JP2014199977A - 増幅回路及びデバイス - Google Patents
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Abstract
【課題】レギュレータ及びオペアンプ間の寄生抵抗が存在すると、基準電圧(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動する信号入力時にLSIの消費電流変動により、オペアンプの電源に供給される電圧が不安定となる。【解決手段】外部電源から入力される第1電源電圧とは逆極性の第2電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、第1電源電圧および第2電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプとを備える増幅回路、及び、外部電源から外部電源電圧を入力する電源入力端子と、外部電源電圧とは逆極性の内部電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、外部電源電圧および内部電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプと、出力段からの出力電圧を外部に出力する出力端子とを備えるデバイスを提供する。【選択図】図1
Description
本発明は、増幅回路及びデバイスに関する。
アナログ信号を取り扱うLSIにおいて、一般にオペアンプを使用してアナログ信号の演算を行う事が知られている。例えば、図7に示すように、正電源VDD及び負電源VEEを、初段及び出力段を有するオペアンプに供給し、オペアンプをボルテージフォロワの回路構成とすると、入力信号Vinと等価な出力信号Voutを出力させることが知られている。
この回路では、VoutとVEEの間に定電流源が接続され、PMOSトランジスタが負荷RLを駆動することから、例えば入力信号として基準電圧(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動するVa×sinωtのような上下対称な信号を入力すると、正電源VDDにおいてVa×sinωt/RLの電流変化が生じる。
このため、レギュレータからVDDを供給する場合、レギュレータとオペアンプ間に寄生抵抗R1があると、オペアンプの電源にはR1×Va×sinωt/RLの電圧変動が生じる(例えば、特許文献1参照)。
[特許文献1] 特開2008−244623号公報
[特許文献1] 特開2008−244623号公報
このように、例えば基準電圧(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動する上下対称な信号をオペアンプに入力するとLSIの消費電流変動等が生じるので、電源の駆動能力を高める必要があった。
本発明の第1の態様においては、外部電源から入力される第1電源電圧とは逆極性の第2電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、第1電源電圧および第2電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプとを備える増幅回路、及び、外部電源から外部電源電圧を入力する電源入力端子と、外部電源電圧とは逆極性の内部電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、外部電源電圧および内部電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプと、出力段からの出力電圧を外部に出力する出力端子とを備えるデバイスを提供する。
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図1は、オペアンプ200を有する回路の一例として、本実施形態に係る増幅回路10の構成を示す。本実施形態に係る増幅回路10は、基準電位(例えば0V)に対して変動する入力信号(例えば、基準電位に対して正側及び負側で上下対称に変動する入力信号)が入力された場合においても、消費電流の変動を抑えることにより、外部電源2との間に存在する寄生抵抗R1によって増幅回路10が用いる電源電圧の変動を抑えることを目的とする。
