JP2014100583A

JP2014100583A - ほぼ瞬時的に応答する閉ループ制御電気外科発生装置および方法

Info

Publication number: JP2014100583A
Application number: JP2013251034A
Authority: JP
Inventors: B Shores Ronald; ロナルド・ビー・ショアーズ; C Stuebe Brian; ブライアン・シー・スチューベ
Original assignee: Conmed Corp
Current assignee: Conmed Corp
Priority date: 2006-10-02
Filing date: 2013-12-04
Publication date: 2014-06-05
Anticipated expiration: 2027-10-02
Also published as: GB0806711D0; JP6174987B2; GB2448585B; GB2442560B; GB2448585A; US7799020B2; GB2442560A8; AU2006228041A1; US20080082095A1; JP2008086776A; GB0718537D0; AU2006228041B2; CA2563484A1; GB2442560A; CA2563484C

Abstract

【課題】可変組織抵抗、可変出力回路リアクタンス、および厳しい電力配電条件の下で、
応答時間の短縮および規制強化を達成しつつ、電力、電圧または電流の電気外科出力パラ
メータを規制する閉ループ・フィードバック制御システムを備えた電気外科発生装置を提
供する。
【解決手段】電気外科発生装置は、出力電圧および出力電流の検知した値に応答して、閉
ループで出力電気外科信号の出力電力、出力電圧または出力電流の少なくとも１つのパラ
メータを規制するために数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされた論理ゲー
トのアレイで形成された制御システムを有する。
【選択図】図１

Description

（関連出願に対する相互引用）
本発明は、米国特許出願第（弁理士整理番号第２４．３６３号）に記載されている、出
力信号をシミュレートするための電気外科発生装置および方法という発明に関係がある。
この特許出願は、本発明者によって本願と同時に出願され、本発明の譲受人に譲渡されて
いる。この同時に出願した米国特許出願の内容は、ここで引用したことにより本願にも含
まれるものとする。
（発明の分野）
本発明は、電気外科 (electrosurgery)に関し、更に特定すれば、ほぼ瞬時的な閉ルー
プ・フィードバックによる規制を得て、高精度でしかも迅速に電気外科電力、電圧、およ
び電流出力信号を制御する、電気外科発生装置および方法の新たな改良に関する。好まし
くは、本発明は、論理ゲートのアレイを用いて、フィードバックおよび規制機能の実質的
に全てを遂行することにより、ほぼ瞬時的な応答および性能向上を達成する。

広義の意味では、電気外科とは、高電圧、高周波（ＨＦ）または無線周波数（ＲＦ）出
力波形を組織に印加して、外科的硬貨を得ることである。電気外科出力信号の特性に応じ
て、組織を切除し、血流を停止することによって凝固させるか、または同時に切除し凝固
させる。切除を遂行するには、出力信号を実質的に連続とする。凝固を遂行するには、出
力信号をバースト状に配電し、各バーストがデューティ・サイクルによって定めらされ、
このデューティ・サイクルでは、そのオン時間の持続期間がオフ時間よりもかなり短くな
るようにする。切除および凝固を同時に遂行するには、この場合も出力信号をバースト状
にして配電するが、デューティ・サイクルのオン時間およびオフ時間は、互いに同等であ
るか、またはオン時間がオフ時間を超過してもよい。電気外科出力信号は、外科医が操作
するアプリケータまたはハンドピースのアクティブ電極から組織に配電される。出力信号
は、電気外科発生装置からアプリケータまたはハンドピースまで達する導体を通じて、ア
プリケータの電極に導かれる。

電気外科出力信号が配電される負荷は、遭遇する組織の二点間抵抗またはインピーダン
スの変化が大きくしかも殆ど瞬時的であるために、外科手順の間かなり変動する。例えば
、肝臓のように流体潅流性が高い組織では、１０から２０オーム近傍の抵抗またはインピ
ーダンスを示すことがあり、皮膚または骨髄のような別の組織では、インピーダンスが１
０００から２０００オームの近傍という場合がある。アクティブ電極が低インピーダンス
組織から高インピーダンス組織に移ると、高インピーダンス組織に配電される電流が一時
的に減少することにより、所望の電気外科効果が直ちに低下または阻害される。一方、ア
クティブ電極が高インピーダンス組織から低インピーダンス組織に移る場合、高電流が一
時的に低インピーダンス組織に配電され、高電流が過剰な組織の損傷を生ずる虞れがある
。組織の可変インピーダンス特性のために、電気外科発生装置は、本質的に瞬時に変化す
るように、比較的広い範囲で電力を変動させて配電し制御しなければならない。

素早く変化する組織の抵抗またはインピーダンスによって生ずる負荷変動の実用上の影
響、および高周波、高電圧電気外科出力信号を規制する必要性のために、電気外科発生装
置の性能にかなりの制限が設けられている。電気外科発生装置の制御システムが、電気外
科処置の間に遭遇する素早い状態変化に応答することができない場合、出力電力の規制が
、意図しない効果を回避するのに十分ではない場合もある。電気外科出力信号のセンサが
供給する信号は、出力電力の規制に効果的に用いることができる程に素早く処理すること
はできない。制御ループの時間遅れ、または位相遅れは、検知した信号を取り込み、出力
信号を調整するまでの時間であるが、非常に長にため、所望の結果を得るまたは維持でき
る程に素早く応答が得られない。制御ループ時間即ち位相遅れは、多くの要因に依存する
が、主な要因は、出力電圧または電流信号を配電し、処理して、使用可能なフィードバッ
クおよび出力制御信号を得る速度に関係する。また、同じ状況は、出力電圧および電流信
号の瞬時地に基づいて計算しなければならない組織のインピーダンスのような、その他の
出力関連要因の監視にも該当する。

短い応答時間に加えて、電気外科発生装置にとって最も効果的な制御システムは、実際
の電力と無効即ち虚電力との間の差を認識できなければならない。電気外科発生装置が生
成する実電力は、電気外科効果を生み出すが、無効電力には直接的な電気外科効果がない
。無効電力は、システム全体の容量性および誘導性リアクタンスの結果であり、主に患者
との間の出力回路を含む。

電気外科発生装置がフィードバック制御システムを用いる場合、出力電力を規制するた
めに一般に行き渡っている手法は、実電力ではなく、皮相電力を規準とする。皮相電力と
は、実および無効電力のベクトル和である。無効電力は皮相電力に寄与するが、無効電力
は電気外科効果を生み出さない。実電力は、電気外科効果として期待できるものを表し、
皮相電力は、皮相電力に対する無効即ち虚部の寄与のために、実電力よりも常に多い。予
期する電力と電気外科処置の間に配電される電力との間の差は、大きく、満足できる電気
外科効果を達成するには重要である可能性がある。

実電力と皮相電力との間で区別するには、精確な出力電圧および電流値、ならびに出力
電圧および電流波形の関係または位相角度が分かっていなければならない。典型的な電気
外科発生装置の殆どは、このような位相角度情報を取り込み、処理する機能を有していな
い。何故なら、このようにするためには、複雑な制御システムや、高速測定システムが必
要となるからである。更に、多くの制御システムの構成要素や、これらの制御システムの
機能性は、実電力および皮相電力間で区別するために必要な情報を提供できる程素早く動
作し応答することができない。実際、多くの電気外科発生装置は、オープン・エンド型で
あり、したがってフィードバックを用いて出力電力を規制する機能がない。

皮相電力に基づくフィードバック制御システムは、場合によって、電気外科効果を低下
させる可能性がある。例えば、内視鏡に応用する場合、比較的長い内視鏡内に電気外科出
力信号を導通させるために、かなりの量の容量が存在し、見かけ上の配電電力の大部分が
無効電力即ち虚電力となってしまう。内視鏡によって生ずる大きな容量は、電力によって
充電されるはずであり、出力電力のその成分は無効即ち虚部となる。出力電力の実電力成
分を減少させるだけでは、所望の外科効果を達成するには不十分な場合もある。別の例で
は、皮相電力および実電力双方が、外科医が選択した所望の電力出力よりも低いという状
況になることがある。この状況では、制御システムが電力を所望の出力電力まで増加させ
ると、皮相電力の大きさの方が実電力よりも大きいので、制御システムはいつになっても
十分な実電力を配電することができない。更に別の事例では、内視鏡または腹腔鏡の内側
に電気外科器具を挿入する、最小限の侵襲的手順のように、患者の回路に大量のリアクタ
ンスが含まれ、皮相電力に基づく規制により、実際には所望の電力量よりも多くの電力が
配電される結果となる場合もある。蓄積される無効電力は、予期しない時点に実電力とし
て配電される場合もある。これらオープン・エンド型電気外科発生装置は、フィードバッ
ク制御を有しておらず、いずれの負荷リアクタンスも１つ余分なエネルギ蓄積成分となり
、必然的に充電される。追加されたリアクタンスにエネルギが蓄積されると、このリアク
タンスが、予測しない状況の下で、追加された電力を配電するという潜在的可能性が高ま
る。電気外科処置の間に、皮相電力と実電力との区別ができないというこれらおよびその
他の事例では、意図しない外科的影響、外科的効果の有効性低下、および外科手順を完了
するために必要な時間の延長の危険性が高くなる。

本発明は、可変組織抵抗、可変出力回路リアクタンス、および厳しい電力配電条件の下
で、応答時間の短縮および規制強化を達成しつつ、電力、電圧または電流の電気外科出力
パラメータを規制する、電気外科発生装置の閉ループ・フィードバック制御システムを提
供する。本発明の利点は、大部分において、論理ゲートのアレイを用いて、閉ループ・フ
ィードバック制御システムを実現する数学的アルゴリズムを実行することによって達成す
る。実電力を含む、出力パラメータの素早く正確な規制のために、ほぼ瞬時的なフィード
バックが得られる。

本発明の一形態は、出力信号の出力電圧および出力電流の検知した値に応答して、閉ル
ープで出力電気外科信号の出力電力、出力電圧または出力電流の少なくとも１つのパラメ
ータを規制するために数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされた論理ゲート
のアレイから成る制御システムを有する電気外科発生装置に関する。

本発明の別の形態は、出力信号の出力電圧および出力電流の検知した値に応答する閉ル
ープを規定する論理ゲートのアレイにプログラムされた数学的アルゴリズムを実行するこ
とにより、出力電気外科信号の出力電力、出力電圧または出力電流の少なくとも１つのパ
ラメータを規制する方法に関する。

本発明の更に別の形態は、電気外科出力信号を配電し閉ループ制御システムを有する電
気外科発生機に関する。閉ループ制御システムは、出力信号シミュレータと、出力値計算
器と、出力コントローラとを備えている。出力信号シミュレータは、出力信号の出力電圧
および出力電流を表すシミュレーション値を計算する。出力値計算器は、シミュレーショ
ン値からパラメータ値を計算し、パラメータ値は、出力信号の出力電力または出力電圧ま
たは出力信号の少なくとも１つのパラメータに関する。出力コントローラは、パラメータ
値からフィードバック誤差信号および制御信号を計算する。制御信号は、出力信号の出力
電力または出力電圧または出力電流の少なくとも１つのパラメータを規制する。計算は、
出力信号シミュレータ、出力値計算器、および出力コントローラが実行する数学的アルゴ
リズムによって行う。出力信号シミュレータおよび出力値計算器は、出力信号シミュレー
タおよび出力値計算器の数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされている論理
ゲートのアレイから成る。補助的な形態として、出力コントローラは、出力コントローラ
の数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされている論理ゲートのアレイを備え
ていてもよい。

本発明の補助的な形態は、出力電圧および出力電流の値を直接検知する以外で導出した
信号に応答して出力電圧および出力電流の値をシミュレートし、同時に関係する時点にお
ける出力電圧および出力電流の正および負の値を導出し、更に出力電圧および出力電流の
値から出力電力の正および負の値を計算し、出力電圧および出力電流の正および負の検知
値の各実値を乗算することにより、電気外科出力信号の実電力出力を計算し、出力電力を
配電する負荷抵抗に関して出力電力の出力負荷曲線を定め、数値計算によって、プログラ
ムされたアルゴリズムを実行し、電力および実電力、ならびにその他に関して規制を行う
ようにプログラムされた論理ゲートのアレイによるアルゴリズムを実行ことを含む。

本開示およびその範囲の更に深い理解、ならびに前述のおよびその他の改善を達成する
方法は、以下に概要を説明した添付図面および添付した特許請求の範囲と関連付けた、現
時点における好適な実施形態の以下の詳細な説明を参照することによって得ることができ
る。

本発明を組み込んだ電気外科発生装置２０を図１に示す。フィールド・プログラマブル
・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）のような論理ゲートのアレイが、論理ゲート・アレイを基
本とする制御システム２１の基礎である。制御システム２１は、電気外科発生装置２０の
フィードバックおよび規制機能性の実質的に全て、あるいは迅速かつ効果的な出力規制に
必要な集中および迅速計算の少なくとも全てを実行する。電気外科発生装置２０からの電
気外科出力信号２２を制御し規制する際に伴う計算の全ては、ブールまたは数値実行のい
ずれかにより、論理ゲート・アレイを基本とする制御システム２１の中にプログラムされ
ているアルゴリズムから数学的に実行する。

