JP2014180131A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多段接続されたチョッパ回路に蓄えられたエネルギーを用いて直流線路を充電することによって、交流系統への擾乱を回避すると共に、電力変換装置の高速再起動を実現させる。
【解決手段】電力変換器１０はコンデンサ１３とスイッチング素子１２からなるチョッパ回路１１を直列接続して構成する。電力変換器１０には電力変換器１０の電流を検出するセンサ９を取り付ける。交流系統４と電力変換器１０間には交流遮断器３を接続する。チョッパ回路１１のコンデンサ１３は、交流遮断器３を開放した状態で、チョッパ回路１１のコンデンサ１３に蓄積されたエネルギーを直流線路５の静電容量に流すことによって直流線路５の電圧を上昇させる。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、高圧直流送電に適用される電力変換装置を高速に再起動する技術に関するものである。

近年、長距離送電や異系統連系を実現する手段として、高圧直流送電（以下、HVDC）への期待が高まっている。HVDCでは、送電損失の低減や、送電線路設備費の削減を実現することができ、長距離送電においては交流送電よりもコスト面で有利である。そのため、HVDCは国内外で急速に普及している。

HVDCには、交流系統の電力を直流に変換する、もしくは、直流線路に流れる直流を交流へ変換するための電力変換装置が採用されている。電力変換装置には、従来ではサイリスタを適用した他励式変換器が用いられていたが、最近では、自励式電圧形変換器の適用が盛んに検討されている。自励式電圧形変換器は、他励式変換器と比較して交流系統への依存度を低減することができ、設置面積の削減が可能である。

特に、マルチレベル変換器は、高電圧化と、出力電圧の正弦波化とを両立することが可能なので、実用化が進んでいる。その中でも、Modular Multilevel Converter(以下、MMC)は高い注目を集めている。MMCは、チョッパ回路を各アームに多段接続することによって高耐圧化を実現し、交流電圧を出力するようになっている。

このようなMMCでは、出力電圧が各チョッパ回路の出力電圧の和となって、チョッパ回路の段数分の電圧レベルを出力することができるので、階段状に波形整形することが可能である。このため、チョッパ回路の段数が数十段におよぶ回路規模のMMCでは、ほぼ正弦波状の出力を直接得ることができ、交流フィルタが不要になる。

また、MMCでは、それぞれのチョッパ回路の電圧が数kV程度と低くても、高い出力電圧が得られる。したがって、チョッパ回路のスイッチング素子には耐圧の低いIGBTなどの自己消弧型素子を容易に適用することができる。MMCは以上のような複数のメリットを持つため、HVDCに好適であって、適用例が非特許文献１などに述べられている。

ところで、MMCを代表とする自励式電圧形変換器は、交流から直流、あるいは直流から交流への電力変換動作を、直流側の電圧を利用して交流側へ電圧を出力することで実現している。したがって、自励式電圧形変換器をHVDCの電力変換装置に用いるとき、直流線路への落雷等の事故が発生すると、直流線路が地絡もしくは短絡して直流電圧が低下する。その結果、自励式電圧形変換器は動作を継続できなくなる。

例えば、非特許文献２には、自励式電圧形変換器をHVDCの電力変換装置に適用した場合の直流事故解析結果が記載されている。つまり、自励式電圧形変換器を用いた電力変換装置において、直流線路に事故が発生した場合、直流電圧を確立してからでないと、自励式電圧形変換器をHVDCの電力変換装置として再起動させることができない。従来の電力変換装置では、事故を速やかに除去し、消イオンに必要な所定の無電圧時間を経た後、再び直流線路を充電することで、直流電圧を確保している。

ここで、直流線路に事故が発生した場合の、電力変換装置の再起動の動作について、図９を参照して説明する。図９に示すように、電力変換装置には電力変換器１が設けられている。電力変換器１はチョッパ回路１ａが直列接続されて構成されている。各チョッパ回路１ａは、コンデンサおよびIGBT、ダイオードなどの半導体スイッチング素子から構成されている。チョッパ回路１ａは、各々の回路に接続されたコンデンサ電圧をもとに出力電圧を得るために、個別のタイミングでスイッチング動作を行うようになっている。電力変換器１には、変圧器２及び交流遮断器３を介して交流系統４が接続されると共に、直流線路５が接続されている。