増幅回路10は、外部電源2から外部電源電圧を受け取り、入力信号の電圧に応じた電圧の出力信号を出力する。増幅回路10等のオペアンプ200を有する回路は、例えばLSI等のデバイスとしてパッケージングされ、基準電位に対して正側または負側の一方の電源電圧を外部から入力する構成をとってよい。増幅回路10は、電源入力端子20、信号入力端子30、チャージポンプ回路100、オペアンプ200、及び、出力端子300を備える。
電源入力端子20は、例えば定電圧レギュレータ等の定電圧源である外部電源2から外部電源電圧VDDを入力する。例えば、電源入力端子20は、外部電源2から、外部電源2との間の配線と基準電位との間に設けられた平滑用コンデンサCSを介して、増幅回路10内部で用いる外部電源電圧VDDを入力する。
ここで、外部電源2および電源入力端子20の間の配線には、寄生抵抗R1が存在しうる。なお、増幅回路10は、増幅回路10の内部において電源入力端子20と基準電位との間に平滑用コンデンサCSを備えてもよい。
信号入力端子30は、増幅回路10に対して入力信号を供給する不図示の外部回路に接続され、当該外部回路から入力電圧Vinを入力信号として入力する。
チャージポンプ回路100は、電源入力端子20に接続されて、電源入力端子20から外部電源電圧VDDに対応する増幅回路10内の電源電圧である第1電源電圧VDDを入力し、基準電位に対して第1電源電圧VDDとは逆極性の第2電源電圧VEEを出力する。
本実施形態に係るチャージポンプ回路100は、一例として基準電位に対して正側の第1電源電圧VDDを入力し、第1電源電圧VDDの極性を反転させて、基準電位に対して絶対値が同じとなるように制御した負側の第2電源電圧VEEを出力する。本実施形態においては、第1電源電圧VDDおよび第2電源電圧VEEは、基準電位に対して絶対値がほぼ等しい電圧であることを前提とするが、第1電源電圧VDDおよび第2電源電圧VEEは絶対値が異なる値であってもよい。
オペアンプ200は、正側の電源入力が電源入力端子20に接続されて第1電源電圧VDDを入力し、負側の電源入力がチャージポンプ回路100に接続されて第2電源電圧VEEを入力する。また、オペアンプ200は、信号入力が信号入力端子30に接続されて、信号入力端子30からの入力信号を入力し、信号出力が出力端子300に接続されて、出力信号を出力端子300へと供給する。
本実施形態に係るオペアンプ200は、増幅回路10を実装するLSIの外部から入力信号を入力し、LSIの外部へと出力信号を出力する。これに代えてオペアンプ200は、LSI内部の他の回路から入力信号を入力し、及び/又は、LSI内部の他の回路に対して出力信号を出力する構成を採ってもよい。
本実施形態に係るオペアンプ200は、入力信号の電流を増幅して、入力信号の入力電圧Vinと等しい出力電圧Voutを出力するように動作するボルテージフォロワとして用いられる。これに代えて、オペアンプ200は、入力電圧Vinを予め定められた倍率増幅した出力電圧Voutを出力する増幅回路として用いられてもよく、その他オペアンプを用いる各種の回路に適用されてもよい。
出力端子300は、オペアンプ200の信号出力に接続され、オペアンプ200から出力電圧Voutの出力信号を受け取って外部に出力する。出力端子300は、増幅回路10が駆動する負荷抵抗RLに接続される。なお、負荷抵抗RLは、増幅回路10が出力する出力信号の電流を消費する抵抗値RLの回路を模式的に表したものであり、実際には例えば他のLSI等の各種の回路であってよい。
図2は、本実施形態に係るチャージポンプ回路100の構成及び動作を示す。チャージポンプ回路100は、外部電源電圧として第1電源電圧VDDを受け取り、外部電源電圧とは逆極性の内部電源電圧を第2電源電圧VEEとして出力する。
チャージポンプ回路100は、スイッチ102、スイッチ104、電荷転送用コンデンサ105、スイッチ106、スイッチ108、平滑用コンデンサ112、及び、タイミング発生回路120を有する。
スイッチ102は、半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはPMOSトランジスタである。スイッチ102は、ゲートにタイミング発生回路120からのスイッチング信号を入力し、ソースに電源入力端子20からの第1電源電圧VDDが接続され、ドレインにスイッチ104及び電荷転送用コンデンサ105が接続される。スイッチ102は、第1電源電圧VDDから電荷転送用コンデンサ105への電圧供給のオン・オフを切り替える。
