JP2014217003A - 光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】低電源電圧の制限下であっても、小信号特性を劣化させることなく、且つ、オーバーロード特性も両立させること。
【解決手段】この光受信器１は、光信号Ｏ_ｉｎを受けて光電流Ｉ_ＰＤを生成するフォトダイオード３と、光電流Ｉ_ＰＤを電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ５と、トランスインピーダンスアンプ５と同一の回路構成を有し、基準電圧信号を出力するダミートランスインピーダンスアンプ７と、トランスインピーダンスアンプ５，７の出力差を増幅する差動アンプ９と、差動アンプ９の出力を基に光電流Ｉ_ＰＤの一部を吸収する電流源１５と、光電流Ｉ_ＰＤの平均値を検出して、平均値に応じて基準電圧信号を増減させる光受信レベル検出回路１７とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号を受信する光受信器に関するものである。

光通信分野においては、光ファイバを伝搬した光信号を高感度で増幅する光受信器が用いられている。光受信器のフロントエンド部には、フォトダイオード（以下、「ＰＤ」と言う。）で受光された微小電流を増幅するトランスインピーダンスアンプ（以下、「ＴＩＡ」と言う。）が備えられている。ＴＩＡには微小な電流を増幅するために高利得且つ低雑音の動作が求められる。その一方で、光ファイバが短い場合には強い光信号がＰＤに入射するため、大電流がＴＩＡに流れる。そのため、ＴＩＡは大電流に対する伝送品質（いわゆる、オーバーロード特性）も確保しなければならない。

近年では、通信需要の高まりにより、伝送レートが１０Ｇｂ／ｓを超え、４０Ｇｂ／ｓや１００Ｇｂ／ｓの伝送速度も実現されている。これらの伝送速度は、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号を用いた強度変調を扱う実用的な光素子の動作速度を超えているため、波長多重伝送技術を用いて実現されている。ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）では、１００Ｇｂ／ｓ対応のイーサネット（Ethernet）規格として、１００ＧＢＡＳＥ−ＬＲ４が規定されている。この規格は、１．３μｍ帯の光源を４波長用いることを特徴としており、１波あたりの伝送速度を４分の１の２５Ｇｂ／ｓに抑えることができる。一方で、省電力化を要求されており、ＴＩＡを動作させる電源の電圧としては３．３Ｖが必須とされている。このような電源電圧の低下に伴い大電流に対する回路動作が制限されるため、伝送品質の確保が困難となっている。

従来から、ＴＩＡの入力ダイナミックレンジを拡大するための構成が検討されている。例えば、ＴＩＡの帰還部において帰還抵抗と並列にダイオードを接続した構成が知られている（下記特許文献１参照）。このような構成では、ＴＩＡへの大電流入力時に自動的にダイオードがオンして帰還抵抗値を変化させている。また、ＴＩＡの帰還抵抗を可変抵抗とし、その抵抗値を制御可能とした構成、ＴＩＡの閉ループゲインを変更可能とした構成も知られている（下記特許文献２参照）。このような構成では高周波特性を入力信号に対して一定に保つことが困難である。また、閉ループゲインを可変にするための素子（ＦＥＴ等）を追加することで寄生容量が付加されるために、オーバーロード特性を満たすためには小信号入力時の性能を劣化させることになる。これに対して、オーバーロード時にＴＩＡ入力電位を上昇させることで、オーバーロード時と小信号入力時の特性を両立させることが可能な構成も検討されている（下記特許文献３参照）。

一方、伝送速度が２５Ｇｂ／ｓのような高速信号を低電源電圧のＴＩＡで扱う場合には、下記特許文献３に記載されたＴＩＡの出力回路にダイオードを挿入してレベルシフトさせる構成が必要である。

