦプリコーディングのためのＲＦプリコーディング行列を算出する過程と、上記送信機と関連した基底帯域プレコーダで、上記一つ又は複数の信号をプリコードするための基底帯域プリコーディング行列を算出する過程と、を含む。

Description

本発明は、無線通信システムにおいて、複数の信号のプロセッシング（processing）装置及び方法に関し、特に、複数の信号の基底帯域（baseband）プロセッシング及び無線周波数（ＲＦ: radio frequency）プロセッシングの組み合わせ（combining）装置及び方法に関する。

スペクトルの広帯域幅の有用性による移動データの要求への爆発的なトレンドを受容するために、ミリ波（mmWave: Milimeter wave）セルラーシステムが提案されている。上記ミリ波の高いキャリア周波数は、多くのアンテナエレメントをスモールフォームファクタ（small form factor）でパッキングすることを可能とし、従って、非常に大きなアレイを有する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：multiple-input multiple-output）プロセッシングを可能にした。

大きなアレイを有するミリ波システムにおけるプリコーディングは、高い方向性送信を有する高い経路損失（path loss）に対応することが必要である。しかし、ミリ波プリコーディング戦略の以前に、非常に多様な理由により、ＭＩＭＯ信号プロセッシングの使用は、極端に制限されている。一例として、ＭＩＭＯは、通常、大きなアレイでは、非現実的なハードウェア複雑度（hardware complexity）、例えば、アンテナエレメント当りの専用無線周波数（ＲＦ：radio frequency）信号プロセッシングチェーン（以下、「ＲＦチェーン」という）のような非現実的なハードウェア複雑度、を仮定する。このような構造は、プリコーダの設計において、定数モジュラス（constant modulus）の制約として作用する。

このような問題を解決するために、アンテナの選択及び同一利得送信が提案されている。しかし、上記アンテナの選択は、上記大きなアンテナアレイにより提供される空間効率性（spectral efficiency）を全て使わないことだけでなく、多重化利得（multiplexing gain）を提供するために設計されていない。これと違って、上記同一利得送信は、一般に、上記アンテナの選択に比べて、より良い性能を有するものの、上記システムにおいて、できるだけ最大のデータレートに接近することができない。単一ストリームビームフォーミング（single stream beamforming）の場合、同一利得ビームフォーミングの解決方法は、一般的な最適の解決方法に到達できることが保証されない繰返しアルゴリズムに限定される。従って、多くのシステムが、ミリ波送受信機に存在するハードウェアの制約を満たしながら、容量に接近することを許す非常に限定的なＭＩＭＯプリコーディングの設計のみが存在する。

また、同一利得送信のようなプリコーディングの設計及び分析は、通常、レイリーフェージング（Rayleigh fading）のような理想的フェ−ジング環境を仮定する。しかし、散乱（scattering）は、ミリ波システムにおいて大きな経路損失により制限される。さらに、無線チャンネルで多くの散乱は、アンテナアレイのサイズを調整しない。このような点は、特に、非常にタイトにパッキングされたアレイが考慮される場合、理想化されたフェージングを非常に非現実的にする。クラスタ化（clustered）チャンネルモデルのような実際のチャンネルモデルが、すでに提案されているにもかかわらず、上記実際のチャンネルモデルは、プリコーダの設計においてほとんど用いられない。これは、プリコーダの構造には不足な、既存のプリコーディングの解決方法におけるまた他の短所を表すためである。レイリーのような分散を仮定することにより、チャンネル構造が無視される場合、同一利得のプリコーダ又は最適のＳＶＤ（singular value decomposition）の解決方法（ハードウェア的に実現するには、非常に複雑）は、大きな実現可能の集合を通じて、均一分散（uniform distribution）を有する。上記均一分散は、プリコーディングを行うために、多くの情報が送信機にフィードバックされる必要があることを意味する。一般に、フィードバックされる必要のある自由変数（free variable）の数は、送信アンテナの数に相応すうように調整される。上記送信アンテナの数が数十個又は数百個の場合、特に、ミリ波システムでは、フィードバックの量が相当に大きなオーバーヘッド（overhead）を招く恐れがある。

したがって、上述のような一つ又はそれ以上の問題を解決するための方法と、装置及びシステムへの必要性が台頭されている。

したがって、本発明は、無線通信システムにおいて、複数の信号の組み合わせた基底帯域（ＢＢ：base band）及び無線周波数（ＲＦ：radio frequency）プロセッシングを可能とする方法及び装置を提供する。

本発明の多様な実施形態において、上記方法は、受信機が、送信機と上記受信機との間のチャンネルについてのチャンネル推定情報を受信する過程と、上記チャンネル推定情報に基づいて、上記チャンネルで多数の経路を確認する過程と、上記確認された経路の各々で、送信される一つ又はそれ以上の信号をプリコードし（precoding）、上記確認された経路の各々に対する位相変移（phase shift）を含むＲＦプリコーディング行列を算出する過程と、を含む。ここで、ＲＦプリコーディング行列は、上記確認された経路の各々に対する位相変移を含む。また、上記方法は、上記送信機と関連した基底帯域プリコーダにより受信される上記一つ又はそれ以上の信号をプリコードする基底帯域プリコーディング行列を算出する過程を含む。

本発明の多様な実施形態において、上記装置は、受信機と制御機とを含む。上記受信機は、送信機と上記受信機との間のチャンネルについてのチャンネル推定情報を受信する。上記制御機は、上記チャンネル推定情報に基づいて、上記チャンネルで多数の経路を確認し、上記確認された経路の各々で送信される一つ又はそれ以上の信号をプリコードし、上記確認された経路の各々に対する位相変移（phase shift）を含む無線周波数（ＲＦ：radio frequency）プリコーディング行列を算出する。ここで、上記ＲＦプリコーディング行列は、上記確認された経路の各々に対する位相変移を含む。また、上記制御機は、上記送信機と関連した基底帯域プリコーディングユニットによる上記一つ又はそれ以上の信号をプリコードする基底帯域プリコーディング行列を算出することを特徴とする。

本発明の実施形態を具体的に説明するに先立って、本明細書において用いられる任意の単語又は構文を定義することが有利するはずである。「備える」及び「含む」だけではなく、これらによる派生語は、制限なく内在を意味する。「又は」は、「及び／又は」の包括的な意味である。「連結された」及び「これらと連結された」だけではなく、これらによる派生語は、「備える、〜に備えられる、〜と互いに連結される、含有する、〜に含有される、〜に連結される又は〜と連結される、〜に結合する又は〜と結合する、〜と連通する、〜と相互作用する、挿入する、並置する、〜に隣接する、〜に関連する又は〜と関連する、有する、〜の性質を有する」などの意味を有する。そして、「制御機」は、少なくとも一つの動作を制御する装置、システム、又はそれらの一部を意味し、このような装置は、ハードウェア、ファームウェア（firmware）、又はソフトウェアから実現され得る。又は、「制御機」は、上記装置、システム、又はそれらの一部の少なくとも二つ以上の組み合わせを意味する。特定の制御機と関連した機能は、近所に又は遠く集中されるか、分散され得ることに注意すべきである。任意の単語又は構文についての定義は、本明細書の全般に渡って提供され、本発明の技術分野に属する当業者は、大部分の場合において、このような定義が過去だけではなく、未来の使用にも適用されることを理解すべきである。明細書において明確に言及しない限り、「a」、「an」、そして、「the」の単数形態は、複数の対象を含む。従って、例えば、「a surface」は、そのようなsurfaceの一つ又は複数についての参照を含む。

本発明の多数の実施形態とその利点についてのより完全な理解のために、以下、添付の図面を参照して詳細に説明する。また、添付の図面において、同一の構成要素には同一の符号を付ける。

本発明の実施形態によるメッセージを送信する無線通信システムを示す図である。 本発明の実施形態による直交周波数分割多重接続送信経路の上位レベルのダイアグラムを示す図である。 本発明の実施形態による直交周波数分割多重接続受信経路の上位レベルのダイアグラムを示す図である。 本発明の実施形態による無線通信システムのブロックダイアグラムを示す図面である。 本発明の実施形態によるフィードバックフレーム構造を示すブロックダイアグラムである。 本発明の実施形態によるアンテナ集合に連結されたＲＦチェーンを含む信号プロセッシングデバイスのブロックダイアグラムである。 本発明の多様な実施形態によるプリコーダ行列を算出する過程を示す図面である。 本発明の多様な実施形態によるコンバイナ行列を算出する過程を示す図面である。 本発明の多様な実施形態によるコンバイナ行列及びプリコーダ行列を算出する過程を示す図面である。 本発明の多様な実施形態によるアップリンクプリコーディング及びダウンリンクプリコーディングを可能とするために、容量情報及び構成情報を交渉する過程を示す図面である。 本発明の多様な実施形態による組み合わせの基底帯域及びＲＦプロセッシングを用いて信号を受信する過程を示す図面である。 本発明の多様な実施形態による組み合わせの基底帯域及びＲＦプリコーディングを用いて信号を送信する過程を示す図面である。

以下で説明される図１〜図１２と、本発明の具体的な説明において本発明の原則を説明するために用いられる本発明の多様な実施形態とは、単なる例示に過ぎず、本発明の範囲を制限することと解釈してはいけない。また、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、本発明の原則が適切に配列されたいずれかのシステム又はいずれかのデバイスにおいても実現できることを理解すべきである。

以下、図１〜図３を参照して、無線通信システムにおいて、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信技術、又は直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access）通信技術を用いて実現される本発明の多様な実施形態について説明する。また、図１〜図３の説明は、本発明の互いに異なる実施形態において実現できる方法についての物理的又は構造的な制限を暗示するものではない。本発明の他の実施形態は、いずれの適正配列の通信システムでも実現することができる。

図１は、本発明の実施形態によるメッセージを送信する無線通信システム１００の構造を概略的に示す図である。本発明の好適な実施形態では、上記無線通信システム１００は、基地局（ＢＳ：base station）１０１と、基地局１０２と、基地局１０３と、他の類似な形態の基地局又は中継局（relay station）（図１に図示せず）を含む。上記基地局１０１は、上記基地局１０２及び基地局１０３と通信を行う。また、上記基地局１０１は、インターネット（Internet）１３０、又はこれと類似のインターネットプロトコル（ＩＰ：Internet Protocol）基盤システム（図１に図示せず）と通信を行う。

上記基地局１０２は、上記インターネット１３０に対する無線広帯域接続（上記基地局１０１を介して）を、上記基地局１０２のカバレッジ（coverage）領域１２０内に存在する第１個数の加入者端末機（subscriber station）（又は、ユーザ端末機（ＵＥ：user equipment））に提供する。上記第１個数の加入者端末機は、小型ビジネス（ＳＢ：small business）に位置できる加入者端末機１１１と、エンタプライズ（Ｅ：enterprise）に位置できる加入者端末機１１２と、Ｗｉ−Ｆｉホットスポット（ＨＳ：Wi-Fi(Wireless Fidelity)hotspot）に位置できる加入者端末機１１３と、第１レジダンス（Ｒ：residence）に位置できる加入者端末機１１４と、第２レジダンスに位置できる加入者端末機１１５と、セルラーフォンと、無線ラップトップパソコン（laptop PC(Personal Computer)）と、個人用携帯端末機（ＰＤＡ：Personal Digital Assistant）などのような移動デバイス（Ｍ：mobile device）であってもよい加入者端末機１１６と、を含む。