スイッチ104は、半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはNMOSトランジスタである。スイッチ104は、ゲートにタイミング発生回路120からのスイッチング信号を入力し、ドレインにスイッチ102及び電荷転送用コンデンサ105が接続され、ソースにグラウンド電位VSSが接続される。スイッチ104は、電荷転送用コンデンサ105とグラウンド電位VSSとの接続のオン・オフを切り替える。
電荷転送用コンデンサ105は、スイッチ102及びスイッチ104の間に接続され、一方がスイッチ102を介して第1電源電圧VDDに接続される容量Cpのコンデンサである。電荷転送用コンデンサ105は、他方がスイッチ106及びスイッチ108に接続され、スイッチ106側に電荷を放出する。電荷転送用コンデンサ105は、第1電源電圧VDDからの電荷を貯えて負の電荷を平滑用コンデンサ112へと供給する。
スイッチ106は、半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはNMOSトランジスタである。スイッチ106は、ゲートにタイミング発生回路120からのスイッチング信号を入力し、ドレインに電荷転送用コンデンサ105及びスイッチ108が接続され、ソースにグラウンド電位VSSが接続される。スイッチ106は、電荷転送用コンデンサ105からグラウンド電位VSSへの接続のオン・オフを切り替える。
スイッチ108は、半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはNMOSトランジスタである。スイッチ108は、ゲートにタイミング発生回路120からのスイッチング信号を入力し、ドレインに電荷転送用コンデンサ105及びスイッチ106が接続され、ソースに第2電源電圧VEE及び平滑用コンデンサ112が接続される。
平滑用コンデンサ112は、一方がスイッチ108及び第2電源電圧VEEに接続され、他方がグラウンド電位VSSに接続される容量CLのコンデンサであってよい。平滑用コンデンサ112は、一方においてスイッチ108を介して電荷転送用コンデンサ105からの電荷を受け取り、受け取った電荷を貯えて、電荷量に応じた第2電源電圧VEEを出力する。
タイミング発生回路120は、スイッチ102、スイッチ104、スイッチ106、及び、スイッチ108にスイッチング信号を供給し、これらのスイッチのオン・オフを制御する。
図3及び図4は、本実施形態に係るチャージポンプ回路100の動作を示す。チャージポンプ回路100は、電荷転送用コンデンサ105を第1電源電圧VDDとグラウンド電位VSSの間に接続して電荷転送用コンデンサ105を充電する図3に示す充電フェーズと、電荷転送用コンデンサ105に充電した電荷を平滑用コンデンサ112へと転送する図4に示す電荷転送フェーズとの動作を繰り返す。
図3における太矢印線は、充電フェーズにおけるチャージポンプ回路100における高電位部分から低電位部分への向きを示す。図4における太矢印線は、電荷転送フェーズにおけるチャージポンプ回路100における高電位部分から低電位部分への向きを示す。
図3に示すように、タイミング発生回路120は、充電フェーズにおいて、スイッチ102とスイッチ106とをオンにし、スイッチ104とスイッチ108とをオフにする。これにより、電荷転送用コンデンサ105は、スイッチ102及びスイッチ106を通じて第1電源電圧VDD及びグラウンド電位VSSに接続されて、平滑用コンデンサ112とは分離されてスイッチ102側に正電荷、スイッチ106側に負電荷を蓄える。
図4に示すように、タイミング発生回路120は、電荷転送フェーズにおいて、スイッチ104とスイッチ108とをオンにし、スイッチ102とスイッチ106とをオフにする。これにより、電荷転送用コンデンサ105は、スイッチ104を通じてグラウンド電位VSSに接続され、スイッチ106及び平滑用コンデンサ112を介してグラウンド電位VSSに接続される。
この結果、電荷転送用コンデンサ105のスイッチ108側及び平滑用コンデンサ112のスイッチ108側とが導通されて、電荷転送用コンデンサ105のスイッチ108側に蓄えられた負電荷が平滑用コンデンサ112のスイッチ108側へと供給される。
タイミング発生回路120は、充電フェーズ及び電荷転送フェーズを繰り返すことにより、電荷転送用コンデンサ105から平滑用コンデンサ112への電荷転送を繰り返し、理想的には−VDDとなる第2電源電圧VEEを出力する。
