JP2014521980A - 高電圧を測定する補正済み周波数特性を有する適応型分圧器 - Google Patents

Abstract

グラウンド端子ＧＮＤと測定端子Ｕとの間の高電圧を測定する適応型分圧器。この適応型分圧器は第１の分岐部を備え、この第１の分岐部は、グラウンド端子ＧＮＤと測定端子Ｕとの間に接続される分圧器回路を形成するインピーダンス素子Ｚ、Ｒの第１のセットと、第１の分岐部のインピーダンス素子Ｚ、Ｒの一方の電圧を測定するように構成される電圧計ＡＤ２を備える。さらに、適応型分圧器は第２の分岐部を備え、この第２の分岐部は、インピーダンス素子Ｑ、Ｐの第２のセットであって、グラウンド端子ＧＮＤと測定端子Ｕとの間に接続され、複数の構成の間で切換え可能であり、少なくとも１つの構成において、このインピーダンス素子Ｑ、Ｐの第２のセットは分圧器回路を形成する、インピーダンス素子Ｑ、Ｐの第２のセットと、第２の分岐部のインピーダンス素子Ｑ、Ｐの少なくとも一方の電圧を測定するように構成される電圧計ＡＤ１、ＡＤ３とを備える。さらに、制御回路ＤＣＳＳは、第２の分岐部の構成を第２の分岐部の複数の構成の間で連続的に切換え、それにより、第１の分岐部のインピーダンス素子Ｚ、Ｒの値と第２の分岐部のインピーダンス素子Ｑ、Ｐの値との間の関係が、電圧計ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３の出力の関数として第２の分岐部の連続的な構成について決定されることができ、また、分圧器の総合トランスミタンスが、電圧計ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３の出力の関数として任意の時点に決定されることができるように構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、高電圧を測定する補正済み周波数特性を有する適応型分圧器に関する。

従来の分圧器（抵抗性、誘導性、又は容量性）は、以下で更に論じるように幾つかの欠点を有する。

第１に、分圧比は、部品経年変化又は温度、湿度若しくは環境汚染等の周囲条件によって時間的に変動する。例えば、空気湿度の変化は、分圧器インピーダンスを短絡する漏洩抵抗の変化を引起し、それにより、制御されない分圧比の変化をもたらす。同様に、分圧器素子を短絡する外部汚染物質（埃、脂質）は、制御されない分圧比の変化をもたらす。さらに、分圧器に有限インピーダンスをロードすることもまた、分圧比を変化させる。

同様に、分圧器の動的特性が変化し易い。抵抗部品以外に、各分圧器は、寄生リアクタンス要素を含む。誘導性分圧器は、本質的にリアクタンス素子を備える。寄生キャパシタンスの容量は、分圧器近傍における外部の導体の存在又は再配置によって制御されない方法で変動している。分圧器の素子の熱膨張による分圧器幾何形状の変化は、分圧器内に存在する容量の変化をもたらす。制御されない容量の変化は、温度及び湿度によって、又は更に、空気誘電率に対する空気圧力の影響によって引起され得る。

さらに、誘電体材料の経年変化もまた、制御されないキャパシタンスの変化をもたらす。それぞれの伝導素子がインダクタンスを有するため、主回路と主回路の近傍の伝導素子との間で未決定の寄生磁気結合が常に発生する。寄生キャパシタンス又はインダクタンスは、共振回路を形成し、共振回路は、特に高調波を含む信号について、分圧器計量特性を実質的に変化させる。分圧器の振幅及び周波数特性を実質的に歪ませる誘導性分圧器における鉄共振の発生についての知られている事例が存在する。

したがって、これらの欠点の少なくとも一部を回避する適応型分圧器を開発することが目的にかなった。

特許文献１の明細書から、高電圧オシロスコープ試験プローブが知られており、そのプローブの高品質の絶縁は、分圧器がその中に閉囲される容器を部分的に充填する誘電性流体によって提供される。使用されるフロン誘電性流体の沸点が＋４．１℃であるため、容器の残りの部分は、所定圧力下の誘電性流体蒸気を充填される。そのため、分圧器周囲の絶縁強度は、空気の絶縁強度に対して数倍増加する。プローブは、周波数範囲ＤＣ〜７０ＭＨｚ内で最大３０ｋＶの高電圧及び約３．３ナノ秒の立上り時間を測定することを可能にする。

特許文献２から、電気トラクションライン内の電圧及び電流歪因子を無接触で測定する方法が知られており、電気トラクションライン内で、電界センサ及び磁界センサが、２メートルのロッドの端部に固定され、トローリワイヤの下に設置される。両方のセンサの信号は、同期した記録及び信号のスペクトル解析がそれによって実施されるコンピュータに接続された２チャネルオシロスコープの入力に印加される。