上記基地局１０３は、上記インターネット１３０に対する無線広帯域接続（上記基地局１０１を介して）を、上記基地局１０３のカバレッジ領域１２５内に存在する第２個数の加入者端末機に提供する。上記第２個数の加入者端末機は、加入者端末機１１５及び加入者端末機１１６を含む。本発明の実施形態において、上記基地局１０１〜１０３は、相互間に通信を行うこともでき、ＯＦＤＭ通信技術又はＯＦＤＭＡ通信技術を用いて加入者端末機１１１〜１１６と通信を行うこともできる。

図１には、６個の加入者端末機のみが図示されているが、上記無線通信システム１００は、上記６個の加入者端末機だけではなく、追加の加入者端末機に、無線広帯域接続を提供することができる。上記加入者端末機１１５と加入者端末機１１６は、上記カバレッジ領域１２０及びカバレッジ領域１２５の両方の端（edge）領域に位置することに留意すべきである。上記加入者端末機１１５と加入者端末機１１６は、それぞれ上記基地局１０２及び基地局１０３の両方と通信し、当該技術分野における当業者に自明であるように、ハンドオフモード（handoff mode）で動作していると称してもよい。

上記加入者端末機１１１〜１１６は、上記インターネット１３０を通じて、音声サービス、データサービス、ビデオサービス、ビデオ会議（video conferencing）サービス及び／又は他の広帯域サービスに接続することができる。本発明の実施形態において、一つ又はそれ以上の加入者端末機１１１〜１１６は、Ｗｉ−Ｆｉ無線ラン（ＷＬＡＮ：Wireless Local Access Network）のアクセスポイント（ＡＰ：access point）（図示せず）と関連し得る。上記加入者端末機１１６は、無線支援（wireless-enabled）ラップトップＰＣ、個人情報端末機、ノートブック、携帯用デバイス、又は他の無線支援のデバイスを含む、多数の移動デバイスのうちのいずれか一つであってもよい。上記加入者端末機１１４、１１５は、例えば、無線支援ＰＣ、ラップトップＰＣ、ゲートウェイ（gateway）、又は他のデバイスであってもよい。

図２は、本発明の実施形態による送信経路回路（transmit path circuitry）２００の上位レベルのダイアグラムを示した図面である。一例として、上記送信経路回路２００は、ＯＦＤＭＡ通信のために用いてもよい。図３は、本発明の実施形態による受信経路回路（receive path circuitry）３００の上位レベルのダイアグラムを示した図面である。一例として、上記受信経路回路３００は、ＯＦＤＭＡ通信のために用いてもよい。図２及び図３において、ダウンリンク（downlink）通信に対して、上記送信経路回路２００は、上記基地局１０２、又は中継局で実現することができ、上記受信経路回路３００は、加入者端末機（例えば、図１の加入者端末機１１６）で実現することができる。また他の例として、アップリンク（uplink）通信に対して、上記受信経路回路３００は、基地局（例えば、上記図１の基地局１０２）又は中継局で実現することができ、上記送信経路回路２００は、加入者端末機（例えば、上記図１の加入者端末機１１６）で実現することができる。

上記送信経路回路２００は、チャンネルコーディング及び変調（channel coding and modulation）ブロック（block）２０５と、直列／並列変換（Ｓ−ｔｏ−Ｐ：serial-to-parallel）ブロック２１０と、サイズＮ−逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）ブロック２１５と、並列／直列変換（Ｐ−ｔｏ−Ｓ：parallel-to-serial）ブロック２２０と、サイクリックプレフィックス（cyclic prefix）付加ブロック２２５と、アップコンバータ（ＵＣ：up-converter）２３０とを含む。上記受信経路回路３００は、ダウンコンバータ（ＤＣ：down-converter）２５５と、サイクリックプレフィックス除去ブロック２６０と、直列／並列変換ブロック２６５と、サイズＮ−高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）ブロック２７０と、並列／直列変換ブロック２７５と、チャンネルデコーディング及び変調（channel decoding and demodulation）ブロック２８０とを含む。

図２及び図３において、少なくとも一部の構成は、ソフトウェア（software）の形態で実現してもよく、これとは別に、他の構成は、変更可能なハードウェア（configurable hardware）又はソフトウェアと変更可能なハードウェアとの組み合わせで実現してもよい。特に、本発明の実施形態において説明されるＦＦＴブロック及びＩＦＦＴブロックは、変更可能なソフトウェアアルゴリズム（algorithm）として実現してもよく、又はサイズＮの値は、上記実現に相応するように修正してもよい。

また、本発明の実施形態では、上記ＦＦＴ及びＩＦＦＴを実現することを説明しているが、これは単に説明の便宜のための一例に過ぎ、本発明の範囲を制限することではない。さらに、本発明の他の実施形態において、上記ＦＦＴ関数及びＩＦＦＴ関数は、それぞれ離散高速フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）関数及び逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）関数のそれぞれと容易に代替して変更することができることは明らかである。また、上記ＤＦＴ関数及びＩＤＦＴ関数のそれぞれに対して、上記変数Ｎの値は、いずれかの整数の値（即ち、１、２、３、４…）として設定されてもよく、これに反して、上記ＦＦＴ関数及びＩＦＦＴ関数の各々に対する変数Ｎの値は、２のべき乗（即ち、１、２、４、８、１６、…）として設定されてもよいことは明らかである。

上記送信経路回路２００において、上記チャンネルコーディング及び変調ブロック２０５は、情報ビットの集合（set）を受信し、上記入力される情報ビットにコーディング（例えば、低密度パリディ検査（ＬＤＰＣ：Low Density Parity Check）コーディング）及び変調（例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）又はＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を適用して、周波数−領域（frequency-domain）変調シンボル（symbol）のシーケンス（sequence）を生成する。上記直列／並列変換ブロック２１０は、上記直列変調されたシンボルを並列データに変換して（即ち、デマルチプレックス（de-multiplex）して、Ｎ個の並列シンボルストリーム（stream）を生成する。ここで、上記Ｎは、上記基地局１０２及び加入者端末機１１６で用いられたＩＦＦＴ／ＦＦＴのサイズを表す。そして、上記Ｎ−ＩＦＦＴブロック２１５は、上記Ｎ個の並列シンボルストリームに対してＩＦＦＴ動作を行い、時間領域（time-domain）出力信号を生成する。上記並列／直列変換ブロック２２０は、上記Ｎ−ＩＦＦＴブロック２１５から出力された上記並列時間−領域出力シンボルを変換して（即ち、マルチプレックシング）直列時間−領域信号を生成する。上記サイクリックプレフィックス付加ブロック２２５は、上記直列時間−領域信号にサイクリックプレフィックスを挿入する。最後に、上記アップコンバータ２３０は、上記サイクリックプレフィックス付加ブロック２２５から出力した信号を、無線チャンネルを通じた送信のためにＲＦ周波数に変調する（即ち、アップコンバーティング）。ここで、上記信号は、ＲＦ周波数に変換される前に、基底帯域でフィルターリングを行ってもよい。

上記送信されたＲＦ信号は、無線チャンネルを通過した後に、上記加入者端末機１１６に到達され、上記基地局１０２で行われた動作の逆動作が遂行される。上記ダウンコンバータ２５５は、上記受信された信号を基底帯域周波数にダウンコンバートし、上記サイクリックプレフィックス除去ブロック２６０は、上記ダウンコンバートされた基底帯域信号から上記サイクリックプレフィックスを除去した後、直列時間−領域基底帯域信号として生成する。上記直列／並列変換ブロック２６５は、上記直列時間−領域基底帯域信号を、並列時間−領域信号に変換する。その後、上記Ｎ−ＦＦＴブロック２７０は、上記並列時間−領域信号に対してＦＦＴアルゴリズムを行い、Ｎ個の並列周波数−領域信号を生成する。上記並列／直列変換ブロック２７５は、上記Ｎ個の並列周波数−領域信号を、変調されたデータシンボルのシーケンスに変換する。上記チャンネルコーディング及び復調ブロック２８０は、上記変調されたシンボルのシーケンスを復調した後、デコードして元の入力データストリームに復元する。

上記基地局１０１〜１０３は、それぞれ上記加入者端末機１１１〜１１６に対するダウンリンク送信と類似の送信経路を実現することができ、上記加入者端末機１１１〜１１６からのアップリンク受信と類似の受信経路を実現することができる。これと同様に、上記加入者端末機１１１〜１１６の各々は、上記基地局１０１〜１０３に対するアップリンク送信のための構造に相応するように送信経路を実現することができ、上記基地局１０１〜１０３からのアップリンク受信と類似した受信経路を実現することができる。

本発明の多様な実施形態は、容量の理論的上位境界に接近する空間効率性を誘導できる高い方向性送信を提供するために、通信システムで用いられる新しいプリコーディングアルゴリズムを提供する。本発明の実施形態によるアルゴリズムは、低いハードウェア複雑度で実現することができる。本発明の実施形態によるアルゴリズムは、ただ幾つかのＲＦチェーンによりサービスされる大きなアンテナアレイを用いるシステムに理想的であり得る。アレイサイズとＲＦチェーンの数との不一致は、ほとんど大部分が看過されていた信号送信に非常に深刻な制約を招き得る。

図４は、本発明の実施形態による無線通信システム４００のブロックダイアグラムを示した図面である。上記無線通信システム４００は、送信機４０２と受信機４０４とを含む。上記送信機４０２は、上記無線通信システム４００の送信側から信号を送信する。例えば、上記送信機４０２は、ダウンリンク通信のために、基地局（例えば、図１に示されている基地局１０２又は中継局）の送信機になってもよい。本発明の他の実施形態において、上記送信機４０２は、アップリンク通信のために、加入者端末機（例えば、図１に示されている加入者端末機１１６）の送信機になってもよい。

これと類似に、上記受信機４０４は、上記無線通信システム４００の受信側で信号を受信する。例えば、上記受信機４０４は、ダウンリンク通信のために、加入者端末機（例えば、図１に示されている加入者端末機１１６）の受信機になってもよい。本発明の他の実施形態において、上記送信機４０２は、アップリンク通信のために、基地局（例えば、図１に示されている基地局１０２）の送信機となってもよい。

上記無線通信システム４００の説明は、上記無線通信システム４００の通信経路の送信側及び受信側に基づく。しかし、様々な説明が、ダウンリンク通信の間に行われる動作に対してなされてもよい（即ち、上記送信機４０２は、基地局に存在してもよく、上記受信機４０４は、加入者端末機に位置してもよい）。しかし、上記のような説明は、アップリンク通信の間に行われる動作に対しても適用されてもよい（即ち、上記送信機４０２は、加入者端末機に存在してもよく、上記受信機４０４は、基地局に存在してもよい）。本発明の多様な実施形態において、１個のデバイス（即ち、基地局、中継局、又は加入者端末機）は、アップリンク通信及びダウンリンク通信のうちの一つのために、上記送信機４０２の説明に相応するように動作する送信機と、上記アップリンク通信及びダウンリンク通信のうちの他の一つのために、上記受信機４０４の説明に相応するように動作する受信機を含む。