ここで、充電フェーズにおいて、第2電源電圧VEEから外部に負の電圧を出力した結果、第2電源電圧VEEが−VDDから−VDD+ΔVに変動した場合、電荷転送用コンデンサ105にはVDD×Cp、平滑用コンデンサ112には(−VDD+ΔV)×CLの電荷が貯えられる。
次の電荷転送フェーズにおいて、電荷転送用コンデンサ105から平滑用コンデンサ112に電流が流れ、第2電源電圧VEEがVxになったとすると、電荷転送用コンデンサ105には−Vx×Cpの電荷が充電され、平滑用コンデンサ112にはVx×CLの電荷が貯えられる。
電荷転送フェーズにおいて、電荷転送用コンデンサ105及び平滑用コンデンサ112から外部への電荷の損失等がないとすると、電荷保存則により、Vx=−VDD+ΔV×CL/(CP+CL)が成り立つ。すなわち、1対の充電フェーズ及び電荷転送フェーズにより、ΔVの電圧変動がCL/(CP+CL)の割合分低減されることとなる。
そして、チャージポンプ回路100は、充電フェーズ及び電荷転送フェーズを繰り返すことにより、ΔVの電圧変動を徐々に縮小し第2電源電圧VEEを最終的に−VDDに安定化させる。ここで、ΔVが大きいほど1回の電荷転送フェーズにおける電荷転送量が大きくなるので、チャージポンプ回路100が、電荷転送用コンデンサ105から第1電源電圧VDDへ転送する電荷も大きくなる。
このように、チャージポンプ回路100は、タイミング発生回路120及びスイッチ102等により充電フェーズ及び電荷転送フェーズを繰り返し、これにより、安定的に−VDDとなる第2電源電圧VEEを出力する。
図5は、本実施形態に係るオペアンプ200の構成を示す。オペアンプ200は、入力電圧Vinを入力し、電源入力端子20から正電源として第1電源電圧VDDを入力し、チャージポンプ回路100から負電源として第2電源電圧VEEを入力し、出力電圧Voutを出力する。オペアンプ200は、差分回路202と出力段204とを有する。
差分回路202は、入力電圧Vinおよび出力電圧Voutの差に応じた差分電圧ΔVを出力する。例えば、差分回路202は、正端子にオペアンプ200の出力電圧Voutを帰還させて入力し、負端子に入力信号Vinを入力し、入力電圧Vinおよび出力電圧Voutの差を予め定められた倍率増幅した差分電圧ΔVを出力する。
出力段204は、例えば差分電圧ΔV、第1電源電圧VDDおよび第2電源電圧VEEを入力し、駆動回路により2つのスイッチを逆相に制御してプッシュプル動作することにより、出力電圧Voutを出力する。
出力段204は、入力電圧Vinに比較的小さいバイアス電圧を付加した出力を2つのスイッチからそれぞれ出力させることにより、出力電圧Voutの基準電位0Vの近傍ではスイッチ218及びスイッチ222の両方電流が流れるAB級出力段であってよい。
これに代えて、出力段204は、入力電圧Vinに大きいバイアス電圧を付加した出力を2つのスイッチから出力させることにより、出力電圧Voutの全範囲でスイッチ218及びスイッチ222の両方に電流が流れるようにして、入力電圧Vinに対する忠実度を高めたA級出力段であってよい。
これに代えて、出力段204は、入力電圧Vinの正又は負に対応する部分のみをそれぞれのスイッチから出力させることにより、スイッチ218及びスイッチ222のいずれか一方には電流が流れないようにして電力効率を高めたB級出力段であってもよい。出力段204は、スイッチ212、スイッチ214、スイッチ216、スイッチ218、及び、スイッチ220を含む。
スイッチ212及びスイッチ214は、半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはPMOSトランジスタである。スイッチ212は、ゲートに差分回路からの差分電圧ΔVを入力し、ソースに第1電源電圧VDDが接続され、ドレインに定電流源を介して第2電源電圧VEEが接続される。
スイッチ214は、ソースに第1電源電圧VDDを入力し、ゲート及びドレインにスイッチ212のドレインが接続され、スイッチ212のドレインが接続されることによりドレインに定電流源を介して第2電源電圧VEEを接続する。このような接続により、スイッチ212及びスイッチ214を流れる電流の合計が定電流源により一定になり、この結果、互いに逆相の電流となる。