このような電力変換装置において、直流線路５に事故が発生して直流線路５の電圧が低下すると、交流電圧よりも直流線路５の電圧が低くなり、主回路ダイオードが点弧して交流系統４側から直流線路５へ事故電流が流入する。その結果、電力変換器１は過電流となって停止する。電力変換器１が停止するだけでは直流線路５の電圧は回復せず、事故電流は直流線路５へ流入し続ける。

その後、交流遮断器３を開放することで、事故電流の供給経路が遮断される。これにより、直流線路５の事故点は除去され、所定の無電圧時間の経過後（通常300ms程度）、交流系統４からチョッパ回路１ａのコンデンサおよび直流線路５が充電される。このとき、充電に伴う過大な突入電流を抑制することを目的として、通常は、抵抗を介して直流線路５が充電される。これにより、直流線路５の電圧が確立される。直流線路５の電圧が確立された後は、充電に用いた抵抗は短絡され、電力変換器１の動作が開始されて電力変換装置の再起動が実施される。

"Trans bay cable −world’s first HVDC system using multilevel voltage-sourced converter" , T.WESTERWELLER, K. FRIEDRICH, U. ARMONIES(Siemens), A. ORINI(Prysmian), D.PARQUET, S.WEHN(Trans Bay Cable). ; CIGRE2010 Paris. "Fromconcept to reality; the development of a multi-level VSC HVDC Converter", N MMacleod, C D Barker and A J Totterdell(Alstom Grid); CIGRE 2011 BolognaSymposium Paper-263.

上記のように、従来の電力変換装置では、直流線路に事故が発生すると、まず事故を除去し、その後、所定の無電圧時間を経て、再び直流線路を充電して直流電圧を確立してからでないと、電力変換装置を再起動することができなかった。

このため、電力変換装置の再起動に時間がかかり過ぎることになり、運転再開に時間を要すると、この間の送電停止が両端の交流系統への電力需給に悪影響を与えかねない。そこで従来から、自励式電圧形変換器を有する電力変換装置には、直流線路に事故が発生しても、交流系統への擾乱を少なくしつつ、できる限り速やかに、再起動することが求められた。

本発明の実施形態は上記の課題を解決するためになされたものであり、多段接続されたチョッパ回路に蓄えられたエネルギーを用いて直流線路を充電することによって、交流系統への擾乱を回避すると共に、高速再起動を実現させる電力変換装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の実施形態は、交流系統の電力を直流に変換する、もしくは、直流線路に流れる直流を交流へ変換するための電力変換装置、あるいは交流系統の電力を直流に変換し、且つ直流線路に流れる直流を交流へ変換するための電力変換装置であって、コンデンサとスイッチング素子からなるチョッパ回路を直列接続して構成された電力変換器と、前記電力変換器に流れる電流を検出するセンサと、前記交流系統と前記電力変換器間に接続された交流遮断器と、が設けられており、前記電力変換器は、前記交流遮断器を開放した状態で、前記チョッパ回路の前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを前記直流線路の静電容量に流すことにより前記直流線路の電圧を上昇させるように構成されたことを特徴とする。

第１の実施形態の構成図。 電力変換器動作中の直流事故電流経路を示した図。 第１の実施形態において電力変換器のゲートブロック状態の直流事故電流経路を示した図。 第１の実施形態においてチョッパ回路のコンデンサから直流線路を充電する際の動作を示した図。 変圧器が磁気飽和した時の動作を示した図。 第２の実施形態の動作を示す図。 第３の実施形態の構成図。 他の実施形態の構成図。 直流線路事故時の電力変換装置の動作を説明するための構成図。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。以下の実施形態は、図９に示した従来例と同様、HVDCに適用する電力変換装置であって、図９に示した従来例と同一の構成部材に関しては、同一符号を付して説明は省略する。

（１）第１の実施形態
［構成］
（全体構成）
第１の実施形態の構成について、図１〜図４を用いて具体的に説明する。第１の実施形態に係る電力変換装置には電力変換器１０が設けられている。この電力変換器１０と交流系統４との間に変圧器２が接続されている。変圧器２の一次側は、交流遮断器３を介して交流系統４へと接続されている。

（電力変換器）
電力変換器１０は、１つのコンデンサ１３と、２つのスイッチング素子１２からなるチョッパ回路１１を単位ユニットとして、この単位ユニットを直列に複数接続して構成される。電力変換器１０の特徴は、交流遮断器３を開放した状態で、チョッパ回路１１のコンデンサ１３に蓄積されたエネルギーを、直流線路５の静電容量に流すことによって、直流線路５の電圧を上昇させるように構成される点にある。チョッパ回路１１の構成については後段で詳述する。