制御システム２１の基礎として論理ゲート・アレイを用いることにより、電気外科出力
信号２２に対する迅速、正確、かつ高信頼性の制御が可能となる。また、論理ゲート・ア
レイを基本とする制御システム２１は、電気外科発生装置２０からの迅速で一層優れたフ
ィードバック応答も達成する。フィードバックおよび制御信号の導出(derivation)および
使用は、ゲート・アレイにおいて固有のゲート遅延および計算クロッキング遅延(clockin
g delay)だけ遅れるに過ぎない。このようなゲートおよびクロッキング遅延は、電気外科
発生装置において以前から用いられている典型的なディジタルおよびアナログ・フィード
バック制御および規制計算で生ずる遅延よりも、消費する時間が遥かに短くて済む。その
結果、出力制御および規制において、殆ど瞬時的な応答に改善することが可能となる。更
に、論理ゲートのアレイは、一部の電気外科発生装置において用いられているソフトウェ
ア駆動型計算コントローラおよびマイクロプロセッサと比較すると、プログラムが容易で
あり、フィードバック制御および出力規制が向上する。また、制御システム２１の基礎と
して論理ゲートのアレイを用いることにより、数々の利点の中でも、製造が容易となり、
電気外科発生装置２０のコストを削減する潜在的な可能性もある。

電気外科発生装置２０からの電気外科出力信号２２は、出力電圧２３および出力電流２
４によって形成される。出力電圧２３および出力電流２４は、発生装置２０の出力端子２
６から配電され、リード即ち導体２８を通じてアプリケータ即ちハンドピース３０まで導
かれる。ハンドピース３０は、アクティブ電極３２を含み、これを介して出力電圧２３お
よび出力電流２４が外科処置現場において、ハンドピース３０を操作する外科医によって
患者３４に印加される。戻り電極３５が、外科処置現場から離れた場所で、患者３４に接
続されている。別のリード即ち導体２８が戻り電極３５を電気外科発生装置２０に接続し
、患者３４を通過する電気回路が完成する。アクティブ電極３２によって患者３４の組織
に印加されると、出力電圧２３および出力電流２４は、組織に対して所望の外科処置効果
、切除、凝固、または同時切除および凝固等を創作する。また、電気外科効果は、単一の
止血鉗子状双極計器において、相応の大きさとしてアクティブ電極および戻り電極を組み
合わせ、これらの電極間に組織を挟み込みつつ、挟んだ組織を通過するように電気外科電
圧２３および電流２４を導通させることによっても得ることができる。これは、双極電気
外科(bipolar electrosurgery)においては周知である。

電気外科発生装置２０は、出力変圧器３６を含む。出力変圧器３６は、一次巻線３８お
よび二次巻線４０を有し、これらは磁性体のコア４２の周囲にコイル状で巻回されている
。出力電圧２３および出力電流２４が形成する電気外科出力信号は、一次巻線３８によっ
て印加され導かれる入力即ち一次電圧４４および入力即ち一次電流４６の印加に応答して
、二次巻線４０に導入され供給される。一次巻線３８と並列にコンデンサ４８が接続され
ており、一次巻線３８と共に、従来の共振回路４９を形成する。共振回路４９は、当該共
振回路の自然周波数で、一次巻線３８において電圧４４および電流４６の発振を発生させ
る。出力電圧２３および出力電流２４は、共振回路の自然周波数と同じ周波数で、二次巻
線４０において交流する。共振回路４９の自然周波数は、電気外科出力信号２２の出力電
圧２３および出力電流２４の高周波数即ち無線周波数を確定する。

分離即ちブロッキング・コンデンサ５０を、二次巻線４０と出力端子２６との間に接続
する。コンデンサ５０は、患者を電気外科発生装置２０から分離するが、高周波出力電圧
２３および電流２４を患者３４の組織に導通させる。分離コンデンサ５０には、通例、非
常に低い周波数の電流が患者に流れ込まないことを保証するために、電気外科を抑制する
安全規制が必要となるのが通例である。

電気外科発生装置２０は、一次電圧センサ５２を含み、共振回路４９において発振する
一次電圧４４の大きさを検知する。一次電圧センサ５２は、一次巻線３８間の一次電圧４
４の大きさを表す、一次電圧検知信号５４ａを供給する。好ましくは、一次電圧センサ５
２は、一次巻線３８に隣接するコア４２上に巻回された追加の検知巻線５５を用いるか、
代わりに、一次電圧センサ５２は、一次巻線３８の一部を自己変圧器（図示せず）として
用いてもよい。一次電流センサ５６も、共振回路４９において一次巻線３８と直列に接続
されている。一次電流センサ５６は一次巻線３８を通過して共振回路に流れる一次電流４
６の大きさを検知し、対応する一次電流検知信号５８ａを供給する。

制御システムのゲート・アレイ出力信号シミュレータ６０は、精度高くそして信頼性高
く、出力電圧２３および出力電流２４の時間値を、一次電圧検知信号５４ａおよび一次電
流検知信号５８ａの値からシミュレートする。こうすることにより、出力信号２２の大き
さおよびスペクトル周波数成分が、他の殆どの電気外科発生装置におけるように、出力電
力変圧器３６の二次巻線４０に接続されている出力センサ（図示せず）によって劣化され
ることがない。出力電圧２３および主鬱力電流２４の値を直接検知せずに、これらの値を
シミュレートするには、ゲート・アレイ出力信号シミュレータ６０において１つ以上の所
定の数学的アルゴリズムを実行する。出力信号のシミュレーションには、集中的かつ迅速
な信号および値の計算が伴うが、出力信号シミュレータ６０における論理回路のアレイに
よって、プログラムされた数学的アルゴリズムを実行することによって、この計算を行う
。数学的シミュレーション・アルゴリズムは、一次電圧および電流信号４４および４６が
二次電圧および電流信号２３および２４を誘起するときに、変圧器３６が発生する歪みを
補償する。

一次電圧および電流検知信号５４ａおよび５８ａは、アナログ信号であり、制御システ
ム２１のアナログおよびディジタル回路６２に供給される。アナログおよびディジタル回
路６２は、論理回路によって実施されていない。何故なら、これらの回路エレメントは数
学的計算を行わないからである。代わりに、アナログおよびディジタル回路６２は、アナ
ログ回路を調整し、これらをディジタル形態に変換する。次いで、これらの信号のディジ
タル形態は、ここで論ずるように、制御システム２１の論理ゲート・アレイによって利用
される。

制御システム２１のゲート・アレイ出力値計算器６４は、出力信号２２の少なくとも１
つのパラメータに関する値を計算する。この値とは、実または見かけ上の出力電力、ＲＭ
Ｓ平均出力電流、またはＲＭＳあるいは瞬時出力電圧またはその他の属性および出力電力
電圧電流である。これら出力値のパラメータの計算を遂行するには、ゲート・アレイ出力
信号計算器６４を形成する論理ゲート内において数学的アルゴリズムを実行する。出力信
号のシミュレーションには、集中的かつ迅速な信号および値の計算が伴い、これを行うに
は、出力値計算器６２において論理ゲートのアレイによって、プログラムされた数学的ア
ルゴリズムを実行する。出力値の計算は、ゲート・アレイ出力信号計算器６０が供給する
出力電圧２３および出力電流２４のシミュレーション値に基づく。

制御システム２１のゲート・アレイ出力コントローラ６６は、出力信号２２のパラメー
タを制御または規制する。出力コントローラ６６は、これらの機能を遂行するために、ゲ
ート・アレイ内において数学的アルゴリズムを実行する。出力値計算器６４からの１つ以
上の計算出力値が、出力コントローラ６６に供給され、これらの計算出力値から選択した
値をフィードバックとして用い、誤差信号を発生して、共振回路４９が導通させる一次電
圧４４および電流４６を制御および規制し、こうして出力信号２２を制御および規制する
。出力コントローラ６６が実行する機能性は、信号および値の計算を行うレートを低くす
ることができるので、計算の集中度が低くなる。何故なら、出力コントローラ６６が電気
外科出力信号を制御および規制する際、その出力信号のデューティ・サイクル繰り返しレ
ートよりも遥かに低いレートで行うからである。その結果、そして好ましくはないが、命
令コードを実行するプロセッサまたはコントローラは、論理ゲートのアレイを用いてそれ
を行うのではなく、出力コントローラの機能を実行することができる。

ドライバ回路７４のスイッチ７２が導通しているとき、共振回路４９には電源７０から
の電気エネルギが充電される。制御システム２１は、電源制御信号７６を電源７０に供給
することにより、電源７０から得られるエネルギを調節する。また、制御システム２１は
、切換制御信号７７の特性によって、電源７０から共振回路４９に転送するエネルギ量を
制御する。切換制御信号７７をアサートすることにより、スイッチ７２が導通するように
なる。切換制御信号７６の特性が変化すると、スイッチ７２の導通も変化し、これによっ
て、共振回路４９に転送されるエネルギ量が変化する。電源制御信号７６を調節して電源
７０から配電されるエネルギを変化させること、および切換制御信号７７の特性を調節す
ることにより共振回路４９に配電するエネルギ量を変化させることは、別個に行うことも
、一緒に行うこともできる。

切換制御信号７７の一例を図２に示す。切換制御信号７７は、オン時間７８およびオフ
時間７９を有するデューティ・サイクル信号の形態を取る。切換制御信号７７は、周期的
に繰り返し、各サイクルは、１つのオン時間７８および１つのオフ時間７９によって規定
される。オン時間７８の間に切換制御信号７７をアサートすると、スイッチ７２（図１）
が導通する。オフ時間７９の間、切換制御信号７７はアサートされず、スイッチ７２は非
導通となる。スイッチ７２が導通状態になると、電源７０からのエネルギが共振回路４９
を充電し、エネルギがコンデンサ４８に蓄積され、更に、出力変圧器３６（図１）の一次
巻線３８によって形成されるインダクタにも、量は少ないが、エネルギが蓄積される。共
振回路４９に配電される充電エネルギ量は、切換制御７７のオン時間７８に直接関係する
。オン時間７８を調節することにより、対応する逆の変化がオフ時間７９に現れる。何故
なら、切換制御信号７７の各サイクルは、電気外科発生装置２０に選択した動作モードに
よって確定する規則的な周波数で発生するからである。

オフ時間の間、共振回路４９に転送されるエネルギは、共振回路４９の自然周波数で発
振を開始し、一次電圧信号４４および一次電流信号４６をその自然周波数で発振させる。
変圧器３６は、共振回路４９において発振しているエネルギから、電気外科出力信号２２
の出力電圧２３および出力電流２４を誘起する。図３は、切換制御信号７７のオフ時間７
９の開始において直ちに開始する出力信号２２の発振を示す。オン時間７８中に共振回路
４９を充電したエネルギは、出力信号がそのエネルギを患者３４（図１）の組織に配電す
ることの結果、オフ時間７９中にほぼ消散する。したがって、出力信号２２の大きさは、
図３に示すように、オフ時間７９において減衰する。オフ時間７９の終了時に出力信号２
２の発振が完全に減衰していることによって示されるように、通常、元々共振回路４９に
含まれていたエネルギの実質的に全てが、オフ時間７９の終了までに消散する。

出力コントローラ６６は、切換制御信号７７のオン時間７８を確定し変化させるために
、数学的アルゴリズムを実行する。図４に示すように、オン時間７８の持続期間を制御す
ることによって、共振回路４９のエネルギ含有量を制御し、これによって電気外科出力信
号２２を制御する。切換制御信号７７のオン時間の持続時間の調節は、出力コントローラ
６６が供給するフィードバック導出制御信号によって行われる。

また、出力コントローラ６６は、制御信号７６を発生し、電源７０に供給して、スイッ
チ７２が導通しているときに電源７０から共振回路４９に配電されるエネルギ量を調節し
変化させる。例えば、制御信号７６は、電源７０から出力される電圧を調節することがで
きる。電圧を上昇させることにより、オン時間７８の持続期間が同じままであっても、切
換制御信号７７のオン時間７８中に転送されるエネルギ量は増大する。出力コントローラ
６６は、数学的アルゴリズムおよび計算を実行することにより、電源制御信号７６を導出
する。

今論じたばかりの方法以外にも、出力電力を変化させる別の方法が存在する。一般に、
スイッチ７２および信号７８は、いずれの電力増幅デバイスでもよく、共振回路に転送す
るエネルギを変化させる信号であればいずれでもよい。共振回路へのエネルギ転送を変更
する技法には、とりわけ、切換信号のディーティ・サイクルでエネルギ転送を変化させる
スイッチおよび固定周波数切換信号、共振回路への供給電圧がエネルギ転送を変化させる
スイッチおよび固定周波数切換信号、パルス反復周波数がエネルギ転送を変化させるスイ
ッチおよび固定パルス幅切換信号、共振回路への供給電圧がエネルギ転送を変化させるス
イッチおよび固定パルス幅切り会え信号、スイッチおよび固定周波数、転送エネルギを変
化させるためにスイッチの飽和電圧を変化させる固定パルス幅切換信号、ならびに磁気増
幅器および転送エネルギを変化させるインダクタへの可変飽和しきい値信号が含まれる。

また、電気外科発生装置２０は、図１に示すように、制御システム２１に接続された従
来のセレクタ制御部８０も含む。セレクタ制御部８０は、選択スイッチ（図示せず）を含
み、これによってある範囲の負荷に対して、出力信号２２の所望の電力含有量を選択し調
節することが可能になる。所望の出力電力含有量を選択すると、電力選択信号８２がアサ
ートされる。また、セレクタ制御部は、電気外科発生装置の動作モードを選択することを
可能にする他の選択スイッチ（図示せず）も含む。選択可能な動作モードは、切除、凝固
、ならびに「ブレンド」として知られる同時切除および凝固である。所望の動作モードを
選択すると、モード選択信号８３がアサートされる。セレクタ制御部８０は、電力および
モード選択信号８２および８３を、制御システム２１に供給する。