特開平１０−３３５９５７号公報 特開２００３−１６３５４４号公報 米国特許第６，８７６，２６０号公報

しかしながら、上記特許文献３に記載の構成では、帰還ループ内に寄生素子を付加しているために、小信号特性の劣化、及びダイオードによる温度特性の劣化が懸念される。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、低電源電圧の制限下であっても、小信号特性を劣化させることなく、且つ、オーバーロード特性も両立させることが可能な光受信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る光受信器は、光信号を受信する光受信器であって、光信号を受けて光電流を生成するフォトダイオードと、光電流を電圧信号に変換する第１のトランスインピーダンスアンプと、第１のトランスインピーダンスアンプと同一の回路構成を有し、基準電圧信号を出力する第２のトランスインピーダンスアンプと、第１及び第２のトランスインピーダンスアンプの出力差を増幅する差動増幅器と、差動増幅器の出力を基に光電流の一部を吸収する電流源と、光電流の平均値を検出して、平均値に応じて基準電圧信号を増減させる検出回路と、を備える。

かかる光受信器によれば、第１のトランスインピーダンスアンプにより光信号が電圧信号に変換され、第２のトランスインピーダンスアンプにより前記電圧信号から差動信号を生成するための基準電圧信号が生成され、２つのトランスインピーダンスアンプの出力差を基に光電流の一部を電流源に吸収させることにより、２つのトランスインピーダンスの出力電圧の平均値が近づくように直流成分が除去された差動信号が生成される。ここで、基準電圧信号が光電流の平均値に応じて増減されるので、第１のトランスインピーダンスアンプの出力電圧も基準電圧信号に応じて増減させる結果、大電流入力時の第１のトランスインピーダンスアンプの出力電圧の波形劣化を防止することができる。これにより、低電源電圧の制限下であっても、寄生素子による小信号特性の劣化を防止することができ、オーバーロード特性も両立させることができる。

第１及び第２のトランスインピーダンスアンプは、それぞれ、バイポーラトランジスタを含む２段の増幅器を有し、第２のトランスインピーダンスアンプは、光電流の平均値に応じて二段目の増幅器の出力電流を減少させて基準電圧信号のレベルを増加させるように構成されている、ことが好適である。この場合、光電流の増加時に基準電圧信号のレベルを増加させることで、第１のトランスインピーダンスアンプの二段目の増幅器を構成するバイポーラトランジスタに過電圧が印加されることを防止することができる。その結果、オーバーロード特性を維持することができる。

また、検出回路は、光電流の平均値をミラー電流に反映するカレントミラー回路を有する、ことが好適である。かかるカレントミラー回路を備えれば、光電流の平均値を簡易な構成でモニターすることができる。

さらに、第１及び第２のトランスインピーダンスアンプは、互いに相似な構成を有し、第２のトランスインピーダンスアンプの消費電力は、第１のトランスインピーダンスアンプの消費電力より小さい、ことが好適である。こうすれば、小信号特性の劣化防止及びオーバーロード特性の維持を実現しつつ、回路全体の消費電力を低減することができる。

本発明によれば、低電源電圧の制限下であっても、小信号特性を劣化させることなく、且つ、オーバーロード特性も両立させることが可能な光受信器を提供することができる。

本発明の好適な一実施形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。 図１の光受信レベル検出回路１７の具体的構成を示す回路図である。 図１の光受信レベル検出回路１７の別の構成を示す回路図である。 図１のＴＩＡ５の具体的構成を示す回路図である。 図１のダミーＴＩＡ７の具体的構成を示す回路図である。 図１の光受信器１によって扱われる各種信号レベルの時間変化を示すグラフである。

以下、添付図面を参照しながら本発明による光受信器の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態に係る光受信器の構成を示す回路図である。この光受信器１は、光通信で使用され、図示しない光ファイバ等の光学系を経由して光信号Ｏ_ｉｎを受信して電気信号に変換する装置である。

図１に示すように、光受信器１は、光信号Ｏ_ｉｎを受けてその強度に対応した光電流Ｉ_ＰＤを生成するＰＤ３、ＴＩＡ（第１のトランスインピーダンスアンプ）５、ダミーＴＩＡ（第２のトランスインピーダンスアンプ）７、差動アンプ（差動増幅器）９、差動アンプ１１、自動オフセット制御回路１３、電流源１５、及び光受信レベル検出回路１７を含んで構成されている。