電力変換器１０は、３相５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの電源を、絶縁トランスを介して直流に電力変換するものである。また、電力変換器１０には、複数個の単位ユニットを直列に接続して相アームが設けられている。通常、単位ユニットの直列数は多数であるが、図１では便宜上、２直列とする。相アームは正側アームと負側アームとから構成される。

正側アームの一端には直流線路５の正側が接続され、正側アームの他端にはリアクトル６が接続される。負側アームの一端には直流線路５の負側が接続され、負側アームの他端にはリアクトル７へ接続される。リアクトル６、７の間には、端子をとって交流出力部が設けられ、この交流出力部が変圧器２の二次側へ接続されている。

リアクトル６、７にはセンサ９が接続されている。センサ９は各チョッパ回路１１における電流の平均値を演算することにより、電力変換器１０の電流を検出するものである。センサ９には制御装置８が接続されている。制御装置８はセンサ９から検知信号を受け取り、各チョッパ回路１１にゲート信号を送るようになっている。制御装置８は、センサ９が直流線路５の電圧低下に伴う過大電流を検知した信号を受け取ると、各チョッパ回路１１にゲート信号を送って、スイッチング素子１２がゲートブロックするように構成されている。以上は一相に対する説明であるが、他の二相も同様に構成される。

（チョッパ回路）
チョッパ回路１１は、チョッパブリッジ単位変換器であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子１２を直列に２個接続したレグを１つと、１つのコンデンサ１３とを並列に接続することによって構成される。各チョッパ回路１１は、コンデンサ１３の電圧が一定の値となるように制御する回路である。

各チョッパ回路１１はコンデンサ１３の電圧を電圧源とし、スイッチング素子１２のオンオフ動作によって、チョッパ出力電圧を得るようになっている。このような各チョッパ回路１１は、各々の回路に接続されたコンデンサ１３の電圧をもとに出力電圧を得て、個別のタイミングでスイッチング動作を行うように構成されている。

第１の実施形態は、上記のチョッパ回路１１を単位ユニットとしており、各アームに接続されたチョッパ回路１１の出力電圧と、直流線路５の電圧の差分を出力電圧として、動作する。電力変換器１０の出力電圧V_{conv_out}は、直流線路５の電圧をV_hvdcとし、直流線路５の中性点（0.5V_hvdc）を電圧基準とした場合、次の式（１）で表せる。

ただし、直流線路５の電圧をV_hvdcとし、上側のアームに接続されたチョッパ回路１１の出力電圧の和をV_{arm_P}、下側のアームに接続されたチョッパの出力電圧の和をV_{arm_N}とする。

変換器出力電圧V_{conv_out}としてV_outsinωtを出力させる場合、各アームの電圧V_{arm_P}、V_{arm_N}はそれぞれ次の式（２）のようになる。

また、各チョッパ回路１１では、接続された二つのスイッチング素子１２のうち、下側の素子を点弧することでゼロ電圧を出力し、上側の素子を点弧することで、コンデンサ１３の電圧を出力するようになっている。したがって、チョッパ回路１１では、０〜コンデンサ電圧の範囲の電圧しか出力することができず、負の電圧を出力することはできない。

そこでチョッパ回路１１の出力電圧が負にならないような条件とするために、次の式（３）を満足する必要がある。

よって、アーム内に接続されたチョッパ回路１１の出力電圧の和であるV_{arm_P}およびV_{arm_N}は、次の条件式（４）を満足しなくてはならない。

以上のことから、チョッパ回路１１におけるコンデンサ１３の電圧V_cellは、アーム内に接続されたチョッパ回路１１の直列数をＮとすると、次の式（５）のようになる。

［作用］
HVDCに適用する電力変換器１０では、交流系統４と連系するので、電力変換器１０の出力電圧としては、交流系統４の電圧振幅以上の電圧を出力しなくてはならない。電力変換器１０が交流系統４の電圧以上の振幅の出力電圧を得る必要があるということは、上述の関係式から明らかなように、アームに接続される各チョッパ回路１１のコンデンサ１３の電圧の和および直流線路５の電圧として、交流系統４の電圧振幅に相当する大きさの電圧が必要となることに他ならない。