出力信号２２の所望の電力含有量および動作モードを選択することにより、切換制御信
号７７（図２）のオン時間７８の初期パラメータが確定する。初期のオン時間パラメータ
は、以降の制御および規制のための初期基準として用いられる。電力およびモード選択信
号８２および８３は、負荷曲線（図１７）を確定する。この負荷曲線は、出力値計算器６
４が供給する出力信号２２の値に基づいて、制御システム２１の出力コントローラ６６が
実行するフィードバック電力規制の基準となる。基準およびフィードバック信号間の差は
、誤差信号を構成し、これから出力制御信号を導出し、切換制御信号７７（図２）のオン
時間７８を調節する。また、モード選択も初期オン時間パラメータの確定にも寄与し、切
換制御信号７７の繰り返し周波数も確定することができる。

セレクタ制御部８０からの選択および値、ならびに恐らくは制御システム２１が導出す
るその他の値または係数は、ディスプレイ８４上に表示するか、あるいは操作室において
用いられる補助機器によって用いるために利用可能となる。

外科医は、電気外科発生装置２０に電気外科出力信号２２を配電させる場合、ハンドピ
ース３０上にある従来のフィンガ・スイッチ（図示せず）を押下するか、または電気外科
発生装置に接続されている従来のフット・スイッチ（図示せず）を踏む。これらのスイッ
チの１つを押下する毎に、電気外科発生装置が活性化することを意味する。各活性化に応
答して、制御システム２１は切換制御信号７７を配電し始め、切換制御信号７７のオン時
間７８に電源７０からのエネルギで共振回路４９を充電し、切換制御信号のオフ時間７９
中に電気外科出力信号２２を配電する。これは既に述べた通りである（図２から図４）。
電気外科出力信号２２は、電気外科発生装置が活性化している間、選択した動作モードに
応じて連続的に配電される。

制御システム２１の出力信号シミュレータ６０、アナログおよびディジタル回路６２、
ならびに出力値計算器６４の更なる詳細を図５に示す。一次電圧検知信号５４ａおよび一
次電流検知信号５８ａが、減衰器バンク８８に供給される。減衰器バンク８８は、減衰器
９０と二重マルチプレクサ９２とによって形成されている。減衰器９０は、一次電圧検知
信号５４ａおよび一次電流検知信号５８ａの大きさを減衰する。二重マルチプレクサは、
電気外科発生装置の活性化に先だって設定され、したがって、その入力信号が供給される
出力端子の接続は変化しない。その結果、減衰器８８は、減衰した一次電圧検知信号５４
ｂおよび減衰した一次電流検知信号５８ｂを供給する。

減衰した電圧および電流検知信号５４ｂおよび５８ｂは、二重アナログ・エリアシング
防止フィルタ９４に供給される。エリアシング防止フィルタ９４は、ローパス・フィルタ
であり、望ましくない高周波成分（特に、高次高調波）を減衰信号５４ｂおよび５８ｂか
ら除去した後に、フィルタ処理した一次電圧検知信号５４ｃおよびフィルタ処理した一次
電流検知信号５８ｃを発生する。エリアシング防止フィルタ９４は、フィルタ処理した信
号５４ｃおよび５８ｃの有意な周波数成分が、所定の上限周波数未満となり、これらの信
号を後に対応するディジタル信号に変換するときに、信号５４ｂおよび５８ｂから意図し
ない折り重ね信号(aliased signal)が発生するのを防止する。

フィルタ処理した信号５４ｃおよび５８ｃは、二重アナログ／ディジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）９６に供給される。変換器９６はクロック９８によって駆動する。二重ＡＤＣ９６お
よびクロック９８は、フィルタ処理したアナログ一次電圧検知信号５４ｃおよびフィルタ
処理したアナログ一次電流検知信号５８ｃのサンプリング・レートおよび変換レートを決
定する。二重ＡＤＣ９６は、フィルタ処理したアナログ信号５４ｃおよび５８ｃを、それ
ぞれ、ディジタル一次電圧検知信号５４ｄおよびディジタル一次電流検知信号５８ｄに変
換する。

クロック９８によって確定されるサンプリング・レートは、システム・コントローラの
論理ゲートの計算速度が高いために、比較的高くなる。サンプリング・レートは、ナイキ
スト・サンプリング基準以上とすることができる（出力信号２２において結果的に得られ
るエネルギの最も高い周波数の、サイクル当たり２サンプル）。しかしながら、アンダー
・ナイキスト・サンプリング・アルゴリズム(under-Nyquist sampling algorithm)を用い
ることも可能である。何故なら、図３に示すように、出力信号２２の連続する各サイクル
は、直前の波形に非常に類似しているからである。後続の反復サイクル間に類似性がある
ため、ナイキスト基準よりも低いサンプリング・レートでも、本発明の出力規制のために
有効な情報を提供することが可能となる。更に、以下で論ずるが、フィードバック制御は
、電気外科出力信号２２（図３）の１回のサイクルだけに基づくのではなく、逆に出力信
号２２の多数の連続するサイクルに基づいている。ナイキスト・サンプリング基準未満で
も悪くはないが、制御システム２１において用いられる論理ゲートのアレイの計算レート
のため、ナイキスト基準以上のサンプリングが好ましく、しかも可能である。

ＡＤＣ９６が行うサンプリングの重要な側面の１つは、出力電圧２３および出力電流２
４（図１）の値は、同時に関係がある時点に得られるということである。その結果、各時
点における出力電圧と出力電流との間のいずれの位相差も、判定可能となる。このような
位相差により、出力電圧および電流の同時に関係する、瞬時的、そしてそれぞれに異なる
正および負の値から得られる負の電力出力の決定が可能となる。出力電圧および出力電流
のサンプル値は、同時サンプリングから得ることができ、あるいはサンプル補間技法によ
って、見かけ上同時に関係するサンプルを導出することが可能である。その一部はナイキ
スト・サンプリング基準未満を用いる場合でも可能である。制御システムは、このような
補間の制限を考慮に入れなければならない。電気外科出力信号の各サイクルにおいてとき
おり同時関係に基づいて体外に対する出力電圧および出力電流の位相関係、ならびに正お
よび負の値を認識することは、本発明から得られる出力規制改善のための１つの重要な基
本である。また、出力電圧および出力電流の位相関係ならびに正および負の値は、図６か
ら理解されるように、電気外科出力波形における実電力および皮相電力出力間の差も明ら
かにする。

図６に示すのは、出力電圧２３（実線で示す）および出力電流２４（中太破線で示す）
の波形である。波形２３および２４は、共振回路４９（図１）が発振を開始した直後の時
間期間７９（図２および図３）における典型である。出力電圧２３および出力電流２４は
、共振回路４９（図１）のエネルギが消散されるまで、互いに対してかなり変動する。曲
線１０８は、瞬時電力出力を示し、曲線１０９は、配電されるエネルギの積分即ち累積量
を示し、それぞれ、短い破線ならびに破線および点線で示す。図６に示す時間期間の全て
ではないにしても、その殆どにおいて、瞬時電力出力波形１０８は、正の電力量が組織に
実電力として配電されていることを示す。しかしながら、出力電圧２３および出力電流２
４は位相がずれているので、時間間隔１１１の間負の電力が配電される。

時間間隔１１１に負の電力が配電されることにより、寄生容量または誘導正リアクタン
スのような、出力端子２６（図１）に接続されている外部容量性または誘導性成分にエネ
ルギが蓄積される結果となる。電気外科発生装置は、これらのリアクタンス・エレメント
に既にエネルギを蓄積しており、このエネルギの一部または全部が実質的に電気外科発生
装置に戻され、組織においては電気外科的効果を生じない。図６に示すように、時間間隔
１１１において負電力が生ずるのは、出力電流２４が負のときであり、これは、正の出力
電圧２３がある間に、電流が電気外科発生装置に流れ込んでいることを示す。負電力の発
生は、累積出力電力曲線における時点Ｍでの小さい窪み即ち極小値によっても示される。

時間間隔１１１におけるように、負の出力電力が発生したことを認識し損ねると、負の
電力を、電気外科発生装置の皮相電力出力の一部と見なすことになる。通例、電気外科発
生装置は、皮相電力出力と実電力出力との間で区別ができない。何故なら、出力電力の典
型的な計算にはＲＭＳ計算が伴うからである。ＲＭＳ計算は、出力電圧が正である間に電
気外科発生装置に逆流する電流の負電力の面を考慮することができない。電気外科発生装
置からの実電力出力は、電気外科効果を生ずる電力であり、組織においては殆ど熱となる
。このため、実電力は、電気外科効果の見地からは主要な関心事となる。全体的には、電
気外科発生装置から配電される実電力は、累積出力電力曲線１０９の正の値によって示さ
れる。

図５に示すように、ディジタル一次電圧検知信号５４ｄは、信号補償機能があるハイパ
スおよびローパス・ディジタル・フィルタ１００に導かれる。フィルタ１００は、電気外
科発生装置の活性化終了時において分離コンデンサ５０（図１）に蓄積されている残留エ
ネルギの効果を排除する。分離コンデンサに蓄積されるエネルギは、外科医の技法および
電気外科手順のモードに応じて、変動する可能性がある。コンデンサ５０に蓄積されてい
る残留エネルギの効果を排除しないと、出力電圧および電流のシミュレーションの精度が
低下する。信号５４ｄをハイパスおよびローパスのフィルタに通し補償した後、ハイパス
およびローパスのディジタル・フィルタ１００は、フィルタ処理し補償したディジタル電
圧信号５４ｅを供給する。

ディジタル一次電流検知信号５８ｄは、ローパス・ディジタル・フィルタ１０２に導か
れる。ローパス・フィルタ１０２もアンチ・エリアシングを防止する。ディジタル信号５
８ｄをローパス・フィルタ処理した後、ローパス・ディジタル・フィルタ１０２は、フィ
ルタ処理したディジタル電流信号５８ｅを供給する。

構成要素８８、９０、９２、９４、９６、９８、１００および１０２は、制御システム
２１（図１）のアナログおよびディジタル回路６２を形成する。構成要素８８、９０、９
２、９４、９６、９８、１００および１０２は、従来のアナログ信号およびディジタル信
号処理エレメントであり、アナログ信号５４ａおよび５８ａをディジタル信号５４ｅおよ
び５８ｅに変換するために用いられ、したがってこれらの信号はゲート・アレイ出力信号
シミュレータ６０（図１）によって用いることができる。

図１に示す出力信号シミュレータ６０は、出力電圧シミュレータ１０４および出力電流
シミュレータ１０５によって形成され、双方とも図５に示されており、双方とも論理ゲー
トのアレイによって実行することが好ましい。ディジタル電圧信号５４ｅおよびディジタ
ル電流信号５８ｅは、出力電圧シミュレータ１０４および出力電流シミュレータ１０５に
導かれる。シミュレータ１０４および１０５は、各々、信号５４ｅおよび５８ｅに応答し
て、数学的シミュレーション・アルゴリズムを実行し、共振回路４９（図１）における一
次電圧４４および一次電流４６に基づいて、出力電圧２３および出力電流２４の精度高い
値をシミュレートする。

出力電圧２３および出力電流２４（図１）のシミュレーション値は、それぞれ、シミュ
レーション出力電圧信号１０６およびシミュレーション出力電流信号１０７として供給さ
れる。シミュレータ１０４および１０５は、論理ゲートのアレイとして実装され、これら
の論理ゲートは、各シミュレータが用いる数学的シミュレーション・アルゴリズムを実行
するようにプログラムされているか、あるいは相互接続されている。論理ゲートのアレイ
は、迅速に数学的シミュレーション・アルゴリズムを実行して、シミュレーション出力信
号１０６および１０７を殆ど同時に供給する。何故なら、これらのシミュレーション信号
は、ディジタル論理ゲートに伴う、短いゲート遅延および計算クロッキング遅延時間だけ
遅れるに過ぎないからである。シミュレーション出力信号は、別の時間がかかる計算を用
いた場合よりも遥かに迅速に、表出させ利用することができる。

ゲート・アレイ出力電圧および電流シミュレータ１０４および１０５によって実施され
る数学的アルゴリズムに関する更なる詳細については、図７から図１５に関連付けて論ず
る。

シミュレータ１０４および１０５は、出力電圧および電流信号１０６および１０７の精
度高い値をシミュレートするためには、多数の異なる既知の数学的アルゴリズムを実行す
ることができる。出力電圧をシミュレートするのに有利なアルゴリズムの１つは、出力変
圧器３６および分離コンデンサ５０（図１）で形成されている電気外科発生装置２０の出
力回路の集中パラメータ等価回路１１０のモデルから得られる。このような集中パラメー
タ等価回路１１０の１つを図７に示す。等価回路を用いて電子回路構成要素の理想的でな
い挙動をモデル化することは周知であり、等価回路１１０は、出力変圧器３６および分離
コンデンサ５０（図１）に対する応答機能を導き出すために用いることができる多くの可
能な等価回路の１つである。等価回路１１０がモデル化する実際の変圧器および分離コン
デンサから測定することができる、等価回路の集中パラメータを確定することは重要であ
る。何故なら、これらの測定値の精度が、シミュレーション・アルゴリズムの基本として
、等価回路モデルの精度を確定するからである。等価回路１１０のエレメントは全て、理
想的であると仮定する。