ＴＩＡ５は、ＰＤ３のアノードに接続され、光電流Ｉ_ＰＤを電圧信号Ｖ_ｏｕｔに変換する。ダミーＴＩＡ７は、ＰＤ３の容量と等価な容量を有する直流成分遮断用のキャパシタ１９を介して、ＰＤ３のカソードに接続され、ＴＩＡ５と同一の回路素子及び同一の接続構成を含む同一の回路構成を有する。このダミーＴＩＡ７は、電圧信号Ｖ_ｏｕｔに対して片相−差動変換を行うための基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄを生成し出力する。

差動アンプ９は、その反転入力にダミーＴＩＡ７の出力が、その非反転入力にＴＩＡ５の出力が、それぞれ接続されている。この差動アンプ９は、ダミーＴＩＡ７とＴＩＡ５の出力差を増幅することにより、片相信号である電圧信号Ｖ_ｏｕｔを片相−差動変換して２つの差動信号を出力する。差動アンプ１１は、差動アンプ９の２つの差動信号の出力を受けて、それらの信号を所望の電圧振幅が得られるようにさらに増幅する。

自動オフセット制御回路１３は、差動アンプによって構成され、差動アンプ９の２つの差動信号の出力を受けて、２つの差動信号の直流成分の差に応じた電圧信号を出力する。すなわち、自動オフセット制御回路１３は、２つの差動信号の直流成分が等しくなるように電圧信号を増減することにより、電流源１５の電流量を帰還制御する。電流源１５は、バイポーラトランジスタ等の電流を制御可能な半導体素子であり、ベースに自動オフセット制御回路１３からの出力電圧信号を受け、その電圧信号に応じた電流Ｉ_ＡＯＣをコレクタ−エミッタ間に生成する。この電流源１５は、コレクタがＰＤ３のアノード及びＴＩＡ５の入力に接続され、ＰＤ３からＴＩＡ５に入力される光電流Ｉ_ＰＤから一部の電流Ｉ_ＡＯＣを吸収する。これらの自動オフセット制御回路１３及び電流源１５の働きにより、光電流Ｉ_ＰＤの直流成分が多い場合には、光電流Ｉ_ＰＤから引き抜く電流Ｉ_ＡＯＣが増加され、光電流Ｉ_ＰＤの直流成分が少ない場合には、光電流Ｉ_ＰＤから引き抜く電流Ｉ_ＡＯＣが減少される。

光受信レベル検出回路１７は、ＰＤ３のカソード及びダミーＴＩＡ７に接続され、ＰＤ３に対して逆バイアス電圧を供給すると共に、ＰＤ３に流れる直流電流、すなわち、平均受光パワー（光電流Ｉ_ＰＤの平均値）をモニターする。ここで、光受信レベル検出回路１７に光電流Ｉ_ＰＤの直流成分が入力されるように、光受信レベル検出回路１７の入力とグラウンドとの間にはキャパシタ２１が接続されている。そして、光受信レベル検出回路１７は、検出した平均受光パワーに応じて調整した電流Ｉ_ａｄｊを生成し、その電流Ｉ_ａｄｊをダミーＴＩＡ７に供給する。

図２には、光受信レベル検出回路１７の具体的な回路構成を示している。同図に示すように、光受信レベル検出回路１７は、２つのＦＥＴ（Field Effect Transistor）２３Ａ，２３Ｂを含む光電流Ｉ_ＰＤをミラー電流に反映するカレントミラー回路によって構成される。詳細には、２つのＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂは、それらの制御端子が互いに接続され、それらの一の電流端子がバイアス電源ＶＣＣ２に共通に接続され、ＦＥＴ２３Ａの他の電流端子が入力端子２５及びその制御端子に接続され、ＦＥＴ２３Ｂの他の電流端子が出力端子２７に接続されている。このような構成の光受信レベル検出回路１７によれば、光電流Ｉ_ＰＤの平均値に比例するミラー電流Ｉ_ａｄｊが生成されて出力端子２７からダミーＴＩＡ７に供給される。その結果、ダミーＴＩＡ７で生成される基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄに光入力パワーに対する依存性を持たせて、基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄを光電流Ｉ_ＰＤの平均値に応じて増減させることができる。