ここで、直流線路５が被雷などの影響により地絡した場合の、本実施形態の作用について説明する。図２では、電力変換器１０が動作している時の直流線路５の事故電流経路を示している。なお、図２では、制御装置８及びセンサ９の図示は省いている。直流線路５が地絡したとき、直流線路５の負側が接地されていると、直流線路５の電圧はほとんど失われることになる。したがって、電力変換器１０の接続点である変圧器２の二次側における電圧振幅よりも、直流線路５の電圧の方が小さくなる。

この場合、チョッパ回路１１の下側に接続されたスイッチング素子１２に逆並列に接続
されたダイオードでは、カソード電圧よりもアノード電圧の方が高くなって点弧してしまう。チョッパ回路１１下側のスイッチング素子１２のダイオードが点弧すれば、スイッチング素子１２のスイッチング動作にかかわらず、交流系統４側から直流線路５へと電流が流れ続けてしまう。

その結果、交流系統４側の電流を電力変換器１０で制御できなくなり、過大な電流が直流線路５に継続して流れる。直流線路５へ過大な電流が流れている状態で、チョッパ回路１１のスイッチング素子１２がスイッチング動作を行うと、チョッパ回路１１のコンデンサ１３へ事故電流が流入し、コンデンサ１３の電圧低下を招くことになる。

（スイッチング素子のゲートブロック）
このような事態に対処するために、第１の実施形態は次のような処理を行う。すなわち、センサ９が、直流線路５の電圧低下に伴う過大電流を検知すると、制御装置８は各チョッパ回路１１にゲート信号を送り、チョッパ回路１１に接続されたすべてのスイッチング素子１２をゲートブロックする。図３は、電力変換器１０においてゲートブロック状態の直流事故電流経路を示している。すなちわ、図３に示すようなゲートブロックを行うことで、第１の実施形態では、直流線路５の事故電流がコンデンサ１３を経由することを回避することができ、各チョッパ回路１１におけるコンデンサ１３の電圧低下を防ぐことが可能となる。

（事故電流の遮断）
本実施形態では、スイッチング素子１２をゲートブロックした後、変圧器２と交流系統４の間に接続された交流遮断器３を開放して、交流系統４から直流線路５へ流入する事故電流を遮断する。すなわち、第１の実施形態においては、交流遮断器３を開放することで、電力変換器１０のチョッパ回路１１へ可加されていた交流電圧がなくなり、事故電流を完全に遮断することができる。

ただし、交流遮断器３を開放することで事故電流を遮断することはできるが、直流線路５の電圧は未回復であり、交流系統４の電圧よりも低い状態のままである。この状態で交流遮断器３を閉じると、再びチョッパ回路１１のダイオードが点弧してしまい、過大な電流が直流線路５に流れてしまうことになる。

（直流線路電圧の回復）
そこで第１の実施形態では、次のようにして直流線路５の電圧回復を図っている。図４では、第１の実施形態においてチョッパ回路１１のコンデンサ１３から直流線路５を充電する際の動作を示している。前述したように、第１の実施形態においては、直流線路事故による過大な電流の発生により、制御装置８がすべてのスイッチング素子１２をゲートブロックするので、チョッパ回路１１におけるコンデンサ１３の電圧は、直流線路５の事故が生じる前の振幅レベルを維持している。

つまり本実施形態では、チョッパ回路１１のコンデンサ１３にはエネルギーが蓄積された状態にある。本実施形態においては、コンデンサ１３に蓄積されたエネルギーを利用して直流線路５の浮遊容量を充電し、直流線路５の電圧を回復させることができる。直流線路５の電圧回復に際してはまず、交流遮断器３を開放した状態で、チョッパ回路１１におけるすべてのスイッチング素子１２をスイッチング動作させ、チョッパ回路１１から電圧を出力して、直流線路５へ電流を流し込む。

直流線路５へ流入する電流i_{hvdc_chg}は次式（６）で表すことができる。

ただし、直流線路５の電圧をV_hvdc、上側のアームに接続されたチョッパの出力電圧の和をV_{arm_P}、下側のアームに接続されたチョッパ回路１１の出力電圧の和をV_{arm_N}、L_bを各アームに接続するリアクトル６、７のインダクタンス値sを微分演算子とする。

上記の（６）式に示すように、直流線路５へ流れ込む電流はチョッパ回路１１の出力電圧（V_{arm_P},V_{arm_N}）によって決定される。そのため、出力電圧の大きさを変化させることで、直流線路５へ流れ込む電流は自由に制御可能である。直流線路容量をC_{DC_Line}とすると直流線路電圧V_hvdcは次式（７）のようになる。