基本的な集中パラメータ等価回路１１０の内、出力変圧器３６（図１）に関係する部分
は、変圧器１１２、一次漏れ抵抗器（Ｒ_ｌｐ）１１４、一次漏れインダクタ（Ｌ_ｌｐ）１
１６、磁気抵抗器（Ｒ_ｍａｇ）１１８、磁気インダクタ（Ｌ_ｍａｇ）１２０、二次漏れ抵
抗器（Ｒ_ｌｓ）１２２、および二次漏れインダクタ（Ｌ_ｌｓ）１２４で形成されている。

一次漏れ抵抗器１１４および二次漏れ抵抗器１２２は、一次巻線を通過するＡＣ電流Ｉ
_ｉｎ（ｓ）、および二次巻線を通過するＩ_ｏｕｔ（ｓ）１２７にそれぞれ生ずる抵抗をモ
デル化する。これら巻線３８および４０（図１）を通過するＡＣ電流に生ずる抵抗によっ
て、熱が生じてエネルギ損失となり、これらのエネルギ損失は銅損として一般に知られて
いる。エネルギ損失は、等価変圧回路１１０の入力電圧Ｖ_ｉｎ（ｓ）１２６から出力電圧
Ｖ_ｏｕｔ（ｓ）１２８への電圧降下に反映される。

一次漏れインダクタ１１６および二次漏れインダクタ１２４は、コア４２（図１）の磁
束漏れをモデル化する。漏れ磁束はコアから放出し、一次巻線３８を二次巻線４０（図１
）と結合することができない。等価回路１１０におけるインダクタ１１６および１２４は
、巻線３８および４０（図１）にある電流および電圧間に位相ずれを招く。位相ずれの影
響は、二次巻線４０（図１）から配電される出力信号の実電力が減少することである。何
故なら、皮相電力の一部が無効電力となるからである。

実電力および無効電力は、ベクトル分析（または電力三角形）によって結合され、皮相
電力が得られる。実電力のみが、患者３４（図１）の組織において電気外科効果を生ずる
。出力電力が無効電力として消費されると、所望の電気外科効果を得る能力が減少する可
能性があり、あるいはある種の電気外科付属品において電力が蓄積される可能性があり、
後に、電気外科効果が望まれない状況において実電力として放出される。

磁気抵抗器１１８および磁気インダクタ１２０は、コア損失を明確に示す。コア４２（
図１）内部で磁束を生成するためには、励起電流が必要となる。磁気抵抗器１１８は、コ
ア損失抵抗として知られており、コア損失電流または励起電流の実成分に相当する。磁気
インダクタ１２０は、磁化リアクタンスとして知られており、コアにおける磁化電流、ま
たは励起電流成分の虚成分に相当する。

出力変圧器３６の電気外科出力信号は、高周波即ち無線周波信号（通例、３５０から６
００ｋＨｚ）であり、電気外科出力信号を導通させる組織のインピーダンスが非常に変わ
りやすいために、急変する過渡条件を受ける。出力変圧器３６（図１）の高周波応答特性
を正しくモデル化するためには、等価回路１１０は、電力出力変圧器３６および分離コン
デンサ５０（図１）の寄生容量特性を明らかにするために、追加のエレメントを含まなけ
ればならない。これらの追加のエレメントは、直列分路抵抗器（Ｒ_{ｓｅｒ／ｓｈｕｎｔ}）
１３０、分路コンデンサ（Ｃ_{ｓｈｕｎｔ}）１３２、および直列コンデンサ（Ｃ_{ｓｅｒｉｅ}
_ｓ）１３４を含む。直列コンデンサ（Ｃ_{ｓｅｒｉｅｓ}）１３４は、分離コンデンサ５０（
図１）の容量正効果に相当し、直列分路抵抗器（Ｒ_{ｓｅｒ／ｓｈｕｎｔ}）１３０は、分離
コンデンサの固有抵抗効果をモデル化する。分路コンデンサ（Ｃ_{ｓｈｕｎｔ}）１３２は、
一次巻線３８および二次巻線４０（図１）を形成する導体コイル間に生ずる寄生容量をモ
デル化する。インダクタ１１６、１２０、および１２４と同様に、コンデンサ１３２およ
び１３４は、一次巻線および二次巻線飢えにある電流および電圧間に位相ずれを招く。加
えて、容量はエネルギを蓄積し、エネルギ・スペクトル全体において異なる周波数におい
てエネルギを減衰する。その結果、電気外科の間に蓄積されたエネルギが放電されるまで
、電源７０（図１）が配電する出力エネルギの一部がコンデンサ１３２および１３４に蓄
積されることになる。

図７に示す出力等価回路１１０は、出力変圧器３６（図１）の離散時間関数を導出する
ために用いられる。次いで、離散時間関数を用いて、変圧器３６の出力応答関数を計算す
る。このように処理を進める際、抵抗器１１４、１１８、１２２、および１３０の値、イ
ンダクタ１１６、１２０、および１２４の値、ならびにコンデンサ１３２の値は、経験的
に決定する。経験的に無視できると判断された値は、等価回路から離散時間関数を導出す
るときに、いずれも、０と見なすことができる。一実現例では、一次漏れ抵抗器１１４お
よび一次漏れインダクタ１１６の値を０と設定した。何故なら、これらの組み合わせは、
経験的に、実際の出力変圧器３６（図１）にとっては無視できることがわかったからであ
る。

等価回路モデル１１０（図７）を用いて離散時間関数に到達する手法を図８から図１０
に示す。
標準的な回路分析技法を用いることによって、等価回路モデル１１０は、図８に示す連
続時間、周波数ドメイン関数１３６を生成する。連続時間、周波数ドメイン関数１３６は
、所望の電圧出力応答_Ｏｕｔ（ｓ）１２８（図７）を与える。連続時間、周波数ドメイン
関数は、１１個の定数、入力電圧変数Ｖ_ｉｎ（ｓ）１２６（図７）、および入力電流変数
_Ｉｎ（ｓ）１２５（図７）から成る。１１個の定数の値は、等価回路１１０（図７）の集
中パラメータ成分に対して経験的に決定した値から計算する。入力電圧変数Ｖ_ｉｎ（ｓ）
１２６および入力電流変数_Ｉｎ（ｓ）１２５（図７）は、それぞれ、ディジタル電圧およ
び電流信号５４ｅおよび５８ｅ（図５）から得られる。図８に示す関数１３６は、等価回
路１１０（図７）のラプラス変換を表す。

図８に示す関数１３６は、連続時間、周波数ドメイン関数を離散時間、周波数ドメイン
関数に変換するために認められている技法を用いて、図９に示すような離散時間、周波数
ドメイン関数１３８に数学的に変換される。このような変換は正確な数学的導出ではなく
、代わりに、差を最小にするために数値当てはめ技法を伴うという事実のために、図９に
示す変換によって、図８に示す通りの１１個の変数ではなく、１２個の新しい変数が得ら
れる。逆に、変換で得られる数値最小化が緩い程、定数の数が少なくなり、計算の実行が
単純になる。関数１３８の入力および出力応答変数は、離散値である。

出力電圧シミュレータ１０４（図５）では、入力変数は、周波数ドメインではなく、時
間ドメインになければならない。したがって、関数を図９に示す離散時間、周波数ドメイ
ンから離散時間、時間ドメインに移すには、最終的な変換が必要となる。図１０に示すよ
うに、最終関数１３９は、数学的シミュレーション・アルゴリズムを構成し、出力シミュ
レーション電圧信号１０６（図５）を得るために、出力電圧シミュレータ１０４（図５）
によって用いられる。最終関数を得た後、出力信号シミュレーション１０４を形成する論
じゲートのアレイに最終関数をプログラムする。

図１０に示す離散時間、時間ドメイン関数１３９を、ＡＤＣ９６（図５）が発生する離
散値のサンプルに関係付け、関数１３９の入力サンプルＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］
は、それぞれ、フィルタ処理したディジタル電圧信号５４ｅおよびフィルタ処理したディ
ジタル電流信号５８ｅに対応する。入力サンプルＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］は、規
則的かつ連続的に起こるサンプリング・ポイント時点［ｎ］において供給され、この時点
において、ＡＤＣ９６（図５）は、フィルタ処理したディジタル電圧信号５４ｅおよびフ
ィルタ処理したディジタル電流信号５８ｅ（図５）の新しい値を供給する。サンプリング
・ポイント時点［ｎ］は、クロック９８（図５）によって確定する。関数１３９から明白
なように、初期条件を確立するためには入力サンプルＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］の
内少なくとも３つの連続的に発生する入力サンプル（ｎ、ｎ−１、およびｎ−２）が必要
となり、その後でないと関数１３９はＶ_out［ｎ］の意味のある値を生成しない。Ｖ_out［
ｎ］の値は、シミュレーション電圧信号１０６（図５）となる。

関数１３９が表す数学的アルゴリズムは、出力変圧器３６および分離コンデンサ５０（
図１）の特性に基づいている。関数１３９を用いたシミュレーションの精度は、等価回路
１１０（図７）に用いるために実際の変圧器および分離コンデンサから寄生およびその他
の特性値を経験的に決定または測定する精度および能力によって異なる。何故なら、離散
時間関数１３９（図１０）における１２個の定数は、これらの値に直接依存するからであ
る。シミュレーション誤差の範囲も、出力回路として変圧器に取り付けられる負荷の量に
関係する。一般に、シミュレーション誤差は、変圧器からの出力電流が小さい程、そして
流れ込む負荷が小さい程小さくなる傾向があり、シミュレーション誤差は、変圧器からの
出力電流が大きい程、そして流れ込む負荷が大きい程大きくなる傾向がある。しかしなが
ら、出力電圧をシミュレートする数学的アルゴリズムを導出する等価回路モデリング技法
（図７から図１０）には、一般に、２つの入力信号から１つの出力信号を発生し、２つの
入力信号の一方が部分的に他方によって生ずる関数１３９が表す状況の下では誤差が少な
いという利点がある。変圧器への一次電流は、部分的に一次電圧によって生じ、部分的に
出力負荷によって生ずる。

全ての電気外科発生装置における個々の電力出力変圧器が近似的に等しいならば、離散
時間関数１３９（図１０）のような同じ数学的アルゴリズムをプログラムし、大量生産し
た各電気外科発生装置の各電圧シミュレータ１０４（図５）に用いることもできる。この
ような状況の下では、各シミュレータに異なる数学的アルゴリズムを個別にプログラムす
る必要性が回避される。しかしながら、変圧器毎にパラメータ値に重大な不一致がある場
合、数学的アルゴリズムを個々の変圧器毎に調節、または決定し直す必要が生ずる場合も
ある。加えて、負荷特性のためにシミュレーション誤差の不一致が生ずる場合、負荷曲線
の異なる区域に対して応答特性をシミュレートするために異なる数学的アルゴリズムを用
いる場合もある。これは、以下の論述から理解できよう。つまり、異なるシミュレーショ
ン・アルゴリズムを採用すればよい。異なる数学的アルゴリズムは、先に論じたように、
電圧シミュレータ１０４（図５）に関して用いたが、異なる数学的アルゴリズムを用いる
場合に伴う概念は、以下に論ずる電流シミュレータ１０５（図５）にも該当する。

シミュレーション・アルゴリズムを得る別の方法は、ある範囲の負荷パラメータに対し
て、ディジタル電圧および電流信号５４ｅおよび５８ｅ（図５）の数値比較を繰り返し行
うことである。この繰り返し数値比較技法は、システム識別技法の一種である。システム
識別技法は、適応信号処理の具体的な形態であり、周知分析プロセスを取り入れ、未知の
システムまたは良くわからないシステムの観察入力および出力を用いて、そのシステムの
伝達関数を作成する。システム識別技法は、システムの原理を最初に発見することなく、
未知のシステムまたは良くわからないシステムの挙動を予測するのに有用である。必要な
全ては、関連する入力および出力信号を収集し相関付け、マイクロプロセッサまたはコン
ピュータによる比較および操作に適した形態にするために、これらの信号を変換できるこ
とである。

図１１は、システム識別を用いて、関連入力および出力信号を相関付け、比較および操
作に適した形態にこれらの信号を変換するために用いることができる分析モデル１４０を
概略的に示す。変数x［ｎ］は、未知または良くわからないシステム１４２への一般入力
信号を表す。本発明の場合、システム１４２は、出力変圧器３６および分離コンデンサ５
０（図１）で形成された出力回路を構成する。分析モデル１４０では、入力変数x［ｎ］
は、ディジタル電圧信号５４ｅおよびディジタル電流信号５８ｅ（図５）を表し、それぞ
れＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］で表されている。入力変数Ｖ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ
［ｎ］には、未知の伝達関数によって特徴化および識別できるように、システム１４２が
作用し、繰り返し数値比較システム識別技法によって識別する。

分析モデル１４０を用いてシミュレーション出力電流１０７（図５）を得る場合、観察
されたまたは所望の出力d［ｎ］が観察され、Ｉ_out［ｎ］として記録される。根本的に、
一旦伝達関数を導出したなら、Ｉ_out［ｎ］はシミュレーション電流信号１０７（図５）
となる。図１１によって例示するシステム識別技法は、電気外科発生装置２０（図１）の
出力回路の出力変圧器３６および分離コンデンサ５０の出力電圧をシミュレートするため
よりも、出力電流をシミュレートするために精度が高い結果が得られるように、経験的に
決定された。