本発明の好適な実施形態において、上記送信機４０２は、基底帯域プリコーダ４０６と、多数の送信機ＲＦチェーン４０８と、多数のアンテナ４１０とを含む。上記基底帯域プリコーダ（又は基底帯域プリコーディングユニット）４０６は、Ｎ_Ｓデータストリームを上記アンテナ４１０による送信のための信号にプリコードする。例えば、本発明の他の実施形態において、上記基底帯域プリコーダ４０６は、図２から説明したような送信経路回路２００のような送信経路回路を含んでもよい。上記送信機４０２は、上記基底帯域プリコーダ４０６と、多数の送信機ＲＦチェーン４０８を制御する制御機４１２とをさらに含み、上記制御機４１２については、以下でより具体的に説明する。

図４に示したように、上記多数の送信機ＲＦチェーン４０８の各々は、互いに異なる位相変移４１４（即ち、Ｆ_ＲＦ位相変移）を互いに異なるアンテナ４１０による送信以前のＲＦ信号に適用する。上記送信機４０２には、Ｎ^ｔ _ＲＦ個の送信機ＲＦチェーン４０８が存在する。ここで、 Ｎ^ｔ _ＲＦは正の数を表し、ｔは送信機側を表し、ＲＦは上記Ｎ^ｔ _ＲＦ送信機ＲＦチェーン４０８がＲＦ信号をプロセスすることを表す。例えば、Ｎ^ｔ _ＲＦ送信機ＲＦチェーン４０８の数は、異なる数として設定されてもよい。上記送信機４０２に、Ｎ_ｔ個のアンテナ４１０が存在し、ここで、Ｎ_ｔは正の数を表し、ｔは送信機側を表す。本発明の他の実施形態では、上記送信機ＲＦチェーン４０８の数より多くの数のアンテナ４１０が存在することができ、データストリームの数より多くの数の送信機ＲＦチェーン４０８が存在することができる。即ち、Ｎ_ｓ＜Ｎ^ｔ _ＲＦ＜Ｎ_ｔの関係を有する。ここで、Ｎ_ｓは、データストリームの数である。

図４に示されているように、上記受信機４０４は、基底帯域コンバイナ４１６と、多数の受信機ＲＦチェーン４１８と、多数のアンテナ４２０とを含む。上記基底帯域コンバイナ（又は基底帯域コンバイニングユニット）４１６は、ＲＦ信号をダウンコンバートする動作と、基底帯域で復調する動作を組み合わせて、上記送信機４０２から送信されたＮ_ｓデータストリームを提供する。例えば、本発明の他の実施形態において、上記基底帯域コンバイナ４１６は、図３に示したような受信経路回路３００のような受信経路回路を含んでもよい。上記受信機４０４は、プリコーディング行列及びコンバイナ行列を算出し、上記基底帯域コンバイナ４１６と、受信機ＲＦチェーン４１８とを制御する制御機４２２をさらに含む。ここで、上記制御機４２２については、以下でより具体的に説明する。

図４に示しているように、上記受信機ＲＦチェーン４１８の各々は、上記互いに異なるアンテナ４２０を通じてＲＦ信号が受信された後、互いに異なる位相変移４２４（即ち、Ｗ_ＲＦ位相変移）を上記ＲＦ信号に適用する。上記受信機４０４にＮ^ｒ _ＲＦ個の受信機ＲＦチェーン４１８が存在し、Ｎ^ｒ _ＲＦは整数を表し、ｒは受信機側を表し、ＲＦは、上記Ｎ^ｒ _ＲＦ受信機ＲＦチェーン４１８が、ＲＦ信号をプロセスすることを表す。例えば、Ｎ^ｒ _ＲＦ受信機ＲＦチェーン４０８の数は、異なる数として設定されてもよい。上記受信機４０４にＮ_ｒ個のアンテナ４２０が存在し、ここで、Ｎ_ｒは正の数を表し、ｒは受信側を表す。本発明の他の実施形態では、上記受信機ＲＦチェーン４１８の数より多くの数のアンテナ４２０が存在することができ、データストリームの数より多くの数の受信機ＲＦチェーン４１８が存在することができる。即ち、Ｎ_ｓ＜Ｎ^ｒ _ＲＦ＜Ｎ_ｒの関係を有する。ここで、Ｎ_ｓは、データストリームの数である。

以下、一般に「信号のアナログプロセッシング」と呼ばれてもよいデジタルプロセッシング及びＲＦプロセッシングのタイプとして、基底帯域プロセッシングを説明する。本発明の多様な実施形態が、ＲＦで位相変移に適用される場合が説明され、一方、本発明の他の実施形態では、上記送信機４０２及び／又は上記受信機４０４が、ＲＦで位相変移を適用することの代わりに、一部の中間周波数（ＩＦ：intermediate frequency）で位相変移を適用することができる。上記二つの実施形態（アナログ信号のＲＦプロセッシング及びＩＦプロセッシング）の両方は、同一の結果（位相変移を適用する）を発生させ、本発明の他の実施形態は、ＲＦより異なる領域（即ち、ＩＦ）にアナログ位相変移を適用することができる。

以下の説明において、次のような記号及びその意味が用いられることに留意すべきである。「Ａ」は行列を表し、「ａ」はベクタ（vector）を表し、「ａ」はスカラー（scalar）を表し、Ａ^（ｉ）は行列Ａのｉ番目の列（column）を表し、ａ_ｉはベクタａのｉ番目エレメント（element）を表し、Ａ^（−ｉ）は行列Ａでｉ番目の列が除去された行列を表し、Ａ^＊とａ^＊は、上記行列Ａとベクタａ各々の共役転置（conjugate transpose）を表し、Ａ^Ｔとａ^Ｔは、上記行列Ａとベクタａの転置を表し、||Ａ||_Ｆは、上記行列Ａのフロベニウスノルム（Frobenius norm）を表し、|Ａ|は、上記行列Ａの行列式（determinant）を表し、||ａ||は、上記ベクタａの２−ノルムを表し、
は、ＡとＢのクロネッカー積（Kronecker product）を表し、［Ａ|Ｂ］は、水平連結（horizontal concatenation）を表し、diag（ａ）は、上記ベクタａのエレメントが当該行列の対角（diagonal）エレメントになる行列を表し、１_Ｎと０_ＮｘＮは、それぞれＮｘＮの単位行列とゼロ行列を表し、ＣＮ（ａ、Ａ）は、平均（mean）ａと共分散（covariance）行列Ａを有する複素ガウシアンベクタ（complex Gaussian vector）を表す。

本発明の多様な実施形態では、ＲＦチェーンにおけるハードウェアの制約によって、位相変移に対してＲＦで遂行され得るプリコーディングの量が制限されることができる点を考慮している。ここで、上記位相変移は、ハードウェアで実現するのが比較的に容易である。受信機及び送信機において、多重ＲＦチェーンが必要であるため、本発明の多様な実施形態でのようなＲＦチェーンで必要なハードウェア量の制約は、本発明の多様な実施形態において効果的であり得る。

図４に示されているような制約された構造において、まず、上記送信機４０２は、Ｎ_ｔｘＮ^ｔ _ＲＦＲＦプリコーダ（即ち、Ｆ_ＲＦ）により生成されるＮ^ｔ _ＲＦｘＮ_ｓ基底帯域プリコーダ（即ち、Ｆ_ＢＢ）を適用する。上記送信機により送信される信号ｘは、下記の数式１に相応するように表すことができる。
上記数式１において、ｓはＮ_ｓｘ１シンボルベクタを表し、従って、Ｅ［ｓｓ^＊］＝１_ＮＳである。上記ＲＦプリコーダが、アナログ位相シフター（shifter）を用いて実現されるため、(Ｆ^(ｉ) _ＲＦＦ^(ｉ)* _ＲＦ)_ｋ，ｋ= Ｎ_ｔ ^-1である。ここで、(....)_ｋ，ｋは、ｋ番目の対角エレメント、即ちコンスタントノルム（constant norm）を有するＦ_ＲＦのエレメントを表す。全体電力の制約は、Ｅ[trace (F_ＲＦＦ_ＢＢｓｓ^*Ｆ_ＢＢ ^* Ｆ_ＲＦ ^*)]＝１を招く|F_ＲＦＦ_ＢＢ|_Ｆ ^２＝１を設定することにより強制化され、柔軟な基底帯域プリコーダに対しては、別途の制約が存在しなくてもよい。

ブロックフェージング狭帯域電波チャンネル（block-fading narrowband propagation channel）は、下記の数式２に相応する受信信号を算出することができる。
上記数式２において、ｙはＮ_ｒｘ１受信ベクタを表し、ＨはＮ_ｒｘＮ_ｔチャンネルベクタを表し、従って、Ｅ［|Ｈ|_Ｆ ^２］＝Ｎ_ｔ Ｎ_ｒとなり、
は平均受信電力を表し、ｎはi.i.d(independent identically distributed)
雑音のベクタを表す。本発明の実施形態において、完璧なタイミング及び周波数の復元を仮定する。さらに、本発明の実施形態では、Ｈを上記送信機４０２及び受信機４０４の両方で既に知っていると仮定する。送信機側の情報は、制限されたフィードバックを通じて獲得され得る。以下、適正のチャンネルモデルについて具体的に説明する。

上記受信機４０４において、Ｎ^ｒ _ＲＦ＞Ｎ_ｓＲＦチェーンは、Ｎ_ｓデータストリームを受信するために用いられる。上記プロセスされた信号は、下記の数式３に相応するように表してもよい。
上記数式３において、Ｗ_ＲＦは、単位ノルムエンタプライズ（unit norm enterprise）を有するＮ_ｒｘＮ^ｒ _ＲＦコンバイニング行列を表し、Ｗ_ＢＢは、Ｎ^ｒ _ＲＦｘＮ_ｓ基底帯域コンバイニング行列を表す。ガウシアン（Gaussian）シグナリングを仮定する場合に獲得されるレート（Ｒ）は、下記の数式４に相応するように表してもよい。

上記数式４において、
は、上記基底帯域コンバイナの出力でガウシアン雑音（colored Gaussain noise）のコベリアンス（covariance）行列を表す。

経路損失（pathloss）及びシャドウイングキャプチャーロングタームチャンネル統計（shadowing capture long-term channel statistics）にもかかわらず、送信機は、フェージングによって左右される超高速時間スケール（much faster time scale）で上記チャンネルに適応され得る。レイリーフェージング（Rayleigh fading）のような分析的モデルが、容量（capacity）分析及びビームフォーミング（beamforming）分析に用いられる間、上記分析的モデルは、ミリ波チャンネルに対して非現実的に十分な散乱レベル（scattering level）を表す。本発明の実施形態では、パラメータ化されたチャンネルモデルが説明される。説明の簡単性のために、上記送信機４０２及び受信機４０４周辺の散乱クラスター（scattering cluster）は、単一電波経路を提供することができると仮定する。これは、大部分のオブジェクト（object）が、例えば、ミリ波システムの小さい波長によってスキャター（scatter）ではなく、レフレクタ（reflector）として動作するため合理的である。