スイッチ216は、ゲートがスイッチ214のゲート、スイッチ214のドレイン及びスイッチ212のドレインと接続されることにより、スイッチ214と共にカレントミラー回路を構成し、スイッチ214と連動してスイッチングされる半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはPMOSトランジスタである。スイッチ216は、ソースに第1電源電圧VDDが接続され、ドレインにスイッチ220及びスイッチ222が接続される。
スイッチ218は、スイッチ212と連動してスイッチングされる半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはPMOSトランジスタである。スイッチ218は、ゲートに差分回路202が接続されることにより、ゲートに差分電圧Δを供給する。スイッチ218は、ソースに第1電源電圧VDDが接続され、ドレインに差分回路202の正端子、スイッチ222、及び、出力端子300が接続される。
スイッチ220及びスイッチ222は、カレントミラーを形成する2つの半導体スイッチであってよく、本実施形態においてはNMOSトランジスタである。例えば、スイッチ220は、ゲート及びドレインにスイッチ216のドレインが接続され、ソースに第2電源電圧VEEが接続される。
スイッチ222は、ゲートにスイッチ216のドレインが接続される。これにより、スイッチ222のゲートには、差分電圧ΔVとは逆相に変化する逆相電圧が供給される。また、スイッチ222のドレインには、差分回路202の正端子、スイッチ218、及び、出力端子300が接続され、ソースに第2電源電圧VEEが接続される。
ここで、PMOSトランジスタから構成されるスイッチ212、スイッチ214、スイッチ216、及びスイッチ218の相互コンダクタンス比を1:1:1:N(Nは正の実数)とし、スイッチ212の相互コンダクタンスをgmpとしてよい。
また、NMOSトランジスタから構成されるスイッチ220及びスイッチ222の相互コンダクタンス比を1:N(Nは正の実数)とし、スイッチ220の相互コンダクタンスをgmnとしてよい。
このように、オペアンプ200は、スイッチ212、スイッチ214、及びスイッチ220等を含む駆動回路でスイッチ218及びスイッチ222をプッシュプル動作させることにより、第1電源電圧VDD及び第2電源電圧VEEの間に直列に接続されたスイッチ218及びスイッチ222の間の電圧を出力電圧Voutとして出力端子300に出力する。
ここで、オペアンプ200の動作を説明する。スイッチ218及びスイッチ222の両方から出力端子300に電流が供給される入力電圧Vin=0付近において、ΔV(ΔV>0V)の変化がある場合、差分回路202から−ΔVが出力される。これにより、PMOSトランジスタであるスイッチ212にはΔV×gmpの電流変化が生じる。スイッチ218は、相互コンダクタンス比がスイッチ212のN倍であるのでΔV×N×gmpの電流変化が生じる。
また、スイッチ214はスイッチ212とともにドレインが定電流源に接続されるので、スイッチ214には、スイッチ212の電流変化(ΔV×gmp)を補償するように、−ΔV×gmpの電流変化が生じる。
スイッチ216は、ゲート電位がスイッチ214と同一であるので、スイッチ214と同じ−ΔV×gmpの電流変化が生じる。スイッチ220には、スイッチ216と直列に接続されるのでスイッチ216と同じ−ΔV×gmpの電流変化が生じる。スイッチ222は、ゲート電位がスイッチ220と同一であり、相互コンダクタンス比がスイッチ220のN倍であるので、−ΔV×N×gmpの電流変化が生じる。
従って、入力電圧Vinの変化ΔVが正の時、第1電源電圧VDDからスイッチ218へと供給される電流がΔV×N×gmp増大し、スイッチ222から第2電源電圧VEEへ流れる電流がΔV×N×gmp減少する。これにより、出力端子300の出力電圧Voutが上昇する。
同様に、スイッチ218及びスイッチ222の両方から出力端子300に電流が供給される入力電圧Vin=0付近において、入力電圧Vinに−ΔV(ΔV>0V)の変化がある場合、差分回路202からΔVが出力される。これにより、PMOSトランジスタであるスイッチ212には−ΔV×gmpの電流変化が生じ、スイッチ218には−ΔV×N×gmpの電流変化が生じる。
スイッチ214には、スイッチ212の電流変化(−ΔV×gmp)を補償する、ΔV×gmpの電流変化が生じる。スイッチ216は、スイッチ214と同じΔV×gmpの電流変化が生じる。スイッチ220にはスイッチ216と同じΔV×gmpの電流変化が生じ、スイッチ222にはΔV×N×gmpの電流変化が生じる。