また、図３には、光受信レベル検出回路１７の別の回路構成を示している。同図に示すように、光受信レベル検出回路１７は、オペアンプ２９及びＦＥＴ３１を含む電流源回路によって構成することもできる。詳細には、入力端子２５とバイアス電源ＶＣＣ２との間に抵抗素子３３が接続され、抵抗素子３３の一端にオペアンプ２９の非反転入力が接続され、抵抗素子３３の他端に別の抵抗素子３５を介してオペアンプ２９の反転入力が接続されている。そして、オペアンプ２９の出力がＦＥＴ３１の制御端子に接続され、ＦＥＴ３１の一方の電流端子が抵抗素子３５を介してバイアス電源ＶＣＣ２に接続され、ＦＥＴ３１の他方の電流端子が出力端子２７に接続されている。このような構成の光受信レベル検出回路１７によっても、光電流Ｉ_ＰＤの平均値に比例する電流Ｉ_ａｄｊがＦＥＴ３１の電流端子間に生成されて出力端子２７から供給される。

次に、ＴＩＡ５及びダミーＴＩＡ７の詳細な回路構成について説明する。図４は、ＴＩＡ５の具体的構成を示す回路図であり、図５は、ダミーＴＩＡ７の具体的構成を示す回路図である。

まず、図４を参照して、ＴＩＡ５は、２つのバイポーラトランジスタ３７Ａ，３７Ｂからなる２段の増幅器を含む構成を有する。すなわち、トランジスタ３７Ａは、エミッタ接地増幅器であり、コレクタ側には負荷抵抗３９Ａを介して電源電圧ＶＣＣ１が印加され、ベースが入力端子４１に接続されている。二段目の増幅器であるトランジスタ３７Ｂは、ベースがトランジスタ３７Ａのコレクタに接続され、エミッタが負荷抵抗４３を介して接地され、コレクタ側には負荷抵抗３９Ｂを介して電源電圧ＶＣＣ２が印加されている。そして、トランジスタ３７Ｂのエミッタ出力が帰還抵抗４５を介してトランジスタ３７Ａのベースに帰還され、トランジスタ３７Ｂのコレクタ出力が出力端子４７から電圧信号Ｖ_ｏｕｔとして取り出される。このような構成により、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔはグラウンド基準から電圧ＶＣＣ２基準の信号に変換されるため、差動アンプ９と接続するために必要な電位を確保することができる。

次に、図５を参照して、ダミーＴＩＡ７は、ＴＩＡ５と相似な回路構成を有する。すなわち、ＴＩＡ５の回路素子であるトランジスタ３７Ａ，３７Ｂ、負荷抵抗３９Ａ，３９Ｂ，４３、及び帰還抵抗４５に対応する回路素子として、トランジスタ１３７Ａ，１３７Ｂ、負荷抵抗１３９Ａ，１３９Ｂ，１４３、及び帰還抵抗１４５を有し、それらの回路素子の電源電圧ＶＣＣ１，ＶＣＣ２、入力端子１４１、及び出力端子１４７との接続構成も同一である。ダミーＴＩＡ７は、ＴＩＡ５と異なる点として、負荷抵抗１４３とトランジスタ１３７Ｂのエミッタに入力端子１４９が接続され、この入力端子１４９を経由して光受信レベル検出回路１７から電流Ｉ_ａｄｊが供給される。ここで、負荷抵抗１３９Ａ，１３９Ｂ，１４３及び帰還抵抗１４５の抵抗値は、それぞれ、負荷抵抗３９Ａ，３９Ｂ，４３及び帰還抵抗４５の抵抗値と同一に設定されていてもよいし、負荷抵抗３９Ａ，３９Ｂ，４３及び帰還抵抗４５の抵抗値に対して同一の比率で大きく設定されてもよい。例えば、負荷抵抗１３９Ａ，１３９Ｂ，１４３及び帰還抵抗１４５の抵抗値は、それぞれ、負荷抵抗３９Ａ，３９Ｂ，４３及び帰還抵抗４５の抵抗値のｍ倍（ｍ≧１）に設定される。負荷抵抗１３９Ａ，１３９Ｂ，１４３及び帰還抵抗１４５の抵抗値が大きく設定された場合（ｍ＞１）には、同一サイズのトランジスタ１３７Ａ，１３７Ｂに流れる電流がトランジスタ３７Ａ，３７Ｂに比較して減少するため、抵抗値の倍率ｍに応じてトランジスタ１３７Ａ，１３７Ｂのサイズが小さく設定される。その結果、ダミーＴＩＡ７の消費電力は、ＴＩＡ５の消費電力よりも小さくされる。このような構成のダミーＴＩＡ７においては、入力端子１４９から電流Ｉ_ａｄｊが供給されることにより、出力端子１４７から出力される基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄが光電流Ｉ_ＰＤの平均値に比例する電流Ｉ_ａｄｊによって調整される。