このような仮定は、相関パラメータを有するクラスター化されたレイ（ray）を許す数学的分析で柔軟であり得る。パルス波形（pulse shaping）及びサンプリング（sampling）後の離散時間狭帯域チャンネル（discrete time narrowband channel）は、下記の数式５に相応するように表してもよい。
上記数式５において、Ｌはレイ（ray）の数を表し、
はl番目のレイのコンプレクス利得（complex gain）を表し、
と
は、それぞれ到着の方位角（仰角）及び出発の方位角（仰角）を表す。上記ベクタ
と
は、それぞれ方位角（仰角）
、
で、正規化された（normalized）受信アレイ応答（array response）ベクタ及び送信アレイ応答ベクタを表す。

Ｙ軸のＮ−エレメントユニフォーム線形アレイ（N-element uniform linear array）に対して、上記アレイ応答ベクタは、下記数式６に相応するように表してもよい。
上記数式６において、
であり、ｄはエレメント間の空間を表す。本発明の実施形態では、ＵＬＡのための応答が仰角と独立であるため、
の偏角に
を含まない。全ての結果が、ｚ軸又はｘ軸でアレイに伝達される（即ち、ｙ軸は、一般的な損失がないと考慮することにする）。しかし、スモールフォームファクタ（small form factor）は、大きな線形アレイを非現実的にすることができる。このような理由から、本発明の実施形態は、実際のアンテナ次元（dimension）を算出し、仰角（elevation）を用いてビームフォーミングを可能とする均一平面アレイ（uniform planar array）を考慮する。ｙ軸とｚ軸の各々で、ＷとＨエレメントを有するｙｚ−平面の均一平面アレイに対して、上記アレイ応答ベクタは、下記の数式７のように表してもよい。

上記数式７において、ｍはアンテナエレメントのｙ指数（index）を表し、ｎはアンテナエレメントのｚ指数を表し、０＜ｍ＜Ｗ−１であり、０＜ｎ＜Ｈ−１であり、Ｎ＝ＷＨである。

プリコーダは、通常、達成されるデータレートを最大化するために設計される。上記達成されるデータレートは、下記の数式８に相応するように表してもよい。
単一ユーザチャンネルについての最適のプリコーディング解決方法は、チャンネルのＳＶＤ（singular-value decomposition）に基づく。上記のようなプリコーダは、一般的に、ＲＦチェーンの数と同一の数を必要とするアンテナ各々において、任意の大きさ（magnitude）及び位相を上記信号に用いてもよい。しかし、このようなプリコーディングは、ＲＦプリコーディングが位相変移に制約されるハードウェアである場合、不可能であり得る。ＳＶＤは、本発明の実施形態による原則に相応するように達成可能な明確な性能上位境界（upper bound）を提供する。

準最適のユニタリ（unitary）プリコーダ
により達成される相互情報量（mutual information）は、最適のユニタリプリコーダからフビニ（Fubini）研究距離の関数として、より低い境界になり得る。上記より低い境界は、下記の数式９に相応するように表してもよい。
上記数式９において、
は、上記チャンネルの右側単一ベクタから獲得されるユニタリ行列を表す。したがって、ミリ波システムに対しては、完璧なＳＶＤ基盤のプリコーディングが不可能であり、一方、成就可能なレートの上位境界は、よい性能を有する制約されたプリコーダのための基準（criterion）を提供することができる。例えば、グラスマニアン（Grassmannian）コードブックとして知られた、最適のＭＩＭＯ制限フィードバックコードブックは、直接
を最小化することをターゲットとし、従って、上述のような上位境界におけるレート損失を最小化することを試す。本発明の実施形態は、最適のプリコーダＦ_optと効率的な階層のプリコーダＦ_ＲＦとＦ_ＢＢとの間の距離を最小化する検索を行う。

本発明の実施形態は、代替の目的関数を考慮する。即ち、本発明の実施形態は、下記の数式１０を解決するために、共に設計された基底帯域及びＲＦプリコーダを考慮する。
上記数式１０において、Ｗはビームステアリング列、即ち、
の列を有する行列の集合を表す。本発明の実施形態は、Ｆ_ＲＦが知られた候補列の有限チャンネル従属集合からの列を有するように追加的に制約される上記の問題のより制約されたバージョンを解決する。Ｆ_ＲＦの列を追加的に制限するのは、主に正確に最大比率の送信として称してもよく、多様な電波経路を伴って伝達される信号の「最適（optimal）」のコンビネーションとして考慮され得るＳＶＤプリコーディングであることが分かる。

本発明の実施形態は、行列Ａ_ｔの列を構成する候補集合
からＮ^ｔ _ＲＦ個のビームステアリングベクタを選択することにより、上記最適のプリコーダを近似化する。上記選択が行われた後、上記Ｎ^ｔ _ＲＦベクタは、基底帯域で最適に組み合わせを行う。最終のプリコーダは、Ｎ^ｔ _ＲＦビームステアリングベクタのみの基底帯域の結合であり、図４に示されている送信機４０２から実現され得る。結果的に、本発明の実施形態は、上記候補ＲＦビームフォーマーの集合から最適のＮ^ｔ _ＲＦベクタを選択し、当該最適の基底帯域プリコーダを検索する問題を簡略化する。このような問題は、下記の数式１１に相応するように表してもよい。
上記数式１１においてＦ_ＲＦ ^（ｉ）における制約は、Ｆ_ＲＦの列が必ず正規化されたアレイ応答ベクタ
から発生されることである。これは、外見上複雑な階層化された選択／結合の問題がより簡単な形態で作成され得るようにする。即ち、Ｆ_ＲＦにおける制約は、上記選択プロセスに従い、直接目的の関数に統合されてもよい。これは、下記の数式１２に相応する問題を作成することにより行われてもよい。
上記数式１２において、
は正規化されたアレイ応答ベクタの関数を表す。

これから、Ｆ_ＢＢにおける制約は、Ｆ_ＢＢが非ゼロ（non-zero）エレメントを有するＮ^ｔ _ＲＦの行より多くの行を有しないことであり、したがって、Ｎ^ｔ _ＲＦＲＦビームフォーミングベクタより多くの数のビームフォーミングベクタを選択できないということである。したがって、「疎（sparse）」行列Ｆ_ＢＢを最適化することにより、本発明の実施形態は、当該基底帯域プリコーダだけではなく、最適のＲＦビームフォーミングベクタを共に選択してもよい。即ち、基底帯域プリコーダが、Ｆ_ＢＢのnon-zero行となってもよく、ＲＦプリコーダＦ_ＲＦが
の当該列となってもよい。

基本的に、本発明の実施形態は、階層化されたプリコーダと共に設計する問題を「疎に制約された（sparsely constrained）」行列の最小積の問題として形成する。例えば、単一ストリーム、又はＮ_ｓ＝１の場合、上記問題は、下記の数式１３に相応するように表してもよい。
上記数式１３に示されているような上記問題は、疎制約の最適化のために、すぐスタンダード形態で表してもよい。ここで、小文字は、変数がベクタとなる事実を強調するために用いられている。これから、電力制約を緩和するために、元の問題の
緩和（relaxation）は、下記の数式１４として表してもよい。
上記数式１４において、
は、必要とする疎レベルに達するように選択される。したがって、ビームフォーミングの場合において、制約された最小積のアルゴリズムは、上述の緩和された問題を解決するために用いられてもよい。

本発明の実施形態は、フロベニウスノルムの最小化を通じて、低い複雑度プリコーディングのプリコーディング問題に対するアルゴリズム解決方法を提供する。上記プリコーディングアルゴリズムは、直交マッチングス追跡（orthogonal matching pursuit）のコンセプトに基づき、Ｎ_ｓ＞１又はＮ_ｓ＝１の場合に適用してもよい。プリコーダ解決方法のための擬似コード（pseudo-code）の一例は、下記の表１に示した「アルゴリズム１」として与えられる。上記プリコーディングアルゴリズムは、最大プロジェクション（projection）を有する最適のプリコーダと共に、上記電波経路を検索することにより始まり、上記行を上記ＲＦプリコーダＦ_ＲＦに添付させる。上記ドミナントアレイ応答ベクタが検索された後、その分散（contribution）が除去され、上記アルゴリズムは、「残りのプリコーディング行列」が最大のプロジェクションを有する列を検索する。上記プロセスは、全てのＮ^ｔ _ＲＦビームフォーミングベクタが選択された後になって継続される。上記Ｎ^ｔ _ＲＦビームフォーミングベクタ選択の繰返し動作の最後に、上記アルゴリズムは、１）Ｎ_ｔｘＮ^ｔ _ＲＦＲＦプリコーディング行列Ｆ_ＲＦを構成し、２）上記最適のＮ^ｔ _ＲＦｘＮ_ｓ基底帯域プリコーダＦ_ＢＢを検索した状態である。ここで、上記最適のＮ^ｔ _ＲＦｘＮ_ｓ基底帯域プリコーダＦ_ＢＢは、残りのフロベニウスノルムを最小化する。最後に、全体電力制約は、ステップ１０を用いて強制化される。

下記の表１は、本発明の多様なアルゴリズムに相応するように、直交マッチング追跡を通じてＦ_ＲＦとＦ_ＢＢとを共に設計するアルゴリズム（即ち、アルゴリズム１）を示している。

上記プリコーダを設計する説明において、上記受信機の動作は考慮されなかったか、又は最大比率のコンバイナが上記受信された信号に適用され得るように効率的に仮定されたか、全ての「方向」から受信された電力を「収集」できるように効率的に仮定された状態である。もし、上述のような仮定がない状態で、上記受信機のパラメータに対する考慮をせず、最適のプリコーダを近似化しようとする場合、好ましくない効果を導き出し得る。例えば、単一ＲＦチェーンを有する受信機が、単一データストリームを受信することを試み、ビームステアリングベクタを適用することに制限される場合、Ｆ^optと幾つかの方向からの放射電力を近似化するプリコーダを区分して設計することは、実際の受信電力における損失を招く。結果的に、制約された受信機に対して、上記プリコーダの設計は、用いられるコンバイナを考慮する必要があってもよく、必要がなくてもよい。

このような問題を解決するために、上述の直交マッチング追跡コンセプトが、上記受信機４０４により実現できるコンバイニング行列を検索するのに用いられ得る。例えば、上記コンバイナは、下記の表２の「アルゴリズム２」のための擬似コードとして示してもよい。

上記受信機の制約問題を処理するために、本発明の実施形態は、まず、上記送信機４０２及び受信機４０４のうちのいずれかが、より少ない数のＲＦチェーンを有することを考慮することができる。上記プリコーダアルゴリズム及びコンバイナアルゴリズムは、下記の数式１５に示しているような規則に相応するように上記受信機４０４で連続的に実行され得る。
上記数式１５に示された結果のように、本発明の実施形態は、上記送信機と上記受信機のうちからより制約された側（即ち、上記送信機と上記受信機のうちからより少ない数のＲＦチェーンを有する側）を有して始まる。上記より制約された側のプリコーディング又はコンバイニング行列は、まず、直交マッチング追跡を用いて検索される。上記出力が与えられる場合、残りのプリコーダ又はコンバイナは、直接その結果から招いた最適の整合フィルター（matched filter）の近似値を算出する。上記受信機と送信機とが、同一の数のＲＦチェーンを有する場合、上記受信機４０４で、上記制御機４２２は先にプリコーディング行列又はコンバイニング行列を算出することができる。