特許文献１によるプローブの欠点は、プローブ内に指定量のフロンを維持する必要性である。一方、ポリマ絶線材料は、不可避的な表面電流のため、変動する周囲条件（湿度、埃）下で、安定したキャパシタンス及びコンダクタンスパラメータを保証しない。これは、プローブの静的特性と周波数計量特性の両方の制御されない変化をもたらす。

米国特許第３，２５６，４８４号 露国特許出願第２３９９９２０号

本発明の目的は、グラウンド端子（ＧＮＤ）と測定端子（Ｕ）との間の高電圧を測定する適応型分圧器である。この分圧器は第１の分岐部を備え、この第１の分岐部は、グラウンド端子（ＧＮＤ）と測定端子（Ｕ）との間に接続される分圧器回路を形成するインピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の第１のセットと、第１の分岐部のインピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の一方の電圧を測定するように構成される電圧計（ＡＤ２）とを備える。さらに、この分圧器は第２の分岐部を備え、この第２の分岐部は、インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットであって、グラウンド端子（ＧＮＤ）と測定端子（Ｕ）との間に接続され、複数の構成の間で切換え可能であり、少なくとも１つの構成において、このインピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットは分圧器回路を形成する、インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットと、第２の分岐部のインピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の少なくとも一方の電圧を測定するように構成される電圧計（ＡＤ１、ＡＤ３）とを備える。さらに、この分圧器は制御回路（ＤＣＳＳ）を備え、この制御回路（ＤＣＳＳ）は、第２の分岐部の構成を第２の分岐部の複数の構成の間で連続的に切換え、それにより、第１の分岐部のインピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の値と第２の分岐部のインピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の値との間の関係が、電圧計（ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３）の出力の関数として第２の分岐部の連続的な構成について決定されることができ、また、分圧器の総合トランスミタンスが、電圧計（ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３）の出力の関数として任意の時点に決定されることができるように構成される。

第１の分岐部は、ボルテージフォロアー（Ｗ２）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｒ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｚ）を備えることができ、ボルテージフォロアー（Ｗ２）は電圧計（ＡＤ２）に更に接続され、
第２の分岐部は、ボルテージフォロアー（Ｗ１）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｐ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｑ）を備えることができ、ボルテージフォロアー（Ｗ１）は電圧計（ＡＤ１）に更に接続され、第２の分岐部は、インピーダンス素子（Ｐ）の第２の端子を、グラウンド端子（ＧＮＤ）又は増幅器（Ｗ３）の出力に切換え可能に接続するスイッチ（Ｓｗ）を更に備え、増幅器（Ｗ３）の出力は電圧計（ＡＤ３）に接続される。第２の分岐部は、スイッチ（Ｓｗ）がインピーダンス素子（Ｐ）をグラウンドに接続する第１の構成と、スイッチ（Ｓｗ）がインピーダンス素子（Ｐ）を増幅器（Ｗ３）の出力に接続する第２の構成と
の間で切換え可能とすることができる。

第１の分岐部は、電圧計（ＡＤ２）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｒ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｚ）を備えることができ、
第２の分岐部は、スイッチ（Ｓｑ、Ｓｔｐ、Ｓｗ）によって少なくとも３つの構成に接続可能な少なくとも３つのインピーダンス（Ｑ、Ｔ、Ｐ）を備えることができ、第１の構成は、第１のインピーダンス（Ｑ）と第２のインピーダンス（Ｔ）との直列接続を備え、第２の構成は、第１のインピーダンス（Ｑ）と第３のインピーダンス（Ｐ）との直列接続を備え、第３の構成は、３つ全てのインピーダンス（Ｑ、Ｔ、Ｐ）の直列接続を備える。

第２の分岐部は、第２のスイッチ（Ｓｗ）によってグラウンド端子（ＧＮＤ）に接続される共通端子を有する第２のインピーダンス（Ｔ）と第３のインピーダンス（Ｐ）との間で切換え可能なセレクタ端子を有する第１のセレクタスイッチ（Ｓｑ）と直列接続される第１のインピーダンス（Ｑ）を備え、第２の分岐部は、第１のセレクタスイッチ（Ｓｑ）のセレクタ端子とグラウンド端子（ＧＮＤ）との間に第３のスイッチ（Ｓｔｐ）を更に備える。分圧器は、ＣＭＲＲの影響を最小にするために、第２のインピーダンス（Ｔ）と第３のインピーダンス（Ｐ）との直列接続と並列に第３の構成で接続可能な回路（Ｗｗ、Ｗｉ、Ｔ１、Ｐ１）を更に備えることができる。

第１の分岐部及び第２の分岐部はそれぞれ、相互ロード式分圧器のチェーンを備えることができる。

本発明による分圧器のそれぞれの実施形態についての切換え可能な分岐部の比の決定は、分圧器の従来の（切換え不能な）分岐部の比の決定と第１の実施形態の説明で与えられる関係の使用を同時に可能にする。