さらに、ＴＩＡ５及びダミーＴＩＡ７の回路動作を詳細に説明する。ダミーＴＩＡ７では、入力端子１４１からの入力直流電流が無いため、トランジスタ１３７Ａの電流増幅率βが十分大きければ、帰還抵抗１４５にはほとんど電流が流れなくなる。この結果、トランジスタ１３７Ｂのエミッタ電圧Ｖ_ｅｆｄはほぼ入力電圧Ｖ_ｉｎｄと等しくなり、入力端子１４９から与えられた電流Ｉ_ａｄｊは、全て負荷抵抗１４３に流れる。

負荷抵抗１４３に流れる電流Ｉ_ｅｄ２は、トランジスタ１３７Ｂのエミッタ電流をＩ_ｅｄ、負荷抵抗４３の抵抗値をＲ_ｅ２、負荷抵抗１４３の抵抗値をＲ_ｄｅ２＝ｍ・Ｒ_ｅ２とした場合、電流保存の法則により、下記式；
Ｉ_ｅｄ２＝Ｉ_ｅｄ＋Ｉ_ａｄｊ
と与えられ、この式から、
Ｉ_ｅｄ＝Ｖ_ｅｆｄ／Ｒ_ｄｅ２−Ｉ_ａｄｊ＝Ｖ_ｉｎｄ／（ｍ・Ｒ_ｅ２）−Ｉ_ａｄｊ
と計算される。電流Ｉ_ａｄｊが外部から加えられることによって、トランジスタ１３７Ｂのエミッタ電流がその分減少する。

トランジスタ１３７Ｂのエミッタ電流Ｉ_ｅｄはコレクタ電流Ｉ_ｃｄ２とほぼ等しいので、出力電圧Ｖ_ｏｕｔｄは、負荷抵抗３９Ｂの抵抗値をＲ_ｃ２、負荷抵抗１３９Ｂの抵抗値をｍ・Ｒ_Ｃ２とした場合、下記式；
Ｖ_ｏｕｔｄ〜Ｖ_ＣＣ２−ｍ・Ｒ_ｃ２・Ｉ_ｅｄ
＝Ｖ_ＣＣ２−Ｒ_ｃ２・Ｖ_ｉｎｄ／Ｒ_ｅ２＋ｍ・Ｒ_ｃ２・Ｉ_ａｄｊ
と計算される。すなわち、電流Ｉ_ａｄｊは光電流Ｉ_ＰＤの平均値に比例するように調整されるので、ダミーＴＩＡ７は、光電流Ｉ_ＰＤの平均値が増加するに従って、トランジスタ１３７Ｂの出力電流Ｉ_ｅｄを減少させて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔｄを増加させるように動作する。