システム識別分析モデル１４０は、適応応答フィルタ１４４を用いる。適応応答フィル
タ１４４は、図１２および図１３に示す式１４６および１４７の定数を処理する。これら
の定数の各々は、繰り返し数値比較プロセスによって同時に決定される。図１２を参照す
ると、未知のシステム１４２の伝達関数および適応応答フィルタ１４４双方が最初に入力
変数x［０］に作用する。未知のシステム１４２は出力変数d［０］を生成し、適応応答フ
ィルタ１４４は出力変数y［０］を生成する。出力変数ｄ［０］およびｙ［０］を互いに
比較して、誤差変数e［０］を生成する。誤差変数e［０］の大きさに基づいて、最小二乗
または再帰最小二乗分析のような適応応答フィルタは数値分析によって、次の入力変数x
［ｎ］に「適応」し、適応応答フィルタ１４４の定数に対して新たな推定値を生成する。
続く繰り返し［ｎ］、［ｎ＋１］、［ｎ＋２］等によって、誤差変数e［ｎ］は０に近づ
くはずであり、出力変数y［ｎ］および所望の出力ｄ［ｎ］も等しく近づいていることを
示す。誤差信号e［ｎ］が０に近づくと、適応応答フィルタ１４４によって生成した定数
は、適応応答フィルタ１４４が未知または良くわからないシステム１４２の真の伝達関数
の正当な推定を表す点まで十分に収束していることになる。

前述のシステム識別技法は、計算集約的であり、通常ではMATLAB(R)ソフトウェアおよ
びその「システム識別ツールボックス」のような、既知のシステム識別ソフトウェアの使
用によって遂行するのが一番手っ取り早い。このようなソフトウェアは、適応応答フィル
タ１４４によって生ずる制約を導出し、繰り返し数値比較を実行するために用いられる。

繰り返し数値比較プロセスの実行は、経験的データの収集から開始する。一次電圧４４
、一次電流４６、および出力電流２４（図１）を表す信号を、非常に高いサンプル・レー
ト、例えば、毎秒二千万サンプルで、サンプリング・オシロスコープに集める。一次電圧
４４、一次電流４６、および出力電流２４を表す信号は、電気外科処置の間に通例体験す
る範囲の負荷、０、２０、５０、１００、および５００オームの範囲または集合について
取り込み格納する。一次電流４６における一次電圧４４を表す信号毎に、集合のインピー
ダンスの各々に対する個々の信号を、その負荷の順に連結する。このように、システムは
線形時間不変システムとして扱われ、個々の応答を連結して、応答全体を表す。悪影響を
及ぼす可能性があるウィンドウ乗算周波数(window multiplication frequencies)を排除
するために、従来のハニング・ウィンドウを各信号に適用する。

前述のように実験的データを収集するのに成功したならば、次に、システム識別システ
ムが伝達関数をモデル化するために用いる極およびゼロ点の数を選択する。図１２および
図１３に示すように、離散時間関数の式における分子および分母の形態から明白なように
、モデリングでは６つのゼロ点および６つの極を用いる。用いるゼロ点および極の数は、
これよりも多くても少なくても可能である。ゼロ点および極を更に追加するに連れて、生
成される離散時間関数は増々複雑となるが、一般に関数の精度も向上する。あるいは、ゼ
ロ点および極を除去すると、離散時間関数の複雑性は低下するが、その精度が犠牲となる
。

図１２に示す離散時間、周波数ドメイン関数１４６は、前述のようにして、MATLAB(R)
のシステム識別ツールボックスの使用によって得られた。数学的変換を用いて、離散時間
関数１４６を、図１３に示す離散時間、時間ドメイン関数１４７に変換する。得られた離
散時間関数１４７は、未知または良くわからないシステム１４２（図１２）の真の伝達関
数の高精度な等価表現となる。システム１４２は、この例では、電気外科発生装置２０（
図１）の出力変圧器３６および分離コンデンサ５０である。

一旦離散時間、時間ドメイン関数１４７が得られたなら、その関数１４７を出力電流シ
ミュレータ１０５（図５）の中に、シミュレーション・アルゴリズムとしてプログラムす
る。シミュレータ１０５は、ディジタル電圧信号５４ｅおよびディジタル電流信号５８ｅ
（図１３ではそれぞれＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］として示す）がシミュレータ１０
５に入力されると、シミュレーション・アルゴリズムを実行する。導出した離散時間関数
１４７（図１３）の独立変数としてＶ_ｉｎ［ｎ］およびＩ_ｉｎ［ｎ］を用いて計算するこ
とにより、シミュレーション電流信号１０７（図５）であるＩ_out［ｎ］の出力を生成す
る。

等価回路１１０（図７）を用いて、出力電圧シミュレータ１０４（図５）の実現例につ
いて説明し、一方離散時間関数１４７（図１３）を用いて、電流シミュレータ１０５（図
５）の実現例について説明した。しかしながら、等価回路は、電流シミュレータ１０５（
図５）が使用するためにも導出することができる。とは言え、出力電流の表現は、電圧に
対して得られる最終関数１３９（図１０）よりも複雑になる。同様に、システム識別技法
は、電圧出力シミュレータ１０４（図５）が用いてもよい。図１４および図１５に示すの
は、電圧出力２３（図１）のシミュレーションに到達するために用いられる関数即ち式１
４８および１４９である。システム識別電圧関数１４８および１４９は、単純な置換によ
って、元の電流システム識別関数１４６および１４７（図１２および図１３）から導出さ
れるが、システム識別を用いた電圧出力シミュレーションの精度は、電気外科発生装置の
動作モード（例えば、切除、ブレンド、または凝固）、および電気外科発生装置が出力電
力を配電する先の負荷によって左右される。

数学的アルゴリズムを用いて電圧信号１０６および電流信号１０７（図５）をシミュレ
ートすることについてのこれまでの論述において、出力信号シミュレータ１０４および１
０５は、クロック９８（図５）のクロック周波数によって確定される瞬時サンプリングを
基準に動作するように説明した。しかしながら、シミュレーション信号１０６および１０
７を導出するためにそれぞれの離散時間関数１３９（図１０）および１４７（図１３）を
用いる前に得られたＮ個のシミュレーション値の集合から、二乗平均平方根値のような、
時間平均または時間積分値を計算することも可能である。シミュレーションは、サンプル
点をいくつ用いても実行することができる。各信号５４ｅおよび５８ｅを得た直後にシミ
ュレーションを行う場合、シミュレーション電圧信号１０６およびシミュレーション電流
信号１０７は、瞬時関係電圧信号２３および瞬時関係電流信号２４（図１）を表す。多数
の瞬時的に関係するシミュレーション出力値を連続して得ることによって、出力変圧器３
６の二次巻線４０上に現れる電圧および電流信号２３および２４の連続体が得られる。

シミュレーション出力電圧信号１０６およびシミュレーション出力電流信号１０７は、
図５に示すような、出力値計算器６４に印加される。出力値計算器６４は、ディジタルＲ
ＭＳ電圧計算器１５０、ディジタルＲＭＳ電流計算器１５２、および実電力平均計算器１
５４ａまたは１５４ｂで形成され、これらの全てを論理ゲートのアレイとして実施するこ
とが好ましい。電力平均計算器１５４ａおよび電力平均計算器１５４ｂは、互いに対して
代用となるとよい。これらの論理ゲートにプログラムした数値アルゴリズムを実行するこ
とによって、計算器１５０、１５２および１５４ａまたは１５４ｂは、それぞれ、出力信
号２２（図１）のＲＭＳ出力電圧２３を表す計算ＲＭＳ電圧信号１５６、出力信号２２（
図１）のＲＭＳ出力電流２４を表す計算ＲＭＳ電流信号１５８、ならびに出力信号２２の
出力電圧２３および出力電流２４（図１）によって生成される実電力平均値を表す計算実
電力平均信号１６０を生成する。

シミュレーション電圧出力信号１０６はＲＭＳ電圧計算器１５０に印加され、シミュレ
ーション出力電流信号１０７はＲＭＳ電流計算器１５２に供給される。シミュレーション
電圧および電流出力信号１０６および１０７は、電力平均計算器１５４ｂに供給される。
このように、計算器１５０、１５２および１５４ｂは、出力信号２２（図１）の実際の出
力電圧２３および出力電流２４を表すシミュレーション出力信号１０６および１０７を受
ける。計算器１５０、１５２、１５４ａおよび１５４ｂの各々は、クロック９８からクロ
ック信号を受ける。

電圧および電流計算器１５０および１５２ならびに実電力平均計算器１５４ａおよび１
５４ｂは、電気外科発生装置２０（図１）が活性化されている間、または活性化時間の一
部において収集したＮ個のサンプルに基づいて、二乗平均平方根（ＲＭＳ）または平均値
を決定する。収集するＮ個のサンプルは、二重ＡＤＣ９６（図５）を駆動するクロック９
８によって確定するサンプリング・レートによって決定される。Ｎ個のサンプルを蓄積し
た後、計算器１５０、１５２、１５４ａおよび１５４ｂが、Ｎ個のサンプルを蓄積した１
回の時間期間に対してそれぞれの値を計算することを可能にするのに十分な値のシミュレ
ーション出力電圧１０６およびシミュレーション出力電流１０７が蓄積されている。

計算器１５０、１５２、１５４ａおよび１５４ｂが実行する好ましい数学的アルゴリズ
ムの詳細は、全体的に、計算器１５０、１５２、１５４ａおよび１５４ｂ上に重ね合わさ
れている数式によって示される。電圧計算器１５０が実行する数学的アルゴリズムは、シ
ミュレーション出力電圧１０６（Ｖ_ｏｕｔ）の個々のサンプル（ｎ）を各々二乗し、次い
で全て（Ｎ個）の二乗したサンプルの合計を求める。次いで、合計をサンプル数（Ｎ）で
除算し、二乗平方根が得られる。その結果は、信号１５６によって表される、ＲＭＳ出力
電圧の計算値である。電流計算器１５２が実行する数学的アルゴリズムは、シミュレーシ
ョン出力電流１０７（Ｉ_ｏｕｔ）の個々のサンプル（ｎ）を各々二乗し、二乗したサンプ
ルの全て（Ｎ個）を合計する。次いで、この合計をサンプル数（Ｎ）で除算し、二乗平方
根が得られる。その結果は、信号１５８によって表されるＲＭＳ出力電流の計算値である
。

平均電力を計算するには、電力平均計算器１５４ａまたは１５４ｂのいずれかを用いる
。平均実電力は、電圧および電流信号５４ｅおよび５８ｅの瞬時値を用いて、計算器１５
４ａによって計算する。電圧および電流入力信号５４ｅおよび５８ｅは、一次電圧４４お
よび一次電流４６（図１）の瞬時値を表し、これらの積から、変圧器３６（図１）の実電
力入力が得られる。平均電力計算器１５４ａが実施するアルゴリズムは、エネルギ保存の
原理に基づき、変圧器３６（図１）の出力電力は、入力電力から電力損失を減算した値に
等しい。図示のアルゴリズムは、変圧器３６（図１）のコア損失に相当するに過ぎない。
銅導体損を含む全ての電力損失も、望ましければ、明らかにすることができる。

コア損失だけに相当する、出力変圧器３６（図１）の電力損失は、以下の式で示される
。

ここで、ｋ_ｍａｇは経験を通じて得られた、経験的測定損失係数、Ｖ_ｉｎは変圧器３６（
図１）に印加される入力電圧４４（図１）、Ｎは電力計算を行う際に用いられるサンプル
数である。瞬時出力電力の計算では、Ｎ＝１である。電力損失の式は、一次漏れインダク
タ１１６および一次漏れ抵抗器１１４の無視できる値に基づいており、磁気抵抗器１１８
のインピーダンスは、磁気インダクタ１２０（図７）のインピーダンスと比較すると小さ
い。更に、前述の電力シミュレーション・モデルについて行った仮定の一部は、電流およ
び電圧が双方共比較的小さいときに、電力制御のために平均電力計算器１５４ａを用いる
ことに基づいている。

実電力平均計算器１５４ａが実行する数学的アルゴリズムは、変圧器への実電力入力と
個々のサンプルの各々に対する変圧器への電力損失との間の差の和を求める。（Ｎ個の）
個々のサンプルに対する差の和を（Ｎ）で除算して、実電力出力平均を求める。実電力出
力平均は、計算した実電力平均信号１６０によって表される。

実電力平均計算器１５４ｂが実行する数学的アルゴリズムは、シミュレーション出力電
圧信号１０６（Ｖ_ｏｕｔ）およびシミュレーション出力電流信号１０７（Ｉ_ｏｕｔ）を乗
算する。これらは双方共、電圧および電流信号の同時に関係するサンプリング時点（ｎ）
において発生する。同時に関係するサンプリング時点（ｎ）の各々からのシミュレーショ
ン出力電圧および電流信号の積を、時点の総数（Ｎ）にわたって合計する。次いで、この
合計をサンプリング時点の数（Ｎ）で除算する。その結果は、計算した実電力平均信号１
６０によって表される、実電力出力の平均計算値である。