例示的な実施形態の本発明による適応型分圧器が図面で示される。

本発明による適応型分圧器の第１の例示的な実施形態を示す図である。 本発明による適応型分圧器の第２の例示的な実施形態を示す図である。 本発明による適応型分圧器の第３の例示的な実施形態を示す図である。 本発明による適応型分圧器の第４の例示的な実施形態を示す図である。 第４の実施形態においてＣＭＲＲの悪い影響をなくす概念を示す図である。

本発明の第１の実施形態
第１の例示的な実施形態による、高電圧を測定する補正済み周波数特性を有する適応型分圧器が図１に示される。適応型分圧器は２つの分岐部を備え、第１の分岐部では、分圧器は、第１のボルテージフォロアーに接続されるインピーダンスＱ（ｊω）及びインピーダンスＰ（ｊω）を有し、第１のボルテージフォロアーの出力は第１のアナログ−デジタルコンバータに更に接続され、一方、分圧器の第２の分岐部では、分圧器は、第２のボルテージフォロアーに接続される直列接続されるインピーダンスＺ（ｊω）及びインピーダンスＲ（ｊω）を有し、第２のボルテージフォロアーの出力は第２のアナログ−デジタルコンバータに更に接続される。適応型分圧器は、インピーダンスＰ（ｊω）をゼロ電位端子から外すことを可能し、インピーダンスＰ（ｊω）を増幅器出力に接続するスイッチＳｗを更に備え、増幅器の出力は第３のアナログ−デジタルコンバータに接続される。

適応型分圧器は、インピーダンスＱ（ｊω）を備え、インピーダンスＱ（ｊω）の一端は、高入力抵抗を有する演算増幅器を使用する第１のボルテージフォロアーＷ１の非反転入力に接続され、さらに、インピーダンスＱ（ｊω）はインピーダンスＰ（ｊω）の第１の端部に接続される。第１のボルテージフォロアーＷ１の出力は、第１の電圧計、すなわちアナログ−デジタルコンバータＡＤ１に接続される。インピーダンスＰ（ｊω）を、スイッチＳｗによって、スイッチＳｗの第２の位置ではゼロ電位端子に、又は、スイッチＳｗの第１の位置では増幅器Ｗ３の出力に接続することができる。増幅器Ｗ３の非反転入力がゼロ電位端子に同様に接続され、一方、上記増幅器Ｗ３の反転入力が増幅器Ｗ１の出力に接続されるため、スイッチＳｗの第１の位置では、出力がインピーダンスＰ（ｊω）に接続される増幅器Ｗ３は、反転増幅器として機能し、反転増幅器の出力は第３のアナログ−デジタルコンバータＡＤ３に接続される。第２の分岐部では、インピーダンスＺ（ｊω）は、その電圧が測定される導体、インピーダンスＲ（ｊω）、及び、その出力が第２のアナログ−デジタルコンバータＡＤ２に接続される第２のボルテージフォロアーＷ２の入力に同様に接続される。

交流電圧が、インピーダンスＺ（ｊω）、Ｒ（ｊω）を有するインピーダンス分圧器によって測定され、使用されるインピーダンスの比が、反転増幅器Ｗ３の出力電圧の更なる測定から計算される。そのため、分圧器回路で使用される両方のインピーダンスの値を知ることは必要でない。

４フェーズからなる測定シーケンスの実行の結果として、未知の値のインピーダンスＺ（ｊω）、Ｒ（ｊω）の構成を含む分圧器の実際の伝達関数が決定される。

測定プロセスは、以下のフェーズを含む。

フェーズ１
スイッチＳｗは位置２にセットされる。
アナログ−デジタルコンバータＡＤ１は、指定数Ｎの電圧サンプルを採取し、指定数Ｎの電圧サンプルから、Ｖ（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルが決定される。
アナログ−デジタルコンバータＡＤ２は、指定数Ｎの電圧サンプルを採取し、指定数Ｎの電圧サンプルから、Ｗ（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルが決定される。
これらの測定は同時に実施される。すなわち、両方の測定経路内の電圧サンプルは、同じ瞬間に採取される。
両方のアナログ−デジタルコンバータＡＤ１及びＡＤ２は、同期して動作する。
残りの電圧Ｘ（ｊω）、Ｙ（ｊω）、Ｗ０（ｊω）、及びＹ０（ｊω）は、このフェーズでは重要でない。Ｎは、デジタル制御及び同期化システムによってソフトウェアで決定されるパラメータである。
採取されるサンプルの数Ｎは、サンプリングされる信号の少なくとも１サイクル内に存在する全ての調波についてフーリエ解析を可能にすべきである。例えば、信号サンプリング周波数５０ｋＨｚは、５０Ｈｚ信号の単一サイクル中に１０００サンプルを採取することを可能にする。