その一方で、ＴＩＡ５では、入力電流Ｉ_ｆがあるため、トランジスタ３７Ｂのエミッタ電流Ｉ_ｅは、入力電圧をＶ_ｉｎ、帰還抵抗４５の抵抗値をＲ_ｆとした場合、下記式；
Ｉ_ｅ＝（Ｖ_ｉｎ−Ｉ_ｆ・Ｒ_ｆ）／Ｒ_ｅ２−Ｉ_ｆ
となる。同様に、トランジスタ３７Ｂのエミッタ電流Ｉ_ｅとコレクタ電流Ｉ_ｃ２はほぼ等しいので、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、下記式；
Ｖ_ｏｕｔ〜Ｖ_ＣＣ２−Ｒ_ｃ２・Ｉ_ｅ
＝Ｖ_ＣＣ２−Ｒ_ｃ２・（Ｖ_ｉｎ−Ｉ_ｆ・Ｒ_ｆ）／Ｒ_ｅ２＋Ｒ_ｃ２・Ｉ_ｆ
となる。

ここで、自動オフセット制御回路１３及び電流源１５による負帰還制御により、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの直流成分とＶ_ｏｕｔｄのレベルとが等しくなるように制御され、さらに、２つの入力電圧にはＶ_ｉｎ〜Ｖ_ｉｎｄが成立し、入力電流Ｉ_ｆ＝Ｉ_ＰＤ−Ｉ_ＡＯＣの関係が成立する。従って、光電流Ｉ_ＰＤから電流源１５によって引き抜かれる電流Ｉ_ＡＯＣは、下記式；
Ｉ_ＡＯＣ＝Ｉ_ＰＤ−（Ｉ_ａｄｊ・ｍ・Ｒ_ｅ２）／（Ｒ_ｅ２＋Ｒ_ｆ）
となるように、自動オフセット制御回路１３によって制御される。なお、仮に電流Ｉ_ａｄｊ＝０に設定されると、電流Ｉ_ＡＯＣは光電流Ｉ_ＰＤに一致し、入力電流Ｉ_ｆ＝０に設定され、信号電流の直流成分が全て吸収される。実際には、電流Ｉ_ａｄｊは平均受光レベルに比例した電流に制御されているので、平均受光レベルが低い時には、電流Ｉ_ＡＯＣ〜Ｉ_ＰＤとなるように制御され、平均受光レベルが高くなると、上記式に従って電流Ｉ_ＡＯＣが制御される。

すなわち、光受信器１によれば、平均受光レベルが低い場合は、電流Ｉ_ａｄｊが０に近く設定されることにより、光電流Ｉ_ＰＤの直流成分がほぼ全て電流源１５に吸収される。一方、平均受光レベルが高くなると、電流Ｉ_ａｄｊが有意な値に設定されることにより、電流源１５による吸収分の寄与が少なくなり、入力電流Ｉ_ｆにて直流分が発生し、トランジスタ１３７Ｂに関するバイアス条件が変更されてその動作状態が改善される。

以上説明した光受信器１によれば、ＴＩＡ５により光電流Ｉ_ＰＤが電圧信号Ｖ_ｏｕｔに変換され、ダミーＴＩＡ７により電圧信号Ｖ_ｏｕｔから差動信号を生成するための基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄが生成され、ＴＩＡ５とダミーＴＩＡ７の出力差を基に光電流Ｉ_ＰＤの一部の電流Ｉ_ＡＯＣを電流源１５に吸収させることにより、ＴＩＡ５とダミーＴＩＡ７の出力電圧の平均値が近づくように直流成分が除去された差動信号が生成される。ここで、基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄが光電流Ｉ_ＰＤの平均値に応じて増減されるので、ＴＩＡ５の出力電圧Ｖ_ｏｕｔも基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄに応じて増減させる結果、大電流入力時のＴＩＡ５の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの波形劣化を防止することができる。これにより、低電源電圧の制限下であっても、寄生素子による小信号特性の劣化を防止することができ、オーバーロード特性も両立させることができる。

詳細には、ＴＩＡ５及びダミーＴＩＡ７は、２段の増幅器を有し、ダミーＴＩＡ７は、光電流Ｉ_ＰＤの平均値に応じて二段目の増幅器の出力電流を減少させて基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄのレベルを増加させるように構成されている。このように光電流Ｉ_ＰＤの増加時に基準電圧信号Ｖ_ｏｕｔｄのレベルを増加させることで、ＴＩＡ５の二段目の増幅器を構成するトランジスタ３７Ｂに過電圧が印加されることを防止することができる。その結果、オーバーロード特性を維持することができる。