上記プリコーダ及びコンバイナを正確に算出するのは、上記算出を行うデバイス（例えば、上記受信機４０４の制御機４２２）が上記チャンネル行列Ｈを知っていると仮定する。多くのアンテナアレイを有するシステムにおいて、上記チャンネル行列「Ｈ」は、非常に高い次元を有することができる。しかし、上記チャンネルは、実質的に、非常に少ない変数を有することができる。上記受信機４０４が、上記到着及び出発角を推定し、上記チャンネルで多様な経路に関連したコンプレクス利得を推定することができる限り、上記受信機４０４は、上記チャンネル行列Ｈの個々のエントリをまったく算出せずに、上記チャンネル行列Ｈを再構成することができる。本発明の一部の実施形態では、送信機からチャンネル推定のための情報が、トレーニング（training）又は基準（reference）信号の用途として上記受信機で獲得される。このような信号は、たまに「チャンネル状態情報基準信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Channel State Information Reference Signal）と称されることもある。上記チャンネル推定及びトレーニング段階の出力から、上記受信機４０４の上記制御機４２２は、上記プリコーダ及びコンバイナを算出することができる。上記プリコーダが送信機で用いられるため、上記送信機４０２は、必ず上記プリコーダと類似の情報を獲得すべきである。そして、上記プリコーダと類似した情報は、通常、フィードバックを通じて獲得される。

上記受信機４０４において、上記ＲＦ及び基底帯域プリコーディング行列を算出する場合、上記受信機４０４は、上記プリコーディング行列についての情報を、将来の送信で用いるために、上記送信機４０２にフィードバックしてもよい。より具体的に、上記受信機側において、上記ＲＦ及び基底帯域プリコーディング行列が算出されると、上記算出されたＲＦ及び基底帯域プリコーディング行列は、上記受信側の送信機から上記送信側の受信機へフィードバックされる。例えば、無線通信システム４００は、上記受信側及び送信側で、別途のフィードバック送受信機を含んでもよい。また他の例として、上記受信機４０４（即ち、同一の基地局、中継局、又は加入者端末機）と関連した送信機が、上記送信機４０２（即ち、同一の基地局、中継局、又は加入者端末機）と関連した受信機にメッセージを送信することができる。本発明の多様な実施形態において、上記受信機４０４と関連した送信機は、上記送信機４０２と類似に実現することができ、上記送信機４０２と関連した受信機は、上記受信機４０４と類似に実現することができる。

上記送信機４０２にフィードバックされた情報は、行列そのものであってもよい。しかし、本発明の多様な実施形態において、フィードバックオーバーヘッドを減少するために、上記制御機４２２は、上記算出されたＲＦ及び基底帯域プリコーディング行列を、コードブックの行列の識別子各々に関連してもよい。本発明の実施形態において、上記受信機４０４は、上記ＲＦ及び基底帯域プリコーディング行列のための行列識別子をのみフィードバックすることができる。

ＬＴＥ（long term evolution）のようなセルラー標準において、上記受信機から送信機へのフィードバックは、幾つかの形態を有する。プリコーディングに関連したフィードバックエレメントは、ランク指示子（ＲＩ：Rank Indicator）と、プリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Precoding Matrix Indicator）、チャンネル品質インデックス（ＣＱＩ：Channel Quality Index）のような量を示す。上記ランク指示子は、支援可能なストリームの最大数を定義し、上記ＰＭＩは、好まれる候補プリコーディングベクタ又は行列を定義する。しかし、上記プリコーディングが、二つの階層、即ち、ＲＦプロセッシング及び基底帯域プロセッシングから分離されるため、本発明の実施形態で提供されるプリコーディング方法は、フィードバックシグナリングに基本的に影響を与える。したがって、本発明の実施形態のプリコーディング戦略とともに、用いられるフィードバック構造が図５に示されている。

図５は、本発明の一実施形態によるフィードバックフレーム構造を示すブロックダイアグラムである。図５を参照すると、フィードバックフレーム構造５００は、送信に用いられ得るＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を表すために、上記送信機４０２へフィードバックされ得るフィードバックメッセージの一例を示す。

図５に示されているように、上記フィードバックフレーム構造５００は、ＲＦステアリング方向（ＲＦＳＤ：RF Steering Direction）フィールド５０２を含む。上記ＲＦＳＤフィールド５０２は、ＲＦプリコーディング行列Ｆ_ＲＦを用いる送信により用いられる方位角及び仰角を示す。上記送信機４０２が多数のＲＦチェーン４０８を有するため、上記受信機４０４は、上記送信機４０２に上記ＲＦチェーン４０８の各々で用いられるステアリング方向を通知することができる。

上記フィードバックフレーム構造５００は、基底帯域プリコーダ行列指示子（ＢＢＰＭＩ：Baseband Precoder Matrix Indicator）フィールド５０４を含む。本発明の実施形態は、基底帯域プリコーダを通じて、多数のステアリング方向を組み合わせる。基底帯域プロセッシングのために、上記送信機により用いられる好適のプリコーダ行列についての情報は、ＢＢＰＭＩフィールド５０４でインコードされる。

上記フィードバックフレーム構造５００は、基底帯域ランク指示子（ＢＢＲＩ：Baseband Rank Indicator）フィールド５０６を含む。上記ＢＢＲＩフィールド５０６は、上記受信機４０４により支援されるデータストリームの最大数を表す。

上記フィードバックフレーム構造５００は、チャンネル品質インデックス（ＣＱＩ：Channel Quality Index）フィールド５０８を含む。上記ＣＱＩフィールド５０８は、チャンネル品質についての情報を伝達し、送信機側の決定のために用いられ得る。例えば、別途の制限のない場合、このような情報は、スケジューリング及びレート適応（rate adaptation）を含んでもよい。本発明の一部の実施形態において、上記ＣＱＩフィールド５０８は、上記フィードバックフレーム構造５００に必ず含まれる必要はない。

上記フィードバック量は、連続的な空間に位置する。したがって、効率的なフィードバックを可能とするために、量子化（quantization）形態が適用されてもよい。上記無線通信システム４００は、スカラー及び定義された行列量をフィードバックシンボルの有限集合にマッピングするために量子化コードブックを用いてもよい。例えば、スカラーコードブックは、上記ＲＦＳＤフィールド５０２で、上記角を量子化するために用いられてもよく、他のフィードバック行列コードブックは、ＢＢＰＭＩフィールド５０４で、上記基底帯域プリコーディング行列を量子化するために用いられてもよい。上記量子化は、プリコーディングアルゴリズムの出力から行われるか、又は上記プリコーディングアルゴリズムに統合されて行われてもよい。ステアリング方向の量子化を直接上記プリコーディングアルゴリズムに統合するために、一例として、上記プリコーディングアルゴリズムで定義されたＡ_ｔ行列は一例として、上記チャンネルに存在する角の代わりに、量子化された方向からアレイ応答ベクタとして一般化され得る。

上記図５に示されている上記フレーム構造５００は、一例に過ぎず、本発明の多様な実施例において、その物理的な限定又は構造的な限定を招かないことに留意すべきである。

図４に示されているように、送信機ＲＦチェーン４０８の各々は、上記アンテナ４１０各々に連結され、上記受信機ＲＦチェーン４１８各々は、上記アンテナ４２０各々に連結される。しかし、本発明の他の実施形態では、上記ＲＦチェーンはアンテナの集合に連結されてもよい。

図６は、本発明の一実施形態によるアンテナの集合に連結されたＲＦチェーンを含む信号プロセッシングデバイスのブロックダイアグラムを示す図面である。図６を参照すると、上記信号プロセッシングデバイス６００は、上記の図４から説明したように、結合された基底帯域プロセッシング及びＲＦビームステアリングを実現する送信機又は受信機になってもよい。しかし、図６に示されているように、ＲＦチェーン６０２は、上記信号プロセッシングデバイス６００のための上記アンテナ６０４のサブ集合（subset）に連結される。例えば、ＲＦチェーン６０２は、それぞれ与えられた方向からビームをステアリングするために、上記アンテナ６０４の分離されたサブ集合を用いてもよい。

図６に示されているように、本発明の実施形態では、上記信号プロセッシングデバイス６００が階層化されたＲＦ／基底帯域信号プロセッシングを含み、上記階層化されたＲＦ／基底帯域信号プロセッシングで、上記ＲＦチェーン６０２が、上記信号プロセッシングデバイス６００の与えられた方向から各ＲＦチェーン６０２の出力をステアリングすることを許し、上記基底帯域プロセッシングチェーン６０６は、上記多様なＲＦチェーン６０２の入力を混合することを許す。図６に示されたように、本発明の実施形態では、上記から説明したプリコーディングアルゴリズムに対して一部わずかな修正が行われてもよい。例えば、各ＲＦチェーン６０２が、上記アンテナ６０４のサブ集合にのみ連結されるという事実は、数学的にＦ_ＲＦのエレメントのうちの一部を「０」と同一となるように変更させることである。

より具体的に、アンテナｉが、受信機又は送信機でＲＦチェーンｊに連結されない場合、Ｆ_ＲＦの（ｉ、ｊ）番目のエレメントは、「０」となるべきである。このような構造を提供するために、例えば、本発明の実施形態では、図４に示されたような上記無線通信システム４００に適用可能な「制約されない」解決方法を検索した後に、Ｆ_ＲＦの当該エレメントを「０」として設定することができる。

図７は、本発明の多様な実施形態に相応するプリコーダ行列を算出する過程を示す。一例として、図７に示されているような過程は、図４で図示した受信機４０４の制御機４２２で遂行され得る。上記受信機４０４は、上記から説明した原則及び数式に相応するようにプリコーダ行列を算出することができる。

上記過程は、アンテナ当り１個のＲＦチェーンを仮定する場合、上記プリコーダ行列を近似化するように算出することにより始まる（７０５ステップ）。その後、上記過程は、Ｎ^ｔ _ＲＦ方向が算出されたか否かを決定する（７１０ステップ）。例えば、上記過程は、送信機で上記ＲＦチェーン各々のためのＲＦプリコーダが算出されたか否かを決めることができる。

上記算出されたプリコーダの数が、上記送信機でＲＦチェーンの数と同一ではない場合、上記過程は、残りのプリコーダを近似化するよう算出する（７１５ステップ）。例えば、上記過程は、まだ算出されていない方向のためのプリコーダを算出する。

その後、上記過程は、最適のプリコーダが最高のプロジェクションを有し、ＲＦプリコーダＦ_ＲＦに、検出した方向を加算する次の方向を検索する（７２０ステップ）。その後、上記過程は、最適の基底帯域プリコーダＦ_ＢＢを構成し（７２５ステップ）、上記送信機で上記ＲＦチェーン各々のためのプリコーダを算出するために上記７１０ステップに戻る。