フェーズ２
スイッチＳｗは位置１に切換えられる。
このフェーズでは、ＡＤ２によってＮ個の電圧サンプルを記録すること及びＷ０（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルを決定することが重要である。

フェーズ３
スイッチＳｗは位置１にセットされる。
アナログ−デジタルコンバータＡＤ３は、指定数Ｎの電圧サンプルを採取し、指定数Ｎの電圧サンプルから、Ｘ（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルが決定される。
アナログ−デジタルコンバータＡＤ２は、指定数Ｎの電圧サンプルを採取し、指定数Ｎの電圧サンプルから、Ｙ（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルが決定される。
これらの測定は同時に実施される。すなわち、両方の測定経路内の電圧サンプルは、同じ瞬間に採取される。
残りの電圧Ｖ（ｊω）、Ｗ（ｊω）、Ｗ０（ｊω）、及びＹ０（ｊω）は、このフェーズでは重要でない。

フェーズ４
スイッチＳｗは位置２に切換えられる。
このフェーズでは、ＡＤ２によってＮ個の電圧サンプルを記録すること及びＹ０（ｊω）で表示される電圧周波数スペクトルを決定することが重要である。
電圧Ｘ（ｊω）、Ｙ（ｊω）、Ｖ（ｊω）、及びＷ（ｊω）の記録されたサンプルに関する数値演算の結果は、複素数として表現される、分圧器右分岐部総合インピーダンスの、右分岐部低電圧部Ｒ（ｊω）による商としての分圧器定数の決定である。
複素変数ｊωのドメイン内での最終的な関係は、

である。
分圧器トランスミタンスの決定は、分圧器動作の最初のサイクル後に実施される。

そのため、分圧器構築の場合には、未決定パラメータを有する部品が使用されるが、後続の動作サイクルでは、分圧器計量特性は既に決定されている。

更なるサイクルでは、システムは、測定の連続性を妨げることなく、変動する天候（周囲）条件又は経年変化によって変化する場合があるシステムの部品のパラメータのゆっくりした変動に追従する。そのため、トランスミタンスは、実験室ではなくオンサイトで決定される。識別のために必要とされる唯一の起動信号は、測定される未知電圧である。

分圧器のトランスミタンスは、複素数として決定される。これは、測定される電圧Ｕ（ｊω）内の検出される各調波の減衰及び位相偏移を決定することを可能にする。

これらのトランスミタンスを使用して、電圧波形Ｕ（ｊω）は、電圧Ｘ（ｊω）、Ｙ（ｊω）、Ｖ（ｊω）、Ｖ０（ｊω）、Ｗ（ｊω）、及びＷ０（ｊω）の記録されたサンプルから決定される。

測定された電圧の値は、分圧器動作フェーズに応じて、アナログ−デジタルコンバータＡＤ２から得られる測定結果から決定される。

Ｕ（ｊω）＝Ｇ（ｊω）Ｗ（ｊω） フェーズ１の場合
Ｕ（ｊω）＝Ｇ（ｊω）Ｗ０（ｊω） フェーズ２の場合
Ｕ（ｊω）＝Ｇ（ｊω）Ｙ（ｊω） フェーズ３の場合
Ｕ（ｊω）＝Ｇ（ｊω）Ｙ０（ｊω） フェーズ４の場合

測定プロセスは、デジタル制御及び同期化システムによって管理され、デジタル制御及び同期化システムは、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３による測定シーケンスを設定し、スイッチＳｗの適切な位置決めによって分圧器構成を変更し、ソフトウェアによって、分圧器周波数特性の補正を実行し、計算を実施する。

分圧器動作の連続サイクル中に、アナログ−デジタルコンバータＡＤ２に並列に接続されたインピーダンスは、この分岐部の比が、選択された周波数について複素数ではなく実数になるように調節され得る。

本発明の第２の実施形態
本発明による適応型分圧器の第２の例示的な実施形態の構成が図２に示される。

説明及び図を簡潔にするために、インピーダンスは、以降で、Ｐ（ｊω）、Ｑ（ｊω）等の代わりに、文字Ｐ、Ｑでそれぞれ表示されるであろう。

インピーダンスＱは、スイッチＳｑを通して、インピーダンスＴとアナログ−デジタルコンバータＡＤ１との並列接続と直列に、又は、インピーダンスＰとアナログ−デジタルコンバータＡＤ３との並列接続と直列に接続され、一方、インピーダンスＰ及びＴの共通ノードは、スイッチＳｗに接続される。スイッチＳｔｐは、インピーダンスＱのグラウンド電位への接続を提供する。

適応型分圧器では、測定信号は、その測定特性が測定品質に影響を及ぼすことになる演算増幅器等の能動素子を通過しない。測定信号は、その動的特性が測定システムによって識別される受動素子を通過するだけである。分圧器素子に関する全ての動作は、−１０Ｖ〜＋１０Ｖ範囲内にある電圧の低電圧回路内で排他的に実施される。