従って、入力電圧Vinの変化ΔVが負の時、第1電源電圧VDDからスイッチ218へ流れる電流がΔV×N×gmp減少し、スイッチ222から第2電源電圧VEEからへ流れる電流がΔV×N×gmp増大する。これにより、出力端子300の出力電圧Voutが低下する。
これにより、オペアンプ200は、入力電圧Vinに出力電圧Voutが追従するボルテージフォロワとして機能する。また、オペアンプ200は、第1電源電圧VDDからオペアンプ200への電流変動を相殺するように、第2電源電圧VEEからオペアンプ200の電流変動を生じさせる。
ここで、チャージポンプ回路100とスイッチ222の間に流れる電流の電流変動と、第1電源電圧VDDとチャージポンプ回路100との間に流れる電流の電流変動は理想的には相補関係にある。したがって、第1電源電圧VDDからスイッチ218への電流変動ΔV×N×gmpと、第1電源電圧VDDからチャージポンプ回路100への電流変動−ΔV×N×gmpは相殺するので、結果的に入力電圧Vin=0付近において第1電源電圧VDDとなる電源入力端子20において電流変動は生じない。
また、例えばsin波の入力信号を受けた場合には、電源入力端子20へと入力される外部電源電圧VDDからオペアンプ200へと流れる電流と、外部電源電圧VDDからチャージポンプ回路100へと流れる電流は同程度となり相補関係となるので、入力電圧Vin>0となる区間及びVin<0となる区間において外部電源電圧VDDの電流変動が小さくなる。
このように、オペアンプ200は、第1電源電圧VDDとなる電源入力端子20において電流変動を生じさせないので、負荷RLによる消費電流変動を抑えることができる。これにより、本実施形態の増幅回路10は、外部電源2から供給を受ける電流を安定化して外部電源2の駆動能力を低減可能とし、平滑用コンデンサCSを小型化及び低容量化することができる。また、増幅回路10は、LSIとして用いる場合、内蔵する回路のPSRR特性を低くすることができる。
本実施形態に係る増幅回路10のオペアンプ200は、基準電位(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動する上下対称な入力信号が入力された場合において、最大の効果を奏する。これに代えて、基準電位に対して正側および負側の間で変動するが上下の波形が対称でない入力信号が入力された場合においても、第1電源電圧VDDとなる電源入力端子20において電流変動を減少させるようにするので、増幅回路10は負荷RLによる消費電流変動を抑えることができる。
図6は、本実施形態に係る増幅回路10が入力する基準電圧(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動する入力信号により生じる電流の一例を示す。例えば、増幅回路10は、Vin(t)=Va×sinωt(Vaは定数)で表される基準電圧(例えば0V)に対して正側および負側の間で変動する信号を信号入力端子30に入力する。
負荷抵抗がRLにより、出力端子300には、I=Va×sinωt/RLの電流が流れる。図示するように、出力端子300を流れる電流400には、正となる区間t1と負となる区間t2とを有する。
電流変動500は、出力段204がAB級出力段である場合のスイッチ218から出力される電流の変動を示す。出力段204はAB級出力段であるので、スイッチ218からは常に出力端子300における電流400と同相の電流変動500が出力される。
電流変動600は、出力段204がAB級出力段である場合のスイッチ222から出力される電流の変動を示す。出力段204はAB級出力段であるので、スイッチ222からは常に出力端子300における電流400と逆相の電流変動600が出力される。
なお、チャージポンプ回路100は、充電フェーズと電荷転送フェーズの切り替えを入力電圧Vinの周期1/ωに同期させなくてよく、例えば、両フェーズの切り替えを周期1/ωよりも高速で行ってよい。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
2 外部電源、10 増幅回路、20 電源入力端子、30 信号入力端子、100 チャージポンプ回路、102 スイッチ、104 スイッチ、105 電荷転送用コンデンサ、106 スイッチ、108 スイッチ、112 平滑用コンデンサ、120 タイミング発生回路、200 オペアンプ、202 差分回路、204 出力段、212 スイッチ、214 スイッチ、216 スイッチ、218 スイッチ、220 スイッチ、300 出力端子、400 電流、500 電流変動、600 電流変動