上記７１０ステップに戻って、上記算出されたプリコーダの数が、上記送信機のＲＦチェーンの数と同様である場合、上記過程は、基底帯域プリコーダを正規化するために進行する（７３０ステップ）。その後、上記過程は、上記構成されたＲＦプリコーダ行列及び基底帯域プリコーダ行列に戻り（７３５ステップ）、その後に終了される。

図８は、本発明の多様な実施形態によるコンバイナ行列を算出する過程を示す。例えば、図８に示されているような過程は、図４に示した受信機４０４の制御機４２２で行われてもよい。上記受信機４０４は、上記で説明した原則及び数式に相応するようにコンバイナ行列を算出することができる。

上記過程は、アンテナ当り１個のＲＦチェーンを仮定する場合、上記コンバイナ行列を近似化するよう算出することにより始まる（８０５ステップ）。その後、上記過程は、Ｎ^ｒ _ＲＦ方向が算出されたか否かを決定する（８１０ステップ）。例えば、上記プロセスは、受信機で上記ＲＦチェーン各々のためのＲＦコンバイナが算出されたか否かを決定することができる。

上記算出されたコンバイナの数が、上記受信機でＲＦチェーンの数と同一でない場合、上記過程は、残りのコンバイナを近似化するよう算出する（８１５ステップ）。例えば、上記過程は、まだ算出されていない方向のためのコンバイナを算出する。

その後、上記過程は、最適のコンバイナが最高のプロジェクションを有し、ＲＦコンバイナＷ_ＲＦに、検出した方向を加算する次の方向を検索する（８２０ステップ）。その後、上記過程は、最適の基底帯域コンバイナＷ_ＢＢを構成し（８２５ステップ）、上記受信機で上記ＲＦチェーン各々のためのコンバイナを算出するために上記８１０ステップに戻る。

上記８１０ステップに戻って、上記算出されたコンバイナの数が、上記受信機でＲＦチェーンの数と同一である場合、上記過程は、基底帯域コンバイナを正規化するために進行する（８３０ステップ）。その後、上記過程は、上記構成されたＲＦコンバイナ行列及び基底帯域コンバイナ行列に戻り（８３５ステップ）、以後に終了される。

図９は、本発明の多様な実施形態によるコンバイナ行列及びプリコーダ行列を算出する過程を示す。一例として、図９に示しているような過程は、図４に示した無線通信システム４００の送信機４０２及び受信機４０４により行われてもよい。図９は、上記から説明した規則及び原則に基づいた上記無線通信システム４００の動作の一例を示す。例えば、上記図９は、チャンネル推定及びフィードバック過程と、オーダーリング過程を示し、上記過程で、プリコーダ及びコンバイナが、上記基地局及び加入者端末機の容量に基づいて算出することができる。上記図９に示している過程は、ダウンリンク通信又はアップリンク通信の間に実現され得る。

上記過程は、送信機がセル特定基準信号（cell specific reference signal）を送信することにより始まる（９０５ステップ）。上記受信機は、上記チャンネルの角分解（angular decomposition）を用いてチャンネルＨを推定する（９１０ステップ）。上記受信機は、送信機ＲＦチェーンの数が、受信機ＲＦチェーンの数より多く、又は同様であるか否かを決める（９１５ステップ）。

上記送信機ＲＦチェーンの数が、上記受信機ＲＦチェーンの数より少ない場合、上記受信機は、近似化することを望む最適のＳＶＤプリコーダを算出する（９２０ステップ）。上記受信機は、基底帯域プリコーディング行列Ｆ_ＢＢとＲＦプリコーディング行列Ｆ_ＲＦを算出する（９２５ステップ）。上記受信機は、上記コンバイナをＵ_opt＝（ＨＦ_ＲＦＦ_ＢＢ）^＊のように近似化されるよう算出する（９３０ステップ）。その後、上記受信機は、基底帯域コンバイニング行列Ｗ_ＢＢとＲＦコンバイニング行列Ｗ_ＲＦを算出する（９３５ステップ）。そして、上記受信機は、チャンネル品質と、プリコーダＦ_ＢＢとＦ_ＲＦについての情報をフィードバックする（９４０ステップ）。従って、上記算出されたプリコーダ及びコンバイナを通じて、データが送信及び受信されることができ（９４５ステップ）、以後、上記過程は終了される。

上記９１５ステップに戻り、上記送信機ＲＦチェーンの数が、上記受信機ＲＦチェーンの数より大きいか、又は同様である場合、上記受信機は、上記最適のＳＶＤコンバイナを近似化するよう算出する（９５０ステップ）。上記受信機は、その後、基底帯域コンバイニング行列Ｗ_ＢＢとＲＦコンバイニング行列Ｗ_ＲＦを算出する（９５５ステップ）。そして、上記受信機は、上記コンバイナをＦ_opt＝（Ｗ_ＲＦＷ_ＢＢＨ）^＊のように近似化するよう算出する（９６０ステップ）。上記受信機は、基底帯域プリコーディング行列Ｆ_ＢＢとＲＦプリコーディング行列Ｆ_ＲＦを算出する（９６５ステップ）。上記受信機は、チャンネル品質及びプリコーダＦ_ＢＢとＦ_ＲＦについての情報をフィードバックする（９４０ステップ）。したがって、上記算出されたプリコーダ及びコンバイナを通じて、データが送信及び受信されることができ（９４５ステップ）、以後、上記過程は終了される。

図１０は、本発明の実施形態によるアップリンクプリコーディング及びダウンリンクプリコーディングを可能とするために、容量情報及び構成情報を交渉する過程を示す。例えば、図１０に示しているような過程は、図４に示した無線通信システム４００の送信機４０２及び受信機４０４により行われてもよい。

上記送信機に好ましいプリコーディング行列構造を通知するためのフィードバックに加えて、プリコーダが上記受信機で算出されるため、プリコーディングは、上記受信機が上記送信機構成の一部の基本構成を知っていることを必要とする。例えば、上記から説明したようなアルゴリズムにおいて、本発明の実施形態は、上記受信機４０４が出発地（departure）の方位角及び仰角を獲得した後、上記行列Ａ_ｔを形成できることを仮定する。これは、上記受信機４０４が、例えば、制限なく、上記送信機４０２でアンテナ４１０の数、アンテナアレイの次元（多元アレイ（multi-dimensional arrays）の場合）、及びエレメント間の空間のような送信機４０２についての情報を知っていることを意味する。さらに、基底帯域プロセッシング行列又はプリコーダを適切に構成するためには、上記受信機４０４は、理想的に、上記送信機のＲＦチェーンの数を知る必要があり得る。このような情報は、固定的であるため、このような情報の交換のオーバーヘッドは低く、このような情報の交換は、初期容量及び構成の交渉段階を通じて行われてもよい。

図１０は、初期容量及び構成の交渉段階の一実施形態を示す。上記過程は、アップリンク通信又はダウンリンク通信が行われるか否かを決めることにより始まる（１００５ステップ）。

上記通信がダウンリンクで進行される場合、上記基地局は、基地局送信アンテナアレイ（BS TX antenna array）とＲＦチェーン構成情報（即ち、Ｎ_ｔ、Ｎ_ｔ ^ＲＦ、アレイ次元、エレメント間の空間）を容量交渉の間にＵＥに送信する（１０１０ステップ）。例えば、上記ＵＥに基地局の構成を通知するために、上記基地局は、このような情報を放送チャンネル（ＢＣＨ：broadcast channel）送信に含まれてもよい。このような情報の交換は、「ユーザカテゴリー（user category）」のようなフィールドが知られた構成にマッピングされ得る場合、直接的であるか、又は暗黙的に交換されてもよい。

上記ＵＥは、基地局ＢＳの構成情報を用いて、ＴＸ及びＲＸプロセッシング（即ち、Ｆ_ＲＦ、Ｆ_ＢＢ、Ｗ_ＲＦ、Ｗ_ＢＢ）を算出する（１０１５ステップ）。その後、上記ＵＥは、上記基地局により用いられるＦ_ＲＦ及びＦ_ＢＢと関連した情報及びパラメータをフィードバックする（１０２０ステップ）。したがって、上記基地局及びＵＥは、算出されたＴＸ及びＲＸプロセッシング（即ち、Ｆ_ＲＦ、Ｆ_ＢＢ、Ｗ_ＲＦ、Ｗ_ＢＢ）を用いる通信を行い（１０２５ステップ）、以後、上記過程は終了される。

上記通信がアップリンクで進行される場合、上記ＵＥは、アンテナアレイとＲＦチェーンの構成情報（即ち、Ｎ_ｔ、Ｎ_ｔ ^ＲＦ、アレイ次元、エレメント間の空間）を容量交渉の間に基地局に送信する（１０３０ステップ）。一例として、上記基地局にＵＥの構成を知らせるために、上記ＵＥは、このような情報をランダムアクセスチャンネル（ＲＡＣＨ：Random Access Channel）送信に含ませてもよい。このような情報の交換は、「ユーザカテゴリー（user category）」のようなフィールドが知られた構成にマッピングされ得る場合、直接的であるか、又は暗黙的に交換することができる。

上記基地局は、ＵＥ構成情報を用いて、ＴＸ及びＲＸプロセッシング（即ち、Ｆ_ＲＦ、Ｆ_ＢＢ、Ｗ_ＲＦ、Ｗ_ＢＢ）を算出する（１０３５ステップ）。その後、上記基地局は、上記ＵＥにより用いられるＦ_ＲＦ及びＦ_ＢＢと関連した情報及びパラメータをフィードバックする（１０４０ステップ）。したがって、上記基地局及びＵＥは、算出されたＴＸ及びＲＸプロセッシング（即ち、Ｆ_ＲＦ、Ｆ_ＢＢ、Ｗ_ＲＦ、Ｗ_ＢＢ）を用いる通信を行い（１０２５ステップ）、以後、上記過程は終了される。

本発明の多様な実施形態において、一部の容量又は構成情報は、有用ではないか、又は完璧に知ることができないこともある。このような場合でも、プリコーディングは、データレート性能をより低くしないながら、同一の方式で発生することができる。

例えば、上記ＲＦチェーンの数が知られず、上記送信機が実際に有するＲＦチェーンの数より少ない数のＲＦチェーンを、上記受信機が有していると仮定する場合、上記送信機は、幾つかのＲＦチェーンが用いられないようにすることができる。上記送信機が実際に用いるＲＦチェーンより多くの数のＲＦチェーンを、上記受信機が有していると仮定する場合、上記送信機は、上記基底帯域プリコーディング行列の一部、少ないドミナント（dominant）（より小さいサイズ）列と、そのステアリング角を無視してもよい。

また、他の例として、上記送信機で有用なアンテナの数が上記受信機に知られていない場合、上記受信機は、アンテナの最高の推定数を仮定するプリコーダを算出することができる。このような推定は、上記ＲＦプリコーダで用いられるＲＦステアリング角の正確性に影響を与え得るが、データレートの側面から最小の損失を招き得るだけである。しかし、このような推定は、いまだに受信機がエレメント間の空間のようなアレイの設計と、上記アレイが線形的であるか、平面的であるか、又は他の形態であるかについて、一部は知っているべきであることを仮定する。