インピーダンスＰ、Ｑ、Ｚ、Ｒ、及びＴの値は、測定信号が、アナログ−デジタルコンバータ入力電圧の許容可能な範囲内にあることを保証するように推定されるべきである。

アナログ−デジタルコンバータＡＤ１及びＡＤ３は、差動モードで動作する。アナログ−デジタルコンバータの入力インピーダンスは、インピーダンスＲ、Ｐ、及びＴをそれぞれ決定するときに考慮される。

インピーダンスＲ及びＴは、実質的に互いに異なる。

適応型分圧器の動作フェーズ
フェーズ１
スイッチＳｑは位置２にセットされ、スイッチＳｔｐは開き、スイッチＳｗは閉位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ２及びＡＤ３によって実施される。このフェーズでは、インピーダンスＱとＰとの関係及びＺとＲとの関係が決定される。

フェーズ２
スイッチＳｑは位置１にセットされ、スイッチＳｔｐは開き、スイッチＳｗは閉位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１及びＡＤ２によって実施される。このフェーズでは、インピーダンスＱとＴとの関係及びＺとＲとの関係が決定される。

フェーズ３
スイッチＳｑは位置２にセットされ、スイッチＳｔｐは閉じ、スイッチＳｗは開位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１、ＡＤ２及びＡＤ３によって実施される。このフェーズでは、インピーダンスＴとＰの関係が決定される。先行するフェーズで決定された関係を考慮すると、インピーダンスＰとＱとの間の関係が決定され得る。

測定される電圧値は、第１の実施形態の説明で述べたように同様に、連続する動作フェーズ中の後処理モードにおいて提供された関係から決定され得る。
この実施形態は、以下の用途に特に適する。以下の用途とは、
電力システム、電気計器、スペクトル分析器、電力品質分析器等で使用される測定用計装器、
電力電子システム、電気駆動制御、高速遠心磁気軸受制御、
電気機器の動的特性の検証のために使用される測定用計装における入力回路、
である。

本発明の第３の実施形態
本発明による適応型分圧器の第３の例示的な実施形態の構成が図３に示される。

この例示的な実施形態は、以下の修正を有する図２に示す例示的な実施形態の拡張である。

インピーダンスＴ１の値は、数％の許容誤差でインピーダンスＴの値に近くあるべきであり、同様に、インピーダンスＰ１の値は、数％の許容誤差でインピーダンスＰの値に近くあるべきである。

適応型分圧器の動作フェーズ
フェーズ１
スイッチＳａは位置１にセットされ、スイッチＳｑは位置２にセットされ、スイッチＳｐｔは開き、スイッチＳｗは閉位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ２及びＡＤ３によって実施される。このフェーズでは、インピーダンスＱとＰとの関係及びＺとＲとの関係が決定される。

フェーズ２
スイッチＳａは位置１にセットされ、スイッチＳｑは位置１にセットされ、スイッチＳｐｔは開き、スイッチＳｗは閉位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１及びＡＤ２によって実施される。このフェーズでは、インピーダンスＱとＴとの関係及びＺとＲとの関係が決定される。

フェーズ３
スイッチＳａは位置２にセットされ、スイッチＳｑは位置１にセットされ、スイッチＳｐｔは閉じ、スイッチＳｗは開位置である。電圧測定は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１、ＡＤ２及びＡＤ３によって実施される。このフェーズでは、増幅器Ｗｗ及びＷｉが、インピーダンスＴ及びＰを分極させるため、インピーダンスＴとＰとの間の関係が決定され得る。インピーダンスＴとＰとの間の共通点の電位は、このフェーズでは、グラウンド電位に近く、したがって、ＣＭＲＲ（コモンモード除去比（Common Mode Rejection Ratio））の悪い影響を最小にする。先行するフェーズで決定された関係を考慮すると、インピーダンスＰとＱとの間の関係が決定され得る。

測定される電圧値は、第１の実施形態の説明で述べたように同様に、連続する動作フェーズ中の後処理モードにおいて提供された関係から決定され得る。

本発明の第４の実施形態
本発明による適応型分圧器の第４の例示的な実施形態の構成が図４に示される。

この例示的な実施形態は、相互ロード式分圧器のチェーンを使用して、測定用計装器入力に印加される電圧を減少させる。

動作原理及び計算は、テブナンの定理に基づく。

アナログ−デジタルコンバータＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３の入力インピーダンスが、それぞれインピーダンスＴ（ｊω）、Ｒ（ｊω）、及びＰ（ｊω）において考慮されることが仮定される。