ＲＭＳ電力、皮相電力、虚電力、および出力電力のその他のパラメータ、出力電圧、ま
たは出力電流をシミュレートするその他のアルゴリズムも実施することができる。
計算器１５０、１５２および１５４ａまたは１５４ｂは、計算したＲＭＳ電圧信号１５
６、計算したＲＭＳ電流信号１５８、および計算した実電力信号１６０を、それぞれ、デ
ィジタルサンプル／ホールド回路１６２、１６４および１６６に供給する。サンプル／ホ
ールド回路１６２、１６４および１６６は、信号１５６、１５８および１６０を変化させ
ないが、これらの信号１５６、１５８および１６０が表す値を、クロック９８からの信号
によって送出する(clock)ときに保持する。サンプル／ホールド回路における値は、新し
い値と置換されるまで保持される。サンプル／ホールド回路１６２、１６４および１６６
の目的は、Ｎ個毎のサンプルで１回だけ信号１５６、１５８および１６０が確実に得られ
るようにすることである。クロック９８は、Ｎ個のサンプル毎に１回だけ、サンプル／ホ
ールド回路１６２、１６４および１６６にクロック信号を供給する。これに関して、クロ
ック９８からサンプル／ホールド回路に供給される信号の周波数は、ＡＤＣ９６ならびに
シミュレータ１０４および１０５に供給されるサンプリング・クロック信号よりも低い。
サンプル／ホールド回路１６２、１６４および１６６は、アナログおよびディジタル回路
６２（図１）の一部をなす。

制御システム２１の出力コントローラ６６の更なる詳細を図１６および図１７に示す。
図１６に示すように、出力コントローラ６６は、ゲート・アレイ負荷曲線応答発生器１７
０を含む。負荷曲線応答発生器１７０は、図１７に示す負荷曲線１７２を確定し定める。
負荷曲線１７２は、電気外科発生装置２０（図１）の電力出力を、外科処置現場における
患者３４（図１）の組織の負荷抵抗またはインピーダンスに対して制限するため、そして
電気外科発生装置の出力電力を、セレクタ制御部８０において選択される、選択された動
作モードに対する最大出力電力に対して制限するために用いられる。動作モードは、電力
およびモード選択信号８２および８２（図１）によって表される。負荷曲線応答発生器１
７０（図１６）は、負荷曲線１７２（図１７）を定め特徴化する数学的値を収容する負荷
曲線信号を発生する。

また、出力コントローラ６６は、図１６に示す、ゲート・アレイ電圧信号スケーラ１７
４、ゲート・アレイ電流信号スケーラ１７６、およびゲート・アレイ平均電力信号スケー
ラ１７８も含む。信号スケーラ１７４、１７６および１７８は、ＲＭＳ電圧信号（Ｖ_ＲＭ
_Ｓ）１５６、ＲＭＳ電流信号（Ｉ_ＲＭＳ）１５８、および実電力平均信号（Ｐ_Ａｖｅ）１
６０を、それぞれ、出力値計算器６４（図５）のサンプル／ホールド回路１６２、１６４
および１６６から受ける。加えて、信号スケーラ１７４および１７６は、負荷曲線信号１
７３の数学的値を受ける。

信号スケーラ１７４、１７６および１７８は、負荷曲線１７２を定める数学的値に基づ
いて、信号１５６、１５８および１６０の値を調整(scale)し、調整電力信号１８０、１
８２および１８４を発生する。調整電力信号１８０、１８２、および１８４の内、最大値
を有する１つを、フィードバック信号セレクタ１８６によって選択し、フィードバック信
号１８８として供給する。最大調整電力信号１８０、１８２または１８４の信号セレクタ
１８６による選択によって、負荷曲線１７２（図１７）に関する効果的な規制を遂行する
。

減算器１９０によって、セレクタ制御部８０（図１）が供給する電力選択信号８２から
フィードバック信号１８８を減算し、得られた差を、フィードバック誤差信号１９２とし
て供給する。フィードバック誤差信号１９２は、誤差補償回路１９４に供給され、誤差補
償回路１９４は、比例、積分および微分式１９５が表す数学的アルゴリズムを実行して、
補償出力制御信号１９６を発生する。誤差補償回路１９４が実行する比例、積分および微
分式１９５によって、閉ループ・システムの応答を最適化することができるが、制御理論
の観点から不安定にはならず、過剰減衰せず、高速のステップ応答を確保することが可能
となる。補償出力制御信号１９６は、駆動パルス幅変調器１９８に供給され、駆動パルス
幅変調器１９８は、切換制御信号７７（図２）のオン時間の時間幅を調節する。先に論じ
たように、切換制御信号のオン時間を増加させると、共振回路４９（図１）に転送される
エネルギ量が増大し、これによって電気外科出力信号２２（図１）のエネルギ含有量が増
大する。逆に、切換制御信号７７（図２）のオン時間を減少させると、共振回路４９（図
１）に転送されるエネルギ量が減少し、電気外科出力信号２２（図１）のエネルギ含有量
が減少する。

負荷曲線応答発生器１７０が発生する負荷曲線１７２に関する詳細を図１７に示す。負
荷曲線１７２は、正および負電力配電（ｙ軸）に対するその電力が配電される負荷（ｘ軸
）の関係を示すグラフに対して定められる。電力が配電される負荷は、外科処置現場にお
ける患者の組織の抵抗である。負荷曲線１７２の特性は、選択する出力電力、ならびに電
力およびモード選択信号８２および８３（図１）によって表される、電気外科発生装置の
動作モードに応じて変化する。しかしながら、全ての場合において、負荷曲線は、３つの
別個の部分を有する。即ち、一定電圧部分２００、一定電流部分２０４、および一定電力
部分２０８である。負荷曲線１７２のこれらの部分の各々を定める数学的値は、したがっ
て、可変である。

負荷曲線１７２の一定電圧部分２００は、出力電圧を最大出力電圧Ｖ_Ｍａｘに制限する
。ここで述べる場合、最大出力電圧Ｖ_ＭａｘはＲＭＳ電圧であるが、瞬時ピーク電圧のよ
うな、他の電圧特性も用いることができる。最大出力電圧Ｖ_Ｍａｘは、一定電圧であり、
電気外科発生装置を規制して選択した電力および動作モードで配電させるための最大電圧
である。このように出力電圧を制限することにより、選択した電力および動作モードにし
たがって電気外科効果を制御する。また、このように最大出力電圧を制限することによっ
て、組織、特に、比較的高いインピーダンスまたは抵抗を有する組織に、過剰で損傷の危
険があるアーキング(arcing)が流入するのを防止する。インピーダンスまたは抵抗が比較
的高い組織にエネルギを転送するときに、電圧を制限しないと、アークが長くなり、制御
が困難となり、効果的でなくなる。長く、制御が困難で、効果的でないアークは、隣接す
る組織を損傷する危険性があり、更に外科処置要員に怪我を負わせる原因にもなり得る。
したがって、電気外科発生装置に対する最大出力電圧Ｖ_Ｍａｘを一定値として確定し、最
大出力電圧値は、組織の高いインピーダンスまたは抵抗の負荷範囲にわたり、負荷曲線１
７２の一定電圧部分２００を定める。

負荷曲線１７２の一定電流部分２０４によって、出力電流が最大出力電流Ｉ_ｍａｘに制
限されることになる。ここで述べる場合、最大出力電流Ｉ_ｍａｘはＲＭＳ電流であるが、
瞬時ピーク電流のような他の電流特性を用いることもできる。最大出力電流Ｉ_ｍａｘは、
電気外科発生装置を規制して選択した電力および動作モードで配電させるための最大電流
である。このように最大出力電流を制限することにより、組織、特に、負荷範囲２０６に
おいて比較的低いインピーダンスまたは抵抗を有する組織に過剰な電流が流入することに
よる、過剰で破壊的な組織の損傷を防止する。インピーダンスまたは抵抗が比較的高い組
織にエネルギを転送するときに、電流を制限しないと、その組織が激しい損傷を受け、破
壊される。また、このように出力電流を制限することにより、選択した電力および動作モ
ードに応じて電気外科効果を制御する。その結果、電気外科発生装置の最大出力電流Ｉ_ｍ
_ａｘを一定値として確定し、最大電流出力値は、組織の低いインピーダンスまたは抵抗の
範囲２０６にわたり、負荷曲線１７２の一定電流部分を定める。

負荷曲線１７２の一定電力部分２０８は、組織のインピーダンスまたは抵抗の中間負荷
範囲２１０にわたって有効である。一定電力部分２０８は、遭遇した負荷が低負荷範囲２
０６よりも大きく、高負荷範囲２０２よりも小さいときに、適用することができる。負荷
曲線１７２の一定電力部分２０８から配電される電力は、選択した最大電力Ｐ_{SｅｌＭａ}
_ｘ２１２に等しい。これは、セレクタ制御部８０によって確定され、電力選択信号８２（
図１および図１６）によって表される。

選択した最大電力Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}２１２は、電気外科発生装置の最大電力出力能力を超
過することはできない。電気外科発生装置の最大出力電力能力は、２１４における値によ
って示される。電気外科発生装置２１４の最大電力出力能力は、一定電圧部分２００およ
び一定電流部分２０４の延長線の交点よりも小さい値であり、所与の動作モード（図１）
に対してセレクタ制御部８０が選択することができる最大出力電力よりも大きい値である
。出力電力に選択する値を小さくする程、一定電圧負荷範囲２０２および一定電流負荷範
囲２０６が縮小し、その結果、一定電力負荷範囲２１０が拡大する。逆に、出力電力に選
択する値を大きくする程、一定電圧負荷範囲２０２が拡大し、一定電流負荷範囲２０６も
拡大し、その結果、一定電力出力範囲２１０が縮小する。

図１７に示す負荷曲線は、一定電圧部分２００の傾き、一定電流部分２０４の傾き、お
よび選択最大出力電力部分２０８によって定められる。選択最大出力電力部分２０８は、
選択最大出力電力Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}２１２によって確定する。負荷曲線応答発生器１７０（
図１６）は、これら３つの部分を定める数学的アルゴリズムによって、負荷曲線１７２を
確定する。負荷曲線１７２を確定する数学的アルゴリズムは、負荷曲線応答発生器１７０
（図１６）を実現する論理ゲートのアレイによって実行する。図１６に示すように、負荷
曲線１７２（図１７）を定める最大値よび選択最大値Ｖ_Ｍａｘ、Ｉ_ｍａｘ、およびＰ_Ｓｅ
_ｌＭａｘは、負荷曲線応答発生器１７０から信号スケーラ１７４および１７６に供給され
る。

ＲＭＳ電圧信号１５６を調整電力信号１８０に変換するために、電圧信号スケーラ１７
４はＲＭＳ電圧信号１５６に倍率(scaling factor) Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｖ_Ｍａｘを乗算す
る。電力Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}は、負荷曲線１７２（図１７）の一定電力部分２０８の２１２に
おいて選択した最大電力を表す。電圧Ｖ_Ｍａｘは、負荷曲線１７２（図１７）の最大一定
電圧部分２００の一定電圧を表す。調整電力信号１８０は、ＶＲＭＡの値に対して配電さ
れる電力を表す。

ＲＭＳ電流信号１５８を調整電力信号１８２に変換するために、電流信号スケーラ１７
６は、ＲＭＳ電流信号１５８に倍率Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_Ｍａｘを乗算する。この場合も、
電力Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}は、負荷曲線１７２（図１７）の一定電力部分２０８の２１２におい
て選択した最大電力を表す。電流Ｉ_ｍａｘは、負荷曲線１７２（図１７）の一定電流部分
２０４の最大一定電流を表す。調整電力信号１８２は、Ｉ_ＲＭＳの値に対して配電される
電力を表す。

ＲＭＳ電力信号１６０は、実際には、調整電力信号１８４である。したがって、平均電
力信号スケーラ１７８は、ＲＭＳ電力信号１６０に１の倍率を乗算して、調整電力信号１
８４を求める。調整電力信号１８４は、配電される電力を表す。

調整電力出力信号１８０、１８２および１８４、ならびに負荷曲線応答発生器１７０か
らの負荷曲線信号１７３は、フィードバック信号セレクタ１７３に供給される。これに応
答して、フィードバック信号セレクタ１８６は、数学的アルゴリズムを実行して、３つの
調整電力信号１８０、１８２および１８４の大きさを比較し、これらの３つの信号から最
大の信号を選択し、フィードバック信号１８８として供給する。これらの調整電力信号の
内最大の信号が、負荷曲線１７２が表す値を超過しない場合、調整フィードバック信号１
８８は、共振回路４９に配電される電力の増大をもたらし、電気外科出力信号２２（図１
）の電力が増大する。逆に、３つの調整信号１８０、１８２または１８４の１つが、負荷
曲線１７２が表す値を超過する場合、最終的なフィードバック信号１８８は、根本的に、
電気外科出力信号の電力量の減少をもたらす。

倍率Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_ＭａｘおよびＰ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｖ_Ｍａｘの使用は、最終的なフ
ィードバック信号１８８を発生する方法の１つである。代わりに、倍率Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／
Ｖ_ＭａｘやＰ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_Ｍａｘを必要とせずに、電圧および電流信号スケーラ１７
４および１７６が計算した平均電圧および電流ＲＭＳ値を用いて、直接フィードバック信
号を求めることができる。先に論じたように、倍率の各々は、平均ＲＭＳ電圧または平均
ＲＭＳ電流を、調整電力値に変換する。平均ＲＭＳ電圧または平均ＲＭＳ電流値がＶ_Ｍａ
_ｘまたはＩ_ｍａｘをそれぞれ超過する場合、倍率を適用することによって求めた調整電力
値１８０または１８２は負荷曲線１７２を超過する。あるいは、平均ＲＭＳ電圧またはＲ
ＭＳ電流が負荷曲線１７２未満である場合、調整電力値１８０または１８２は負荷曲線１
７２未満となる。