また、ダミーＴＩＡ７の消費電力はＴＩＡ５のそれよりも小さくなるように設定されているので、小信号特性の劣化防止及びオーバーロード特性の維持を実現しつつ、回路全体の消費電力を低減することができる。

以下、本実施形態の光受信器１の効果をより具体的に説明する。

図６は、光受信器によって扱われる各種信号レベルの時間変化を示すグラフであり、（ａ）は、本実施形態の光受信器１の小信号受信時のもの、（ｂ）は、従来の光受信器の大信号受信時のもの、（ｃ）は、本実施形態の光受信器１の大信号受信時のものである。それぞれのグラフにおいては、上から順に、光電流Ｉ_ＰＤと吸収電流Ｉ_ＡＯＣ、入力電流Ｉ_ｆ、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆ，Ｖ_ｅｆｄ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ，Ｖ_ｏｕｔｄとトランジスタ３７Ａのコレクタ電圧Ｖ_ｃ１が示されている。

まず、図６（ａ）に示すように、小信号受信時は、平均受光レベルが十分に小さいので、吸収電流Ｉ_ＡＯＣが光電流Ｉ_ＰＤの平均値に一致するように制御される。その結果、帰還抵抗４５に流れる電流Ｉ_ｆは、平均値が０となる。これにより、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆｄはエミッタ電圧Ｖ_ｅｆの平均値と一致し、出力電圧Ｖ_ｏｕｔｄのレベルは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの平均値と一致する。この結果、差動アンプ９の出力で片相−差動変換が行われる。ここで、帰還抵抗４５の抵抗値Ｒ_ｆ＝５００Ω、光電流Ｉ_ＰＤ＝１００μＡｐｐ（直流成分５０μＡ）とすると、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆは１００ｍＶｐｐの振幅を有する。通常、入力電圧Ｖ_ｉｎは０．９Ｖ程度なので、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆの平均値も０．９Ｖ程度となる。一方で、電源電圧Ｖ_ＣＣ２＝３．０Ｖ、Ｒ_ｃ２＝Ｒ_ｅ２とすると、出力電圧Ｖ_ｏｕｔはＶ_ＣＣ２より０．９Ｖ低い２．１Ｖとなる。この場合、トランジスタ３７Ｂのコレクタ−ベース間電圧Ｖ_ＣＢ２は、０．２Ｖ以上確保されており、トランジスタ３７Ｂは増幅器として正常に機能する。

次に、図６（ｂ）には、大信号受信時の従来構成の光受信器の信号波形を示している。この場合の従来構成としては、光受信レベル検出回路１７を備えない構成を想定している。平均受光パワーが増加するに従って、光電流Ｉ_ＰＤも次第に増加する。吸収電流Ｉ_ＡＯＣは、自動オフセット制御回路１３及び電流源１５の機能により、光電流Ｉ_ＰＤの平均値に一致するように制御される。その結果、光電流Ｉ_ＰＤの振幅が大きいため、トランジスタ３７Ｂのコレクタ−ベース間電圧Ｖ_ＣＢ２が十分に確保できなくなる。具体的には、光電流Ｉ_ＰＤ＝２ｍＡｐｐ（直流成分は１ｍＡ）とすると、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆにおける振幅は１．０Ｖｐｐとなり、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは２．１Ｖを中心に１．０Ｖｐｐの振幅で変動することになる。一方で、トランジスタ３７Ｂのベース側はコレクタ側の電位変化に対して反転した電位変化となっており、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆからトランジスタ１個分電圧が上がった１．８Ｖを中心に１．０Ｖｐｐの振幅で変動する。このような状況下では、トランジスタ３７Ｂのコレクタ−ベース間電圧Ｖ_ＣＢ２は、最悪で−０．７Ｖと設定されてしまい、もはや増幅器として機能することができなくなる。すなわち、光信号Ｏ_ｉｎがオフのときに、トランジスタ３７Ｂのコレクタ−ベース間が順方向にバイアスされ、トランジスタ３７Ｂの動作速度が大きく低下し、電流−電圧変換された出力信号が大きく歪む結果となる。