上記アルゴリズムに対する類似の修正が、上記受信機がエレメント間の空間のようなアンテナアレイの構成情報を知っていない場合などの例題から成し遂げられ得る。例えば、上記受信機は、仮定されたアレイ構成に基づいて、プリコーダを算出することができ、そして、上記送信機は、実際のアレイ構成に対する仮定されたアレイ情報からフィードバック情報を翻訳するのに変換（transformation）を適用することができる。一例として、ＲＦプリコーディングで必要となり得るすべてのものは、上記ステアリング角である。上記ステアリングベクタの実際の構造は、正確なステアリングベクタの構造が、最後に用いられるよう提供される上記プリコーダの性能においてなにより重要ではなくてもよい。したがって、一部知られていない情報が、少なくとも上記送信機ために説明され得る。

以上、狭帯域ミリ波帯域通信について説明したが、広帯域システム及び直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムでも多様な実施形態が実現され得る。例えば、基底帯域において、多重ビームのＲＦプロセッシング及びコンバイニングを用いて、多重ビームのステアリングを行うコンセプトは、ＯＦＤＭを用いる広帯域周波数選択システムに拡張することができる。各サブキャリアの電波チャンネルを調べると、全てのチャンネルが同一のＬ個のチャンネル経路の線形結合として作成することができる。上記互いに異なる線形結合の係数は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）の係数である。各サブキャリアにおけるチャンネルは、同一のチャンネル経路で、互いに異なる線形結合であるため、各サブキャリアで用いられるプリコーダは、高い相関関係を有し、互いに異なるサブキャリアに対して、理想的に選択できる、好ましいビームステアリング経路は、ほとんど同一であるか、又は類似であり得る。

上記プリコーディングコンセプトをチャンネルへ拡張するためには、上記ＲＦプリコーダが全てのサブキャリアに共通である必要があるため、本発明の実施形態は、上記アルゴリズムを大部分のサブキャリアにより、好ましいＮ_ｔ ^ＲＦ個の経路を選択するために修正される。上記候補ＲＦプリコーダを選択した後、各サブキャリアは、上記サブキャリアの最適のプリコーダを最適に近似化するか、又は上記サブキャリアが支援できるデータレートを最大化する他の基底帯域プリコーダを適用することができる。例えば、上記無線通信システム４００は、修正された選択の規則に相応するようにステアリング方向の集合を選択することができる。その一例は、上記プリコーディングアルゴリズムが、全てのサブキャリアのために実行され、大部分の共通ステアリング方向が、プリコーディングのために選択されることである。また他の選択の規則が考慮されてもよい。そして、互いに異なる基底帯域プリコーダが、各サブキャリアのために算出される。

図１１は、本発明の実施形態による組み合わせの基底帯域及びＲＦプロセッシングを用いて、信号を受信する過程を示す。一例として、図１１に示している過程は、図４に示した受信機４０４の制御機４２２で行われてもよい。上記過程は、アップリンク通信又はダウンリンク通信を受信するのに用いられてもよい。一例として、上記受信機は、基地局、中継局、又はユーザ端末機に位置することができ、遠隔に位置する送信機により送信された信号を受信することができる。

上記過程は、チャンネルに対するチャンネル推定のための情報を受信することにより始まる（１１０５ステップ）。一例として、１１０５ステップにおいて、上記チャンネル推定のための情報は、基準信号又はＣＳＩ−ＲＳになってもよい。そして、上記過程は、上記チャンネルの特性を推定する（１１１０ステップ）。したがって、上記過程は、上記送信機の特性についての情報を受信する（１１１５ステップ）。例えば、１１１５ステップにおいて、上記受信機は、別途の制限なく、送信機のアンテナの数と、アンテナ間の空間と、送信機のＲＦチェーンのような情報を送信機から受信することができる。このような情報は、ＢＣＨで受信され得る。

その後、上記過程は、通信のための経路の数を決める（１１２０ステップ）。例えば、上記受信機と関連した制御機は、通信のための経路の数を上記送信機と受信機のうちからより小さい数のＲＦチェーンの数で決めることができる。したがって、上記過程は、上記チャンネルで経路の数を確認する（１１２５ステップ）。一例として、１１２５ステップにおいて、上記受信機と関連した制御機は、上記から決められた経路の数と、チャンネル推定値に基づいて、上記経路を経路の最適集合として確認する。

そして、上記過程は、ＲＦプリコーディング行列を算出する（１１３０ステップ）。一例として、１１３０ステップにおいて、上記受信機と関連した制御機は、送信機のためのＲＦプリコーディング行列を上記受信機への信号送信に用いるために算出する。したがって、上記過程は、基底帯域プリコーディング行列を算出する（１１３５ステップ）。一例として、上記１１３５ステップにおいて、上記受信機と関連した制御機は、上記受信機に対する信号の送信に用いるために送信機の基底帯域プリコーディング行列を算出することができる。

次に、上記過程は、ＲＦコンバイナ行列を算出する（１１４０ステップ）。一例として、上記１１４０ステップにおいて、上記受信機と関連した制御機は、上記送信機から信号を受信するのに用いるために、上記受信機のためのＲＦプリコーディング行列を算出することができる。したがって、上記過程は、基底帯域コンバイナ行列を算出する（１１４５ステップ）。一例として、上記１１４５ステップにおいて、上記受信機と関連した制御機は、上記送信機から信号を受信するのに用いるために、上記受信機のための基底帯域プリコーディング行列を算出することができる。本発明の他の実施形態において、上記１１４０ステップ及び１１４５ステップは、上記１１３０ステップ及び１１３５ステップの以前に行ってもよい。例えば、上記受信機と関連した制御機は、上記プリコーディング行列を算出する前に、上記コンバイナ行列を算出してもよい。

その後、上記過程は、フィードバックメッセージを送信する（１１５０ステップ）。例えば、上記１１５０ステップにおいて、上記フィードバックメッセージは、上記算出されたプリコーディング行列、上記プリコーディング行列のコードブック識別子、及び／又は上記図５から説明したようなフィードバックフレーム構造５００に相応する情報を含んでもよい。このような例において、アップリンク通信又はダウンリンク通信で用いられる上記受信機及び送信機は、互いに遠隔に離れて位置する。例えば、上記１１５０ステップにおいて、送信機又は上記受信機（即ち、同一の基地局、中継局、又はユーザ端末機の受信機として）と関連したフィードバックチェーンは、上記遠隔に位置した受信機、又は上記遠隔に位置した送信機（即ち、同一の基地局、中継局、又はユーザ端末機の送信機として）と関連したフィードバックチェーンに、上記フィードバックメッセージを送信することができる。例えば、上記フィードバックメッセージは、ＲＡＣＨで送信され得る。

したがって、上記過程は、送信された信号を受信する（１１５５ステップ）。例えば、上記１１５５ステップにおいて、上記受信機は、上記送信機から送信された信号を受信することができ、上記信号は、上記算出されたプリコーディング行列に相応するように上記送信機でプリコーディングされ得る。その後、上記過程は、ＲＦコンバイナ行列を用いて、ＲＦで受信された信号をプロセスする（１１６０ステップ）。したがって、上記プロセッシングは、上記基底帯域コンバイナ行列を用いて、基底帯域で受信された信号をプロセスし（１１６５ステップ）、以後に上記過程は終了する。

図１２は、本発明の実施形態による組み合わせの基底帯域及びＲＦプリコーディングを用いて信号を送信する過程を示す。例えば、図１２に示しているような過程は、図４に示した送信機４０２及び制御機４１２により行われてもよい。上記過程は、アップリンク通信又はダウンリンク通信を送信するのに用いることができる。例えば、上記送信機は、基地局、中継局又はユーザ端末機に位置してもよく、遠隔に位置する受信機に信号を送信してもよい。

上記過程は、チャンネル推定のための情報を送信することにより開始される（１２０５ステップ）。例えば、１２０５ステップにおいて、上記チャンネル推定のための情報は、受信機が上記チャンネルを推定するために、上記受信機に送信される基準信号又はＣＳＩ−ＲＳとなり得る。そして、上記過程は、上記送信機の特性についての情報を送信する（１２１０ステップ）。例えば、１２１０ステップにおいて、上記送信機は、例えば、別途の制限なく、送信機のアンテナの数と、アンテナ間の空間と、送信機のＲＦチェーンのような情報を送信することができる。このような情報は、ＢＣＨで送信されてもよい。

次に、上記過程は、ＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を示す情報を受信する（１２１５ステップ）。例えば、上記１２１５ステップにおいて、上記受信機、又は送信機（即ち、同一の基地局、中継局、又はユーザ端末機の送信機として）に関連したフィードバックチェーンは、遠隔に位置する送信機又は上記遠隔に位置する受信機と関連したフィードバックチェーンからフィードバックメッセージを受信することができる。上記フィードバックメッセージは、上記算出されたプリコーディング行列、上記プリコーディング行列のコードブック識別子、及び／又は上記図５から説明したようなフィードバックフレーム構造５００に相応する情報を含んでもよい。例えば、上記フィードバックメッセージは、ＲＡＣＨで受信され得る。

次に、上記過程は、基底帯域プリコーディング行列を用いて、基底帯域で多数の信号をプリコードする（１２２０ステップ）。したがって、上記過程は、上記ＲＦプリコーディング行列に基づいて、ＲＦで上記多数の信号の各々に位相変移を適用する（１２２５ステップ）。そして、上記過程は、多数の経路で上記多数の信号を送信し（１２３０ステップ）、以後に上記過程は終了する。

本発明の実施形態は、無線通信システムにおいて達成可能なデータレートに対する理論の制限に接近できるプリコーディングアルゴリズムを提供する。上記アルゴリズムは、実際のシステムハードウェアにより賦課される全てのハードウェア制約を満たすよう行われる。このようなハードウェア制約は、プリコーダの設計に影響を及ぼすため、上記ハードウェア制約は、本発明の実施形態に直接統合され、どんな既存のプリコーディング解決方法も同一のタイプのハードウェア制約のために存在しない。上記アルゴリズムは、とても現実的な状況で、ビームステアリングのような典型的な技術と比べるとき、空間効率性から重要な改善を提供することが見られる。したがって、本発明の実施形態によるアルゴリズムは、実際のシステムに設けられた場合、とても重要な改善を提供することができる。

よい空間効率性を提供すること以外にも、本発明の実施形態は、既存の一般ＭＩＭＯビームフォーミングと比べる場合、フィードバックにおいて減少を提供する。これは、フィードバックコードブックの設計及びフレーム構造に重要な影響を及ぼす。例えば、２個の空間ストリームを上記受信機に送信する送信機で、２５６エレメント四角平面アレイ（即ち、１６ｘ１６）を有するシステムを考慮することができる。一般的なＭＩＭＯシステムにおいて、上記プリコーダは、ユニタリ行列のマニフォルド（manifold）を通じて均一に分散されることが仮定され得る。最適のグラスマン（Grassmann）コードブックのようなコードブックは、上記最適のプリコーダを量子化する。ここで、上記最適のプリコーダは、受信機で算出される（上記最適のプリコーダは、チャンネル情報を有していると仮定する）。また、上記コードブックは、上記プリコーダを上記送信機にフィードバックする。上記のような制限されたフィードバックコードブックにおいて、２５６エレメント送信機に対する２ストリームプリコーダは、共に（jointly）量子化される１０２２自由変数（free variable）を有する。これは、大きな無線通信システム（即ち、ミリ波システム）で、上記のようなフィードバックを不可能とし、ベクタ量子化方式が、約８個のアンテナより多くの数のアンテナを有するシステムのために、共通的に用いられるか、又は提案されないようする。