分圧器構成を変更する前に、補助スイッチＳｗが閉じて、インピーダンスＱ（ｊω）、Ｔ（ｊω）、及びＰ（ｊω）の共通ノードをアナロググラウンドＧＮＤに短絡し、変更プロセスの終了後に、補助スイッチＳｗが開く。補助スイッチＳｗの目的は、位置１と位置２との間で切換えながら、スイッチ未決定状態中に発生する場合がある高過ぎる電圧からアナログ−デジタルコンバータを保護することである。

アナログ−デジタルコンバータは、同期して動作する。すなわち、サンプルは、同じ瞬間に採取される。アナログ−デジタルコンバータＡＤ２は、分圧器構成と無関係に、同様に構成の変更中に、常に測定を実施する。そのため、オーバヘッドライン導体電圧測定の結果が常に利用可能である。

適応型分圧器の動作フェーズ
フェーズ１
オーバヘッドラインの未知電圧Ｕｘ１（ｊω）が、アナロググラウンドＧＮＤに対して測定され、スイッチＳｗが位置１にセットされる。記録されるのは、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１及びＡＤ２によってそれぞれ測定されるＵ１１（ｊω）及びＵ１２（ｊω）で表示される電圧である。

第１の方程式のそれぞれの辺を、第２の方程式の対応する辺で割り、その項を再配置すると、

になる。

フェーズ２
スイッチＳｗは位置２にセットされる。オーバヘッドラインの別の電圧Ｕｘ２（ｊω）が測定される。記録されるのは、アナログ−デジタルコンバータＡＤ２及びＡＤ３によってそれぞれ測定されるＵ２２（ｊω）及びＵ２３（ｊω）で表示される電圧である。分圧器のこの構成を記述する方程式は、同一の構造を有し、インピーダンスＰ（ｊω）が、インピーダンスＴ（ｊω）の代わりに採用される。

フェーズ３
スイッチＳｗは位置２にセットされる。測定されるオーバヘッドラインでは、異なる電圧Ｕｘ３（ｊω）が発生する場合がある。インピーダンスＴ（ｊω）は、インピーダンスＱ（ｊω）とＰ（ｊω）との間で直列に接続される。これらのインピーダンスの構成は、第２の実施形態のフェーズ３の場合と同一である。Ｕ３１（ｊω）、Ｕ３２（ｊω）、及びＵ３３（ｊω）で表示される電圧は、アナログ−デジタルコンバータＡＤ１、ＡＤ２、及びＡＤ３によってそれぞれ測定される。

代替的に、第３フェーズにおけるＣＭＲＲの悪い影響をなくすために、図５に示すように、直列接続されたインピーダンスＰ（ｊω）およびＴ（ｊω）が、ＧＮＤ電位とインピーダンスＱ（ｊω）、Ｘ（ｊω）、Ｖ（ｊω）の共通点との間で接続される１次巻き線を有する小電力Ｔｒ変圧器の２次巻き線に接続される。

変換後、分圧器比が、記録された電圧の各調波についての方程式によって複素数ａ（ｊω）として一意に決定される。

それ以降、分圧器計量特性が、所与のサイト及び動作条件について決定される。

フェーズ１、２、３の第１のサイクルの終了後、これらのフェーズは、分圧器部品特性の考えられる変化を検出するために循環的に繰返されるべきである。

要約
アナログ−デジタルコンバータの１つが分圧器の古典的構成における電圧を測定し、一方、２つの他のアナログ−デジタルコンバータが同じ交流電圧を測定して、アナログ−デジタルコンバータ自身の特性の相互補正を決定する、考えられる他の例示的な実施形態も存在する。これらのアナログ−デジタルコンバータの１つは、基準コンバータと見なされる。

後続のフェーズでは、基準コンバータが、測定用コンバータとして以前に使用されたコンバータに並列に接続され、一方、以前にチェックされたコンバータが、古典的な分圧器構成の機能を引き継ぐ。

残りのコンバータが古典的な構成で動作しながら、比較されるアナログ−デジタルコンバータの対の自動ゼロ化フェーズを実装することも可能である。

本発明の全ての実施形態についての共通の基本的特徴は、管理中央制御ユニットによって制御されるスイッチ（例えば、リードスイッチ）によって分圧器分岐部構成の一方の構成を変更することである。分圧器構成のこの変更は、低電圧側で実施され、また、分圧器インピーダンスの接続点が、アナロググラウンド電位ＧＮＤへの接触によって安全に短絡されるときに行われるべきである。

本発明による適応型分圧器は、サイト固有の動作条件下で、かつ、識別プロシージャについての起動信号として測定信号を排他的に使用する分圧器動作中にその数学的モデル係数のオンサイトでの決定を可能にする。モデル係数の決定は、測定信号のＤＣ成分について、また、記録信号のフーリエ解析によって検出可能な周波数を有するそれぞれの交流成分について実施される。識別プロシージャは、測定信号周期の整数倍である周期で循環的に実施される。電圧瞬時値測定の結果の不確実性は、アナログ−デジタルコンバータの測定の不確実性に主に依存する。電圧測定の不確実性は、分圧器部品の値とは完全に無関係である。