これに対して、図６（ｃ）には、大信号受信時の本実施形態の光受信器１の信号波形を示している。本実施形態によれば、光受信レベル検出回路１７の働きにより、平均受光パワーに応じて電流Ｉ_ａｄｊが調整されてダミーＴＩＡ７に供給される。その結果、吸収電流Ｉ_ＡＯＣは、光電流Ｉ_ＰＤの平均値よりも低い電流に制御され、帰還抵抗４５には直流電流が流れ、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆの電位は従来構成に比べ低下することになる。これにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの平均値は上昇し、トランジスタ３７Ｂの増幅動作を改善できる。具体的には、図６（ｂ）の場合と同一条件で、光電流Ｉ_ＰＤ＝２．０ｍＡｐｐ（平均電流１ｍＡ）に対して、１０分の３の電流が光受信レベル検出回路１７で生成され、電流Ｉ_ａｄｊとして供給される。その結果、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは０．３Ｖ上昇し、エミッタ電圧Ｖ_ｅｆが０．３Ｖ低下する。これにより、コレクタ電圧Ｖ_ｃ１も０．３Ｖ低下し、トランジスタ３７Ｂのコレクタ−ベース間電圧Ｖ_ＣＢ２＝−０．１Ｖとなる。このコレクタ−ベース間電圧Ｖ_ＣＢ２の値はトランジスタの高速動作を満足するものであり、大信号受信時においても歪のない出力波形が得られることになる。

なお、小信号受信時の場合も同様に固定の電流Ｉ_ａｄｊを与えることで同様の効果が期待できるが、吸収電流Ｉ_ＡＯＣがゼロでなくなるため、トランジスタ３７Ａからショット雑音が加わり最小受信感度を悪化させてしまう。本実施形態では、小信号受信時には吸収電流Ｉ_ＡＯＣも小さいのでショット雑音が印加されることはない。大信号受信時には吸収電流Ｉ_ＡＯＣが大きくなるが、ショット雑音の増加分以上に信号強度が大きくなるため問題は生じない。

１…光受信器、３…フォトダイオード（ＰＤ）、５…トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）、７…ダミートランスインピーダンスアンプ（ダミーＴＩＡ）、９…差動アンプ（差動増幅器）、１３…自動オフセット制御回路、１５…電流源、１７…光受信レベル検出回路、３７Ａ，３７Ｂ，１３７Ａ，１３７Ｂ…バイポーラトランジスタ。

Claims (4)

1. 光信号を受信する光受信器であって、
   前記光信号を受けて光電流を生成するフォトダイオードと、
   前記光電流を電圧信号に変換する第１のトランスインピーダンスアンプと、
   前記第１のトランスインピーダンスアンプと同一の回路構成を有し、基準電圧信号を出力する第２のトランスインピーダンスアンプと、
   前記第１及び第２のトランスインピーダンスアンプの出力差を増幅する差動増幅器と、
   前記差動増幅器の出力を基に前記光電流の一部を吸収する電流源と、
   前記光電流の平均値を検出して、前記平均値に応じて前記基準電圧信号を増減させる検出回路と、
   を備えることを特徴とする光受信器。
2. 前記第１及び第２のトランスインピーダンスアンプは、それぞれ、バイポーラトランジスタを含む２段の増幅器を有し、
   前記第２のトランスインピーダンスアンプは、前記光電流の平均値に応じて二段目の前記増幅器の出力電流を減少させて前記基準電圧信号のレベルを増加させるように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１記載の光受信器。
3. 前記検出回路は、前記光電流の平均値をミラー電流に反映するカレントミラー回路を有する、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の光受信器。
4. 前記第１及び第２のトランスインピーダンスアンプは、互いに相似な構成を有し、
   前記第２のトランスインピーダンスアンプの消費電力は、前記第１のトランスインピーダンスアンプの消費電力より小さい、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の光受信器。

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