本発明の実施形態は、大きなプリコーダが導入される内在パラメータ化（inherent parameterization）において固有のものであり、上記内在パラメータ化は、フィードバックオーバーヘッドを減少し、大きなベクタ量子化器を、スカラー量子化器の最も小さなサイズを有するベクタ量子化器に代替する。上記のようなフィードバック分析及び減少が、本発明の実施形態に固有し、フィードバック量及び構造に直接的に影響を及ぼし、したがって、スカラー量子化器及び小さいベクタ量子化器へのフィードバックを分析することにより発生するフレーム構造だけでなく、フィードバックのために割り当てられるオーバーヘッドの一部によるエアインターフェース（air interface）に影響を及ぼす。

また、本発明の実施形態は、直交マッピング追跡のコンセプトに基づいて実現することができる。しかし、本発明の他の実施形態において、一例として、一般基底追跡（general basis pursuit）又はＬＡＳＳＯ（least absolute shrinkage and selection operator）のような制約された最小積のアルゴリズムは、本発明の実施形態のコンセプトを実現するのに用いることができる。用いられるアルゴリズムに関係なく、本発明の実施形態のアイデアを統合するのは、ＲＦプロセッシングを用いてステアリング多重ビームを必要とし、データレートを最大化することを目的とする方式として、基底帯域でこのようなビームを組み合わせるプリコーディングシステムを提供することにある。

上記直交マッチング追跡以外のアルゴリズムを採択することに、追加的に、上記システムは、最終の基底帯域プリコーダの設計を修正することができる。例えば、上記プリコーダが、近似化アルゴリズム（ＯＭＰ、ＬＡＳＳＯなど）が出力される基底帯域プリコーダを用いることの代わりに、上記システムは、一例として、最終の基底帯域チャンネル、Ｗ_ＲＦ ^＊ＨＦ_ＲＦ ^＊のＳＶＤに基づいて、他の基底帯域プリコーダを再び算出することができる。他の基底帯域解決方法が考慮されてもよい。また他の例において、異なる形態の類似の行列（即ち、上記チャンネルの上記経路を含む行列matrix Ａ_ｔと類似）、一例として、類似した解決方法に到達できる、同様に位置した探索方向のためのアレイ応答の行列のような他の形態の類似した行列をもって、上記アルゴリズムを探索することもまた、可能である。また、本発明の実施形態では、１個の端末機が最大比率送信又はコンバイニングを行うために、十分なＲＦチェーンを有するよう実現することができる。

本発明が好ましい実施形態と共に記述したが、多様な変更及び変形が、本発明の技術分野に属する当業者に提示されてもよい。これは、本発明が本発明の範囲内でこのような変更及び変形を含むためである。

４００ 無線通信システム
４０２ 送信機
４０４ 受信機
４０６ 基底帯域プリコーダ
４０８ 送信機ＲＦチェーン
４１０ アンテナ
４１２ 制御機
４１４ 位相変移
４１６ 基底帯域コンバイナ
４１８ 受信機ＲＦチェーン
４２０ アンテナ
４２２ 制御機
４２４ 位相変移

Claims (20)

1. 無線通信システムにおいて、受信機が複数の信号の組み合わせた基底帯域及び無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）プロセッシングを行う方法であって、
   送信機からチャンネル推定のための情報を受信する過程と、
   前記チャンネル推定のための情報に基づいて、チャンネルで多数の経路を確認する過程と、
   前記確認された経路の各々で、前記送信機から送信される一つ又は複数の信号に対して、位相変移（phase shift）を含むＲＦプリコーディングのためのＲＦプリコーディング行列を算出する過程と、
   前記送信機と関連した基底帯域プリコーダで、前記一つ又は複数の信号をプリコードするための基底帯域プリコーディング行列を算出する過程と、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 多数のＲＦ信号プロセッシングチェーン（chain）が、一つ又は複数の受信信号をプロセスし、前記確認された経路の各々に対する位相変移を含むＲＦコンバイナ行列を算出する過程と、
   前記受信機と関連した基底帯域コンバイナが、前記一つ又は複数の受信信号をプロセスするための基底帯域コンバイナ行列を算出する過程と、をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記チャンネルで前記多数の経路を確認する過程は、
   前記送信機のＲＦチェーンの数と前記受信機のＲＦチェーンの数とを比較する過程と、
   前記送信機と前記受信機のうちでどちらがより少ない数のＲＦチェーンを有するかを確認する過程と、
   前記より少ない数のＲＦチェーンの各々に対する前記チャンネルの経路を、前記多数の経路として確認する過程と、
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
4. 前記送信機と関連した遠隔受信機により、前記算出されたＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列についての情報を含むフィードバック（feedback）メッセージを送信する過程をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
5. 前記フィードバックメッセージは、前記遠隔送信機の多数のＲＦチェーン各々のための一つ又はそれ以上のビームステアリング方向（beam steering direction）についての情報をさらに含むことを特徴とする、請求項４に記載の方法。
6. 前記送信機のアンテナの数と、前記複数のアンテナ間の空間と、前記送信機のＲＦチェーンの数のうちの少なくとも一つを含む情報を、前記送信機から受信する過程と、
   前記受信された情報に基づいて、前記ＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を算出する過程と、をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
7. 前記受信機は、ダウンリンク（downlink）通信で用いられ、ユーザ端末機に位置するか、又は
   前記受信機は、アップリング（uplink）通信で用いられ、基地局又は中継局に位置することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
8. 無線通信システムにおいて、送信機が組み合わせ基底帯域及び無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）プリコーディングを行う方法であって、
   基底帯域プリコーダが、送信される多数の信号をプリコードする過程と、
   多数のＲＦチェーン（chain）で前記多数の信号のうちの少なくとも一つに位相変移（phase shift）を適用する過程と、
   前記適用された多数の位相変移に相応するように前記多数の信号を多数の経路で送信する過程と、
   を含むことを特徴とする方法。
9. 受信機からＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を示す情報を受信する過程を含み、
   前記基底帯域プリコーディング行列は、前記多数の信号をプリコードするために構成され、前記プリコーディング行例は、前記多数の経路の各々に対する前記位相変移を適用するためのものであることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
10. 前記多数のＲＦチェーンにより行われるプリコーディングは、前記ＲＦプリコーディング行列に含まれている多数の経路の各々に対する位相変移に制約され、
    前記送信機は、ダウンリンク（downlink）通信で前記多数の信号を送信し、基地局又は中継局に位置するか、又は
    前記送信機は、アップリンク（uplink）通信で前記多数の信号を送信し、ユーザ末端機に位置することを特徴とする、請求項９に記載の方法。
11. 無線通信システムにおける受信装置であって、
    送信機からチャンネル推定のための情報を受信する受信機と、
    制御機と、を含み、
    前記制御機は、
    前記チャンネル推定のための情報に基づいて、チャンネルで多数の経路を確認し、
    前記確認された経路の各々で、前記送信機から送信される一つ又は複数の信号に対して位相変移（phase shift）を含むＲＦプリコーディングのためのＲＦプリコーディング行列を算出し、
    前記送信機と関連した基底帯域（ＢＢ：baseband）プリコーダで、前記一つ又は複数の信号をプリコードするための基底帯域プリコーディング行列を算出することを特徴とする受信装置。
12. 前記受信機は、
    基底帯域コンバイナと、
    多数のＲＦシグナルチェーン（chain）を含み、
    前記制御機は、
    多数のＲＦチェーンにより受信された一つ又は複数の受信信号をプロセスし、前記確認された経路の各々に対する位相変移を含むＲＦコンバイナ（combiner）行列を算出し、
    前記基底帯域コンバイナが、前記一つ又は複数の受信信号をプロセスするための基底帯域コンバイナ行列を算出することを特徴とする、請求項１１に記載の受信装置。
13. 前記チャンネルで前記多数の経路を確認するにあたって、前記制御機は、
    前記送信機のＲＦチェーンの数と、前記受信機のＲＦチェーンの数とを比較し、前記送信機と前記受信機のうちでどちらがより少ない数のＲＦチェーンを有するかを確認し、前記より少ない数のＲＦチェーンの各々に対する前記チャンネルの経路を、前記多数の経路として確認することを特徴とする、請求項１１に記載の受信装置。
14. 前記送信機が遠隔送信機である場合、前記受信装置は、
    前記受信機と関連し、前記遠隔送信機と関連する遠隔受信機へ、前記算出されたＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列についての情報を含むフィードバック（feedback）メッセージを送信することを特徴とする、請求項１１に記載の受信装置。
15. 前記フィードバックメッセージは、前記遠隔送信機の多数のＲＦチェーン各々のための一つ又はそれ以上のビームステアリング方向（beam steering direction）についての情報をさらに含むことを特徴とする、請求項１４に記載の受信装置。
16. 前記受信機は、前記送信機のアンテナの数と、前記アンテナ間の空間と、前記送信機のＲＦチェーンの数とを含む情報を前記送信機から受信し、
    前記制御機は、前記受信された情報に基づいて、前記ＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を算出することを特徴とする、請求項１１に記載の受信装置。
17. 前記受信装置は、ダウンリンク通信で用いられ、ユーザ端末機に位置するか、又は
    前記受信装置は、アップリンク通信で用いられ、基地局又は中継局に位置することを特徴とする、請求項１１に記載の受信装置。
18. 無線通信システムにおける送信装置であって、
    送信される多数の信号をプリコードする基底帯域（ＢＢ：baseband）プリコーダと、
    前記多数の信号のうちの少なくとも一つに位相変移（phase shift）を適用する多数のＲＦチェーン（chain）と、
    前記適用された多数の位相変移に相応するように多数の経路で前記多数の信号を送信する多数のアンテナと、
    を含むことを特徴とする送信装置。
19. ＲＦプリコーディング行列及び基底帯域プリコーディング行列を示す情報を受信する受信機をさらに含み、
    基底帯域プリコーダは、前記基底帯域プリコーディング行列を用いて、前記多数の信号をプリコードするために構成され、前記ＲＦプリコーディング行列は、前記多数の経路の各々に対する前記位相変移を適用するためのものであることを特徴とする、請求項１８に記載の送信装置。
20. 前記多数のＲＦチェーンにより行われるプリコーディングは、前記ＲＦプリコーディング行列に含まれている多数の経路の各々に対する位相変移に制約され、
    前記送信装置は、ダウンリンク通信で用いられ、基地局又は中継局に位置するか、又は
    前記送信装置は、アップリンク通信で用いられ、ユーザ端末機に位置することを特徴とする、請求項１９に記載の送信装置。