分圧器部品のパラメータが、例えば経年変化又は環境因子によって変化することになる場合、新しい値が、即座に決定されることになる。これらの値は、数値プロシージャに即座に入力され、数値プロシージャは、電圧瞬時値測定の結果を計算する。静的及び動的（モジュラス及び角度）の両方の分圧器誤差は、即座に計算的に補正される。測定プロシージャに関連する全ての動作（分圧器構造の変更）は、低電圧回路内で排他的に実施される。こうした解決策は、定期的なメンテナンス作業を容易にする。

分圧器計量特性の定期的検証は、アナログ−デジタルコンバータ動作の品質をチェックすることに帰することができる。このプロシージャは、さらに、その動作サイトから測定システムを分解することなく実施され得る。プロシージャは、他の分岐部を外す必要性なしに、各分圧器分岐部について別々に実施され得る。

健全でかつ安全な規制によって許容される場合、分圧器メンテナンスは、分圧器を、電圧がその中で測定される回路から外すことなく実施され得る。

１つの分岐部のインピーダンス間の共通点の接地は、メンテナンス作業の安全な実行にとって十分である。分圧器の一方の分岐部内で実施されるメンテナンス作業中に、他の分岐部が動作され得る。明らかに、こうした状況では、適応型プロシージャが停止され、動作中の分岐部の補正のために、以前に決定されたパラメータが使用される。記録結果の補正はまた、分圧器モデル係数を更新した後に、後処理モードで可能である。

分圧器のアナログ低電圧（約１０Ｖ）測定部は、高電圧部から遠くに移動され得る。

これらの部品を接続するケーブル（例えば、同軸ケーブル又はツイストペア）の寄生インピーダンス要素は、測定結果に影響を及ぼさない。その理由は、これらの要素が、自動識別プロセスで決定され、最終的な関係において考慮されるからである。

標準的な分圧器の場合、測定用計装器に信号を送信するケーブルの最大許容可能長が指定される。本発明による適応型分圧器の場合、こうした接続の長さは重要でない。

適応型分圧器の計量特性は、非常に正確な直流計装器によって精密に検証され得る。交流信号についての計量特性は、計算的に決定される。同様のプロシージャは、電流力計型電力計の検証に対して使用される。

本発明による分圧器の構築の場合、安価な抵抗性、容量性、又は誘導性部品で十分であり、それらのパラメータを精密に決定する必要はない。使用されるアナログ−デジタルコンバータの入力範囲の約８０％を分圧器の出力電圧がカバーすることを保証するために、分圧器インピーダンスの粗い推定だけが必要とされる。集積化された半導体デバイス、例えば２４ビットアナログ−デジタルコンバータは、益々安価になり、よりよい測定特性を提供する。分圧器の計量特性は、アナログ−デジタルコンバータの精度及びそれらの特性の同一性に主に依存する。したがって、分圧器の動作は、アナログ−デジタルコンバータの計量特性が、選択されたコンバータに関してその間に循環的に検証されるステージを組込む。

分圧器ルゴリズムは、自己診断プロシージャを同時に実行することができる。分圧器の急激に変化するパラメータはシステム故障を示す場合がある。こうした事象に関する情報は、メンテナンスサービスに迅速に転送され得る。

本発明による適応型分圧器の更なる有利な特徴は、分圧器を電力システム制御機器と統合することを可能にする光ファイバ通信リンクの容易な接続である。

本発明による適応型分圧器は、以下の用途分野で使用され得る。以下の用途分野とは、
電気エネルギー消費を計り、電力品質を測定し、電力ライン内の外乱伝播を記録するために使用される測定用計装器の電圧回路、
考えられる最小位相誤差を有する瞬時電圧値の測定を主に必要とするフェーザ測定ユニット（ＰＭＵ：phasor measurement unit）の電圧回路、
伝送ライン内の瞬時電圧値の精密な測定を必要とする、その目的が電力システムの振動の減衰である電力安定化システム、
高速磁気軸受のリアルタイム制御、
電力電子システム、
規定された信号変化レートを有する試験信号を生成する計装器、
である。

適応型分圧器は、費用がかかりかつ扱いにくい、抵抗、インダクタンス、又はキャパシタンスの測定基準の使用を必要とすることなく、信号の動的特性を測定することを可能にする。
適応型分圧器は、低電圧回路内で１つの基準素子だけを使用する、シェーリングブリッジに対する代替法として使用され得る。

Claims (7)