平均ＲＭＳ電圧がＶ_Ｍａｘを超過するか否か、平均ＲＭＳ電流がＩ_ｍａｘを超過するか
否か、または平均電力がＰ_{ＳｅｌＭａｘ}を超過するか否か評価することによって、倍率Ｐ
_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_ＭａｘおよびＰ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｖ_Ｍａｘを拠り所としない代わりのフィ
ードバック技法を得ることができる。これらの値の内いずれか１つがそのそれぞれの所定
の最大値を超過する場合、電気外科発生装置は、望ましくない過剰電力状態で動作してお
り、電力出力を減少させなければならない。これらの値全てがそのそれぞれの所定の最大
値を超過しない場合、電気外科発生装置は、選択した最大出力電力を配電することができ
ずにいるので、電力を増大させなければならない。係数Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_Ｍａｘおよび
Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｖ_Ｍａｘを用いてフィードバック信号１８８を発生することの利点は、
３つの動作変数を基本とする制御システムを実現するためには、１つの基準信号、電力選
択信号８２、および１つの誤差信号１９２だけがあればよいことである。

３つの調整電力信号１８０、１８２および１８４から最大の信号を選択することにより
、負荷曲線１７２に応じて出力電力が調整されることになる。これは、図１７に示す点Ａ
〜Ｆを参照することによって理解することができる。点Ａ〜Ｆは、電気外科発生装置の異
なる出力電力状態を表す。点Ａは、負荷曲線１７２の下にあり、値２１２で表す所望の電
力出力未満の電力出力を表す。３つの調整信号１８０、１８２および１８４をそれぞれス
ケーラ１７４、１７６および１７８によって発生した後、フィードバック信号セレクタ１
８６（図１６）によって、最大の大きさを有する信号１８０、１８２または１８４を、最
終フィードバック信号１８８として選択する。最終フィードバック信号１８８から発生し
た誤差信号１９２によって、切換制御信号７７（図１）のオン時間部分が延長され、根本
的に電力が増大する結果となる。同様の状況は、図１７に示す点ＢおよびＣに関しても存
在する。

一定電流範囲２０６内において負荷曲線１７２の上にある点Ｄについては、異なる状況
が発生する。この場合、電流調整電力信号１８２（図１６）は、最大許容電流値（Ｉ_ｍａ
_ｘ）よりも大きい。何故なら、点Ｄにおいて配電される電力は、一定電流部分２０４より
も大きいからである。点Ｄは一定電流部分２０４の上にあるが一定電圧および電力部分２
００および２０８の下にあるので、電流信号スケーラ１７６（図１６）において点Ｄにお
ける平均ＲＭＳ電流を倍率Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／Ｉ_Ｍａｘと乗算することにより、得られる値
は電圧調整電力信号１８０および調整電力信号１８４（図１６）の値を超過する。その結
果、点Ｄでは、調整電流信号１８２（図１６）からフィードバック信号１８８が得られる
。最終フィードバック信号１８８から発生する誤差信号１９２は、切換制御信号７７（図
１）のオン時間部分を短縮することによって、出力電力の減少をもたらす。

点Ｅは、一定電力範囲２１０内にあり、ここでは、電力出力が曲線１７２の一定電力部
分２０８の上にあるが、一定電圧部分２００および一定電流部分２０４の下にある。これ
は、負荷曲線１７２のこれらの部分の破線の延長線で示す通りである。したがって、スケ
ーラ１７４および１７６によって適用される倍率Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}／ＩＶ_ＭａｘおよびＰ_Ｓ
_{ｅｌＭａｘ}／Ｉ_Ｍａｘが、調整信号１８０および１８２を、点Ｅにおける電力を表す、平
均電力調整信号１８４（図１６）の値を超過させることはない。これに応じて、フィード
バック信号セレクタ１８６は、平均電力調整信号１８４を、最大の大きさを有する信号と
して選択し、この信号をフィードバック信号１８８として供給する。フィードバック信号
１８８である平均電力調整信号１８４の大きさは、曲線１７２の一定電力部分２０８によ
って表され、２１２において選択した電力出力よりも大きい。その結果得られる誤差信号
１９２は、切換制御信号７７（図１）のオン時間部分を短縮することにより、出力電力が
減少する。

点Ｆに関する状況は、点Ｄに関する状況と類似するが、点Ｆが一定電圧負荷範囲２０２
内にあることを除く。この場合、調整信号１８０（図１６）は、最大選択電力値２１２よ
りも大きくなる。何故なら、点Ｆにおいて配電される電力は、一定電圧部分２００よりも
上にあるが、一定電流および電力部分２０４および２０８の下にあるからである。これは
、負荷曲線１７２のこれらの部分の点線の延長線によって示される通りである。電圧信号
スケーラ１７４（図１６）において点Ｆにおける値に対応する平均ＲＭＳ電圧をＰ_Ｓｅｌ
_Ｍａｘ／Ｖ_Ｍａｘの係数と乗算し、その結果は、調整電流信号１８２の値および調整平均
電力信号１８４（図１６）の値を超過する。その結果、点Ｆでは、電圧調整電力信号１８
０（図１６）からフィードバック信号１８８が得られ、誤差信号１９２が切換制御信号７
７（図１）のオン時間部分を短縮することにより、電力出力が減少する。

図１６に示すフィードバック誤差判定回路１９０は、減算器として実施する。最大調整
電力（Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}）の値は、電力選択信号８２によって表され、この値からフィード
バック信号１８８を減算する。減算の結果を、誤差信号１９２として供給する。誤差信号
１９２は、図１６では、ｅ₁［ｎ］として表されている。

図１６に示す誤差補償回路１９４は、伝達関数を実現する(implement)。伝達関数は、
離散時間、周波数ドメイン（ｚドメイン）で、Ｈ（ｚ）＝Ｃ（Ｚ＋ａ）／（ｚ−１）で表
現され、ここでＣは比例定数であり、「ａ」は０に伴う定数である。離散時間、時間ドメ
イン式１９５を伝達関数から導出し、式１９５を実行する誤差補償回路１９４に重ね合わ
せて示す。式ｅ_２［ｎ］＝Ｃ（ｅ₁［ｎ］+ａｅ₁ ［ｎ−１］）＋ｅ_２［ｎ−１］において
、Ｃおよび「ａ」は、伝達関数に伴う定数であり、ｅ₁は誤差信号１９２、そしてｅ_２は
出力制御信号１９６である補償誤差信号である。

出力制御信号１９６は、駆動パルス幅変調器１９８に供給される。駆動パルス幅変調器
１９８は、出力制御信号１９６ｅ_２［ｎ］を用いて、ｅ_３［ｎ］として示す切換制御信
号７７（図２）を確定または修正する。切換制御信号７７としてのｅ_３［ｎ］の大きさが
、エネルギの次のパルスのオン時間７８（または幅）を決定する。これは既に論じた通り
である。駆動パルス幅変調器１９８は、比例係数を出力制御信号１９６に適用し、切換制
御信号７７（図２）を発生する。

また、駆動パルス幅変調器１９８は、出力制御信号１９６ｅ_２［ｎ］を、電源制御信
号７６（図１）を発生または修正する基準として用いることもできる。電源制御信号７６
は、電流４６を共振回路４９（図１）に供給する電源７０の電圧を調節するために、切換
制御信号７７に加えて、または場合によっては、切換制御信号７７（図２）の代わりとし
て用いることができる。

ゲート・アレイ出力コントローラ６６の別の形態を図１８に示す。図１８に示す出力コ
ントローラ６６は、図１６に示した出力コントローラの代替である。図１８に示す出力コ
ントローラ６６は、負荷曲線１７２（図１７）の一定電圧および一定電流負荷領域２０２
および２０６において規制するときに、制御ループ利得応答を最適化することができると
いう便益がある。負荷曲線（図１７）の一定電圧、一定電流および一定電力部分２００、
２０４および２０８において規制する場合、最適な応答を得るためには、通例、異なる度
合いの減衰が必要であることが分かっている。図１８に示す出力コントローラは、減衰の
異なる度合いと調和するために、出力負荷曲線１７２（図１７）の２つの区域２００、２
０４および２０８全てにおいて異なる利得量を与える機能を有する。

ＲＭＳ電圧信号（Ｖ_ＲＭＳ）１５６、ＲＭＳ電流信号（Ｉ_ＲＭＳ）１５８、および計算
した実電力平均信号（Ｐ_Ａｖｅ）１６０を、出力値計算器６４（図５）から供給する。ゲ
ート・アレイ負荷曲線応答発生器１７０は、負荷曲線１７２（図１７）を定め特徴付ける
数学的値を収容する負荷曲線信号１７３を供給する。これらの数学的値は、負荷曲線１７
２（図１７）の最大一定電圧部分２００における最大出力電圧Ｖ_Ｍａｘを表す信号２２０
、負荷曲線１７２（図１７）の一定電流部分２０４における最大出力電流Ｉ_ｍａｘを表す
信号２２２、および負荷曲線１７２（図１７）の一定電流部分２０８において選択した最
大電力Ｐ_{ＳｅｌＭａｘ}２１２を表す信号２２４を含む。

信号対１５６、２２０と、１５８、２２２と、１６０、２２４は、それぞれ、誤差判定
減算器２２６、２２８および２３０に供給される。信号２２０、２２２および２２４は、
それぞれ、減算器２２６、２２８および２３０の負入力端子に印加あれ、一方ＲＭＳ電圧
信号１５６、ＲＭＳ電流信号１５８、および実電力平均信号１６０は、それぞれ、減算器
２２６、２２８および２３０の負入力端子に印加される。減算器２２６、２２８および２
３０の各々は、負端子における値を、正端子における値から減算し、その結果をそれぞれ
誤差信号２３２、２３４および２３６として供給する。

前述のように数学的に値を減算するように減算器を構成することにより、信号１５６、
１５８または１６８の１つが、負荷曲線の一定電圧、一定電流および一定電力部分におけ
る最大電圧、最大電流、または選択電力を超過するときにはいつでも、減算器２２６、２
２８および２３０から供給される誤差信号の値は負となる。つまり、減算器２２６、２２
８または２３０のいずれからの負誤差信号２３２、２３４または２３６も、それぞれ、負
荷曲線（図１７）の低電圧２００、低電流２０４および低位電力部分２０８の１つにおい
て、過剰な電力が配電されたことを示し、正の誤差信号２３２、２３４または２３６は、
選択された電力量未満が配電されることを示す。

負荷曲線の一定電圧および一定電流部分において規制する場合、最適な応答には異なる
利得が望まれるので、２３８および２４０において誤差信号２３２および２３４を数学的
に乗数Ｋ_１およびＫ_２と乗算することにより、誤差信号２３２および２３４の値を増加ま
たは減少させる。乗算から得られる修正誤差信号が、２４２および２４４に発生する。修
正誤差信号２４２および２４４は、負荷曲線１７２（図１７）の一定電圧および一定電流
部分において、システムの制御安定性を高めるために用いられる。

信号８２によって表される最大選択出力電力、および信号８３によって表される選択動
作モードに関して、修正値Ｋ_１およびＫ_２を調節する。修正値Ｋ_１およびＫ_２に対する調
節は、特定の最大出力電力およびモード選択によって確定する負荷曲線１７２（図１７）
の特性に基づく。修正値Ｋ_１およびＫ_２を調節して修正誤差信号２４２および２４４を得
ることによって、選択した最大電力および選択した動作モードに応じて、負荷曲線１７２
の一定電圧および一定電力領域における最大の効果が得られる。

修正誤差信号２４２および２４４ならびに誤差信号２３６をゲート・アレイ誤差信号セ
レクタ２４６に印加する。誤差信号セレクタ２４６は、信号２４２、２４４または２３６
の内、最大の負の値を有する信号を選択し、その信号を誤差信号１９２として供給する。
既に説明したように、減算器２２６、２２８および２３０からの負の信号は、負荷曲線に
対する電力の過剰を示し、負の値が大きい程、過剰な電力が多いことを示す。したがって
、誤差信号セレクタ２４６が選択する最大の負信号は、最大の誤差信号１９２を表し、こ
の最大誤差信号１９２を、過剰電力配電の状況における規制に用いればよい。最大の負信
号２４２、２４４または２３６を用いることにより、最も迅速に過剰電力出力の減少を達
成する。何故なら、誤差補償器１９４よび駆動パルス幅変調器１９８は最大量の誤差に基
づいて出力電力を減少させるからである。

一方、既に説明したように、減算器２２６、２２８および２３０からの正の信号は、負
荷曲線に対する電力の不足を示す。誤差信号セレクタ２４６がこれらの正の信号の内最も
負側の信号を選択すると、正の信号の内最低の正信号が選択される。この最低の正信号を
誤差信号１９２として誤差補償器１９４に印加し、出力制御信号１９６によって、パルス
幅変調器１９８は、選択された最低の正誤差信号が負荷曲線の値と一致するまで、電気外
科発生装置の出力電力を増大させる。その後、残っている誤差信号の内、２番目に最低の
正誤差信号に関して同じプロセスを行う。このように、正の誤差信号２４２、２４４およ
び２３６の３つ全てが負荷曲線と一致するまで、出力電力を連続的に増加する方向に調節
する。これらの状態において、最も負側（最低の正）の信号２４２、２４４または２３６
を選誤差信号２９２として選択することにより、電力増大を遂行するが、オーバーシュー
トを防止するために、増大率を低下または平滑にする。誤差信号セレクタ２４６と関連す
るロジックが作用するのは、負荷曲線１７２（図１７）が下向きに凹状となっているから
である。