以上のようにして、第１の実施形態では、交流遮断器３を開放した状態で、直流線路５の電圧を交流系統４の電圧以上の振幅までに回復させることができる。一般的に、各チョッパ回路１１に接続されたコンデンサ１３の静電容量は、直流線路５の浮遊容量よりも大きい。したがって、コンデンサ１３は、直流線路５の電圧を交流系統４の電圧以上の振幅までに回復させるまでに十分なエネルギーを有している場合がほとんどである。このため、本実施形態では、コンデンサ１３に蓄積されたエネルギーを利用して、直流線路５の電圧を確実に回復させることが可能である。

［効果］
第１の実施形態の効果は次の通りである。すなわち、直流線路５の電圧が変圧器２の二次側電圧以上の振幅になるまで、直流線路５へ電流を流すことで、交流遮断器３を投入しても、チョッパ回路１１のダイオードが点弧することはなく、通常運転へ復帰することができる。

また、チョッパ回路１１には高速なスイッチング動作を行える自己消弧型のスイッチング素子１２を適用することで、チョッパ回路１１の出力電圧を高速に操作することができる。さらに、第１の実施形態ではチョッパ回路１１のコンデンサ１３に蓄積されたエネルギーを、直流線路５の静電容量に流して、直流線路５への充電制御を高速に行うことが可能である。上記のような第１の実施形態によれば、直流線路５の電圧を早急に回復することができ、直流線路５の事故発生後、直流線路５の直流電圧をすばやく確実して、再起動を高速に実現することができる。

（２）第２の実施形態
［構成］
第２の実施形態の基本構成は前記第１の実施形態と同様であり、その特徴は次の点にある。すなわち、電力変換器１０は、直流線路５の電圧を上昇させた後、交流遮断器３を開いた状態で、変圧器２に対し交流系統４に同期した交流電圧を出力するが、その際、出力する電圧値を操作して、電力変換器１０から変圧器２に流入する電流の移動平均をゼロにするように構成されている。また、電力変換器１０は変圧器２に対し交流電圧を出力する際、交流遮断器３を閉じてから交流系統４と連系するように構成されている。

（変圧器の磁気飽和）
第２の実施形態の作用効果について述べる前に、変圧器２が磁気飽和する可能性について説明する。先に述べた第１の実施形態では、交流遮断器３を投入することなく、直流線路５の電圧を充電している。直流線路５の電圧が変圧器２の二次側電圧よりも十分高い電圧まで充電が完了すれば、交流遮断器３を投入しても、チョッパ回路１１のダイオードを介して直流線路５に過電流が流れることはなく、電力変換装置の再起動が可能になる。

しかしながら、図５に示したように、交流系統４への投入位相や残留磁束位置などの条件によっては、変圧器２が磁気飽和する可能性がある。変圧器２が磁気飽和すると、突入電流が流入して、系統電圧の低下や電圧歪みが数秒にわたり継続するなど、交流系統４へ悪影響を及ぼしかねない。

［作用効果］
そこで第２の実施形態に係る電力変換器１０では、直流線路５の電圧を上昇させた後、交流遮断器３を開放した状態で、変圧器２の二次側から交流系統４に同期した電圧を、変換器２から可加し、残留磁束を除去することで、交流遮断器３投入時の変圧器２の磁気飽和を防いでいる。

第２の実施形態の動作について図６を用いて説明する。まず、交流遮断器３を開放した状態で直流線路５の電圧を、変圧器２の二次側の定格電圧振幅よりも大きい値まで充電する。直流線路５の充電が完了すれば、変圧器２に対して定格電圧相当の交流電圧を、電力変換器１０から出力することが可能となる。次に、交流遮断器３を開放した状態で、変圧器２の二次側に対し交流系統４の電圧に同期した同位相の交流電圧を、電力変換器１０から印加する。

ここで、変圧器２の残留磁束によって磁気飽和してしまう恐れがあるため、第２の実施形態では、電力変換器１０が、定格電圧よりも十分に低い値の電圧振幅を変圧器２に電圧を印加する。その結果、励磁電流相当の電流が、電力変換器１０から変圧器２に流れる。

そして第２の実施形態においては、この励磁電流の移動平均から偏磁量を推定し、電力変換器１０から変圧器２に流入する励磁電流の移動平均が、ゼロになるように、電力変換器１０から変圧器２への出力電圧を操作する。これにより、第２の実施形態では、残留磁束を除去することができ、残留磁束を除去しながら、電力変換器１０から出力する電圧振幅を定格電圧まで上昇させる。