1. グラウンド端子（ＧＮＤ）と測定端子（Ｕ）との間の高電圧を測定する適応型分圧器であって、
   第１の分岐部であって、該第１の分岐部は、前記グラウンド端子（ＧＮＤ）と前記測定端子（Ｕ）との間に接続される分圧器回路を形成するインピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の第１のセットと、前記第１の分岐部の前記インピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の一方の電圧を測定するように構成される電圧計（ＡＤ２）とを有する、第１の分岐部と、
   第２の分岐部であって、該第２の分岐部は、インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットであって、前記グラウンド端子（ＧＮＤ）と前記測定端子（Ｕ）との間に接続され、複数の構成の間で切換え可能であり、少なくとも１つの構成において、該インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットは分圧器回路を形成する、インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の第２のセットと、前記第２の分岐部の前記インピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の少なくとも一方の電圧を測定するように構成される電圧計（ＡＤ１、ＡＤ３）を有する、第２の分岐部と、
   制御回路（ＤＣＳＳ）であって、該制御回路（ＤＣＳＳ）は、該第２の分岐部の構成を前記第２の分岐部の前記複数の構成の間で連続的に切換えることで、前記第１の分岐部のインピーダンス素子（Ｚ、Ｒ）の値と前記第２の分岐部のインピーダンス素子（Ｑ、Ｐ）の値との間の関係が、前記電圧計（ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３）の出力の関数として前記第２の分岐部の連続的な構成について決定されることができ、且つ、前記適応型分圧器の総合トランスミタンスが、前記電圧計（ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３）の出力の関数として任意の時点に決定されることができるように構成される、制御回路と、
   を備える適応型分圧器。
2. 前記第１の分岐部は、ボルテージフォロアー（Ｗ２）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｒ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｚ）を有し、前記ボルテージフォロアー（Ｗ２）は電圧計（ＡＤ２）に更に接続され、
   前記第２の分岐部は、ボルテージフォロアー（Ｗ１）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｐ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｑ）を有し、前記ボルテージフォロアー（Ｗ１）は電圧計（ＡＤ１）に更に接続され、前記第２の分岐部は、前記インピーダンス素子（Ｐ）の第２の端子を、前記グラウンド端子（ＧＮＤ）又は増幅器（Ｗ３）の出力に切換え可能に接続するスイッチ（Ｓｗ）を更に有し、前記増幅器（Ｗ３）の前記出力は電圧計（ＡＤ３）に接続される、請求項１に記載の適応型分圧器。
3. 前記第２の分岐部は、
   前記スイッチ（Ｓｗ）が前記インピーダンス素子（Ｐ）を前記グラウンドに接続する第１の構成と、
   前記スイッチ（Ｓｗ）が前記インピーダンス素子（Ｐ）を前記増幅器（Ｗ３）の前記出力に接続する第２の構成と、
   の間で切換え可能である、請求項２に記載の適応型分圧器。
4. 前記第１の分岐部は、電圧計（ＡＤ２）が接続される第２のインピーダンス素子（Ｒ）と直列に接続される第１のインピーダンス素子（Ｚ）を有し、
   前記第２の分岐部は、スイッチ（Ｓｑ、Ｓｔｐ、Ｓｗ）によって少なくとも３つの構成に接続可能な少なくとも３つのインピーダンス（Ｑ、Ｔ、Ｐ）を有し、第１の構成は、前記第１のインピーダンス（Ｑ）と前記第２のインピーダンス（Ｔ）との直列接続を含み、第２の構成は、前記第１のインピーダンス（Ｑ）と第３のインピーダンス（Ｐ）との直列接続を含み、第３の構成は、前記少なくとも３つのインピーダンス（Ｑ、Ｔ、Ｐ）の全ての直列接続を含む、請求項１に記載の適応型分圧器。
5. 前記第２の分岐部は、第２のスイッチ（Ｓｗ）によって前記グラウンド端子（ＧＮＤ）に接続される共通端子を有する第２のインピーダンス（Ｔ）と第３のインピーダンス（Ｐ）との間で切換え可能なセレクタ端子を有する第１のセレクタスイッチ（Ｓｑ）と直列接続される第１のインピーダンス（Ｑ）を有し、前記第２の分岐部は、前記第１のセレクタスイッチ（Ｓｑ）の前記セレクタ端子と前記グラウンド端子（ＧＮＤ）との間に第３のスイッチ（Ｓｔｐ）を更に有する、請求項４に記載の適応型分圧器。
6. ＣＭＲＲの影響を最小にするように、前記第２のインピーダンス（Ｔ）と前記第３のインピーダンス（Ｐ）との直列接続と並列に前記第３の構成で接続可能な回路（Ｗｗ、Ｗｉ、Ｔ１、Ｐ１）を更に備える、請求項５に記載の適応型分圧器。
7. 前記第１の分岐部及び前記第２の分岐部はそれぞれ、複数の相互ロード式分圧器で形成するチェーンを有する、請求項１から６の何れか１項に記載の適応型分圧器。

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