Claims (7)
- 外部電源から入力される第1電源電圧とは逆極性の第2電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、
前記第1電源電圧および前記第2電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプと、
を備える増幅回路。 - 前記出力段は、AB級出力段である請求項1に記載の増幅回路。
- 前記出力段は、
前記第1電源電圧および前記第2電源電圧の間に直列に接続された第1スイッチおよび第2スイッチを含み、前記第1スイッチおよび前記第2スイッチの間の電圧を出力電圧として出力する、
請求項1又は2に記載の増幅回路。 - 前記第1スイッチはPMOSトランジスタであり、
前記第2スイッチはNMOSトランジスタであり、
前記出力段は、
前記第1スイッチおよび前記第2スイッチを逆相に制御する駆動回路を更に備える請求項3に記載の増幅回路。 - 前記オペアンプは、
入力電圧および出力電圧の差に応じた差分電圧を出力する差分回路を備え、
前記出力段は、
前記差分電圧を前記第1スイッチのゲートに供給し、
前記差分電圧とは逆相に変化する逆相電圧を前記第2スイッチのゲートに供給する
請求項4に記載の増幅回路。 - 前記外部電源との間の配線と基準電位との間に設けられた平滑用コンデンサを備える請求項1から5のいずれか一項に記載の増幅回路。
- 外部電源から外部電源電圧を入力する電源入力端子と、
外部電源電圧とは逆極性の内部電源電圧を出力するチャージポンプ回路と、
前記外部電源電圧および前記内部電源電圧を入力し、プッシュプル動作により出力電圧を出力する出力段を有するオペアンプと、
前記出力段からの出力電圧を外部に出力する出力端子と、
を備えるデバイス。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013073853A JP2014199977A (ja) | 2013-03-29 | 2013-03-29 | 増幅回路及びデバイス |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2013073853A JP2014199977A (ja) | 2013-03-29 | 2013-03-29 | 増幅回路及びデバイス |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2014199977A true JP2014199977A (ja) | 2014-10-23 |
Family
ID=52356662
Family Applications (1)
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JP2013073853A Pending JP2014199977A (ja) | 2013-03-29 | 2013-03-29 | 増幅回路及びデバイス |
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JP (1) | JP2014199977A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPWO2016140340A1 (ja) * | 2015-03-04 | 2017-12-14 | コニカミノルタ株式会社 | 光学フィルムおよびこれを用いた光学デバイス |
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2013
- 2013-03-29 JP JP2013073853A patent/JP2014199977A/ja active Pending
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JPWO2016140340A1 (ja) * | 2015-03-04 | 2017-12-14 | コニカミノルタ株式会社 | 光学フィルムおよびこれを用いた光学デバイス |
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