第２の実施形態では、このようにして残留磁束を除去すると共に、電力変換器１０の出力電圧が定格電圧に達した状態で、交流遮断器３を投入する。したがって、電力変換器１０が変圧器２に対し交流電圧を出力した後、交流遮断器３を閉じてから交流系統４と連系することになり、交流遮断器３を投入する時の過大な電流を、交流系統４に流すことがない。

以上のような第２の実施形態によれば、電力変換器１０から励磁することで、磁束の動作点はゼロ付近となり、交流遮断器３の投入位相にかかわらず、変圧器２が磁気飽和することはない。また、第２の実施形態によれば、交流遮断器３の投入時に、過大な電流を交流系統４に流すこともなく、電力変換器１０を迅速且つ確実に再起動することが可能となる。

（３）第３の実施形態
［構成］
第３の実施形態について図７を参照して説明する。第３の実施形態の特徴は、電力変換器１０と直流線路５の間に開閉器１４を設ける構成とする点にある。なお、図７では、制御装置８及びセンサ９の図示は省いている。

［作用効果］
直流線路５が被雷し、地絡状態となった場合、交流系統４側の交流遮断器３を開放することによって事故電流を遮断する。その後、電力変換器１０の電圧が直流線路に印加されないようにするために、第３の実施形態では、開閉器１４を開放して直流線路５と電力変換器１０を切り離す。このような第３の実施形態によれば、所定の無電圧時間が経過した後は、まず、開閉器１２を閉路することで、電力変換器１０により直流回路５の充電を行うことができる。この点が第３の実施形態の独自の作用効果である。

（４）他の実施形態
なお、上記の実施形態は、本明細書において一例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図するものではない。すなわち、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことが可能である。これらの実施形態やその変形例は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

例えば、上記の実施形態では、電力変換器１０と交流遮断器３の間に変圧器２を接続していたが、図８に示すように、電力変換器１０と交流遮断器３との間に変圧器２を接続しないようにした実施形態であってもよい。このような実施形態であっても、上記実施形態と同様の作用効果を得ることが可能である。

１、１０…電力変換器
１ａ、１１…チョッパ回路
２…変圧器
３…交流遮断器
４…交流系統
５…直流線路
６、７…リアクトル
８…制御装置
９…センサ
１２…スイッチング素子
１３…コンデンサ
１４…開閉器

Claims (6)

1. 交流系統の電力を直流に変換する、もしくは、直流線路に流れる直流を交流へ変換するための電力変換装置、あるいは交流系統の電力を直流に変換し、且つ直流線路に流れる直流を交流へ変換するための電力変換装置であって、
   コンデンサとスイッチング素子からなるチョッパ回路を直列接続して構成された電力変換器と、
   前記電力変換器に流れる電流を検出するセンサと、
   前記交流系統と前記電力変換器間に接続された交流遮断器と、が設けられており、
   前記電力変換器は、前記交流遮断器を開放した状態で、前記チョッパ回路の前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを前記直流線路の静電容量に流すことにより前記直流線路の電圧を上昇させるように構成されたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記センサが直流線路の電圧低下に伴う過大電流を検知すると、前記チョッパ回路のすべての前記スイッチング素子は、ゲートブロックを行うように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換器と前記直流線路の間には開閉器が接続され、前記開閉器は、前記直流線路の事故除去後の無電圧期間は前記電力変換器と前記直流線路とを切り離し、前記直流線路の再充電の前に再閉路するように構成されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換器には変圧器が接続され、当該変圧器と前記交流系統と間に前記交流遮断器が接続され、
   前記電力変換器は、前記直流線路の電圧を上昇させた後、前記交流遮断器を開いた状態で、前記変圧器に対し前記交流系統に同期した交流電圧を出力するように構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換器は、前記直流線路の電圧を上昇させた後、前記交流遮断器を開いた状態で、前記変圧器に対し交流電圧を出力する際、出力する電圧値を操作して、前記電力変換器から前記変圧器に流入する電流の移動平均をゼロにするように構成されたことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換器は、前記直流線路の電圧を上昇させた後、前記交流遮断器を開いた状態で、前記変圧器に対し交流電圧を出力する際、前記交流遮断器を閉じてから前記交流系統と連系するように構成されたことを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。

Images