選択した誤差信号１９２を誤差補償回路１９４に印加し、図１６において既に説明した
のと同様に、式１９５にしたがって数学的に操作する。同様に、誤差補償回路１９４から
の出力制御信号１９６を駆動パルス幅変調器１９８に印加し、駆動パルス幅変調器１９８
は、比例係数を適用して、図１６に関して説明したのと同様に、出力制御信号を発生する
。駆動パルス幅変調器１９８は、切換制御信号７７を確定または修正して、次のエネルギ
・パルスのオン時間７８（即ち、幅）を決定する。これも既に論じた通りである。また、
駆動パルス幅変調器１９８は、既に説明したように、電源７０（図１）と同様に、電源制
御信号７６を供給して電源７０（図１）を制御することもできる。

出力コントローラ６６の双方の形態（図１、図１６および図１８）の全ての構成要素お
よび機能性は、論理回路のアレイで実施することが好ましい。図１６よび図１８に関連付
けて説明した誤差測定および選択の技法は、実施可能な多くの技法の中の２つである。各
制限切換においてＳ−曲線数学的関数を用いて一方の限度から他方の限度までのフェーデ
ィング(fading)というような他の技法も可能である。しかしながら、説明した技法は、論
理ゲートのアレイにプログラムした数学的アルゴリズムを実行することによって実施する
場合、非常に迅速な制御を達成する。

電気外科発生装置の出力電力は、既に論じたように、多くの異なる判断基準に応じて調
節することができる。出力電力を調節する別の方法では、ゲート・アレイ駆動電圧変調器
（図示せず）が出力制御信号１９６ｅ_２［ｎ］を低インピーダンス電圧源信号ｅ_３Volt
_age［ｎ］に変換し、スイッチ７２（図１）を形成するバイポーラ接合型トランジスタ（
図示せず）のベースに供給することにより、バイポーラ接合型トランジスタにバイアスを
かける。バイポーラ接合型トランジスタに供給するバイアス量は、このバイポーラ接合型
トランジスタを通じて共振回路４９（図１）に導通する電流４６の量に作用することによ
り、出力電力を増大させる。

本発明の便益の１つは、図１に示す状況である、出力電力変圧器３６の二次巻線４０に
センサを接続することなく、フィードバック電力制御のために、出力電圧２３および出力
電流２４を精度高くシミュレートすることである。代わりに、一次巻線３８から得られる
信号から出力電圧２３および出力電流を精度高くそして信頼性高くシミュレートすること
により、センサによって形成される出力信号に対する悪影響を完全に回避する。一次巻線
から得られる信号を用いるシミュレーションによって、二次巻線４０に接続されるセンサ
によって生ずる更に別の歪みを招くことなく、出力変圧器３６によって誘起される歪みを
補正する。出力変圧器の二次巻線に出力電圧および電流センサを接続すると、電気外科出
力信号の品質を低下させるという影響があり、更に漏れ電流が増大し、電気外科処置に用
いるために利用可能な電力が減少するという影響もある。しかしながら、一次巻線から得
られる信号からの出力電圧２３および出力電流２４のシミュレーションが望ましくないま
たはこれを用いない場合では、図１９に示す電気外科発生装置２５０の場合のように、検
知信号の精度を高めるためには、シミュレーションはなおも有用である。シミュレーショ
ンは、出力電圧および出力電流センサが招く歪みを低減または解消する。このようなセン
サは、通例、検知変圧器であり、その歪みは、前述のシミュレーション・アルゴリズムの
使用によって本質的に解消することができる。論理ゲート・コントローラ２１および本発
明のその他の形態は、この種の電気外科発生装置２５０にも等しく適用することができる
。

図１９に示す電気外科発生装置２５０は、図１に示す電気外科発生装置２０に関して説
明したのと同じ論理ゲート・コントローラ２１および構成要素の多くを用いるが、電気外
科発生装置２５０は、一次電圧４４および一次電流４６を検知することによって出力電圧
２３および出力電流２４をシミュレートしないことを除く。代わりに、電気外科発生装置
２５０は、出力電圧センサ２５２および出力電流センサ２５４を用いて、出力電圧２３お
よび出力電流２４を直接検知する。出力電圧センサ２５２は、二次巻線４０に並列に接続
されており、出力電流センサ２５４は、二次巻線４０からの導体２８に直列に接続されて
いる。電圧センサ２５２は、変圧器２５６を用いて、レベルが低い電圧検知信号２５８を
生成する。同様に、出力電流センサ２５４は、変圧器２６０を用いて、出力電流２４を表
す電流検知信号２６２を発生する。

電圧検知信号２５８および電流検知信号２６２は、直接システム・コントローラ２１に
供給される。変圧器２５６および２６０双方共、出力変圧器３６に作用する高周波高電圧
の多くを受けるので、これらの影響は、実際の変圧器が発生する固有の歪みと組み合わさ
って、検知信号２５８および２６２の実際の特性を理想の変圧器の特性から逸脱させる。
これらの歪みに対処するために、電圧および電流検知信号２５８および２６２を、制御シ
ステム２１の出力信号シミュレータ６０に供給し、出力電圧２３および出力電流２４を精
度高くそして正しく表す、シミュレーション出力検知信号を求める。出力信号シミュレー
タ６０は、変圧器２５６および２６０が誘起する歪みを補正する。したがって、センサ２
５２および２５４からのシミュレーション出力電圧および電流信号２５８および２６２は
、精度高く出力電圧２３および出力電流２４を表すので、高電圧および高周波信号を精度
高く導出し素早く利用しなければならない、非常に求められている電気外科環境において
電気外科発生装置２５０が、その挙動を改善して動作する機会が増えることになる。

本発明は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）のような、プロ
グラマブル論理ゲートのアレイの有効使用によって、電気外科発生装置のための非常に効
果的な閉ループ・フィードバック制御システムを得る。論理ゲートは、信号を素早く処理
することができる。論理ゲートは、信号を処理することができる速度のために、電気外科
出力電圧および電流信号の導出および数学的操作をほぼ瞬時的に可能にする。ほぼ瞬時的
な計算により、制御システムは、出力電力、ＲＭＳ出力電流、ＲＭＳ出力電圧、および見
かけ上の出力電力というような、出力信号２２の少なくとも１つのパラメータを、ほぼ瞬
時的に計算し規制することができる。実電力に基づく規制は、ゲート・アレイを用いない
実現例によって試す場合、これよりも遥かに複雑で計算集約的となり、システム応答時間
も非常に遅くなる。論理ゲート・アレイは、電力、電圧、電流、および電気外科処置の間
にこれらの値に関係するその他のパラメータを、制御システムの他の実現例と比較すると
、一層精度高く制御し規制する。

本発明の派生や改良を完全に認めることができれば、これらおよびその他の改良や利点
の重要性は明白となろう。説明の詳細は、発明の実施する際の好ましい例である。説明の
詳細は、発明の範囲を限定することを必ずしも意図しているのではない。発明の範囲は、
特許請求の範囲によって規定されるものとする。

図１は、本発明を組み込んだ電気外科発生装置のブロック図である。図２は、図１に示す電気外科発生装置の制御システムが発生する切換制御信号を示す波形図である。図３は、図２に示す信号と共に、共通時間軸上で、図１に示す電気外科発生装置が発生する電気外科出力信号を示す波形図である。図４は、図２および図３に示す信号と共に、図１に示す電気外科発生装置が発生する電気外科出力信号を示す波形図である。図５は、図１に示す電気外科発生装置の制御システムのアナログおよびディジタル回路、出力信号シミュレータ、ならびに出力値計算器を示すブロック図である。図６は、図１に示す電気外科発生装置の出力電圧、出力電流、出力電力、および累積出力電力の波形例を示すグラフである。図７は、図５に示す出力信号シミュレータが実行するシミュレーション・アルゴリズムを得るために用いる、図１に示す電気外科発生装置の出力回路の集中パラメータ等価回路である。図８は、図７に示す等価回路からシミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図９は、図７に示す等価回路からシミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１０は、図７に示す等価回路からシミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１１は、図５に示す出力信号シミュレータが実行するシミュレーション・アルゴリズムを得るための反復数値比較に用いる分析モデルを示すブロック図である。図１２は、図１１に示す分析モデルから、シミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１３は、図１１に示す分析モデルから、シミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１４は、図１１に示す分析モデルから、シミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１５は、図１１に示す分析モデルから、シミュレーション・アルゴリズムを決定する際に用いる式を示す。図１６は、図１に示す電気外科発生装置の制御システムの出力コントローラのブロック図である。図１７は、図１６に示す出力コントローラの出力コントローラの負荷曲線応答発生器が発生する負荷曲線のグラフである。図１８は、図１６に示す出力コントローラの代替形態のブロック図である。図１９は、本発明を組み込んだ別の電気外科発生装置のブロック図である。

Claims

無線周波数の電気外科出力信号の実電力を、論理ゲートのアレイにプログラムされており、前記電気外科出力信号のサイクルにおける、前記電気外科出力信号を発生させるための電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルに対する閉ループ・フィードバック応答を定める数学的アルゴリズムを実行することによって調整する方法であって、該方法は、前記電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルから、同時に関係する時点における前記電気外科出力信号の出力電圧および前記出力電流の値をシミュレートし、それにより該出力電圧と該出力電流の位相差を求めて前記実電力を求めるために、前記プログラムされたアルゴリズムを実行するステップを含む、方法。
請求項１記載の方法であって、更に、数値計算によって前記プログラムされたアルゴリズムを実行するステップを含む、方法。
請求項１または２記載の方法であって、更に、前記電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルから、同時に関係する時点における前記出力電圧および前記出力電流の正および負の値をシミュレートするために、前記プログラムされたアルゴリズムを実行するステップを含む、方法。
請求項３記載の方法であって、更に、前記出力電圧および出力電流の正および負の検知値の各実値を乗算することにより、前記電気外科出力信号の実電力を計算するために、前記プログラムされたアルゴリズムを実行するステップを含む、方法。
請求項４記載の方法であって、更に、
前記出力電力を配電する負荷抵抗に関して、更に前記電気外科発生装置からの選択した最大電力出力に関して、前記実電力の出力負荷曲線を定め、
前記出力負荷曲線と前記計算した実電力との比較によりフィードバック信号を導出し、
前記フィードバック信号と前記選択した最大電力出力との比較により誤差信号を導出し、
補償信号を発生するために前記誤差信号を比例させ、積分し、微分し、
前記電気外科出力信号の実電力を調整するために、前記補償信号を用いる、
ようにプログラムしたアルゴリズムを実行するステップを備えている、方法。
電気外科発生装置であって、無線周波数の電気外科出力信号のサイクルにおける、該電気外科出力信号を発生させるための電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルに対する閉ループ・フィードバック応答において、前記電気外科出力信号の実電力を調整する数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされた論理ゲートのアレイを備えた制御システムを有し、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルから、同時に関係する時点における前記電気外科出力信号の出力電圧および前記出力電流の値をシミュレートし、それにより該出力電圧と該出力電流の位相差を求めて前記実電力を求める、電気外科発生装置。
請求項６記載の電気外科発生装置であって、前記電源の電圧および電流である一次電圧および一次電流が印加される一次巻線と、電気外科出力信号を供給する二次巻線とを有する電力出力変圧器を備えており、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記一次巻線において検知した一次電圧および一次電流の値に応答して、前記出力電圧および出力電流の値をシミュレートする、電気外科発生装置。
請求項７記載の電気外科発生装置であって、前記一次巻線を含む共振回路と、エネルギ充電信号に応答して前記共振回路にエネルギを充電するドライバ回路とを備えており、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記エネルギ充電信号の特性を調節する、電気外科発生装置。
請求項６から８のいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、数値計算である、電気外科発生装置。
請求項６から９のいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、同時に関係する時点における前記出力電圧および前記出力電流の正および負の値を導出し、前記出力電圧および出力電流の値から出力電力の正および負の値を計算する、電気外科発生装置。
請求項１０記載の電気外科発生装置において、前記出力電圧および出力電流の瞬時的な正および負の値を、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムによってシミュレートする、電気外科発生装置。
請求項１０記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力電圧および出力電流の正および負の各実値を乗算することによって、前記電気外科出力信号の実電力を計算する、電気外科発生装置。
請求項１２記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記実電力を配電する先の負荷抵抗に対する実電力の出力負荷曲線を定める、電気外科発生装置。
請求項１３記載の電気外科発生装置において、前記論理ゲートのアレイは、更に、前記電気外科発生装置から選択した最大電力出力と、前記電気外科発生装置の選択した動作モードとに応答して、前記出力負荷曲線を定めるようにプログラムされている、電気外科発生装置。
請求項１３記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力負荷曲線と前記計算した実電力との比較によって、フィードバック誤差信号を導出する、電気外科発生装置。
請求項１５記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記電気外科出力信号の実電力を調整するための補償信号を発生するために、前記フィードバック誤差信号を比例させ、積分し、および微分する、電気外科発生装置。
請求項１３記載の電気外科発生装置において、
前記出力負荷曲線は、最大出力電流値を有する一定電流部分と、最大出力電圧値を有する一定電圧部分とを含み、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは前記出力電圧および出力電流の正および負の各実値をそれぞれ用いた直接計算によって、出力電圧の平均値、および平均出力電流の平均値を計算し、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力電圧の平均値を、前記選択した最大電力出力を前記最大出力電圧値で除算した値に等しい定数と乗算することにより、前記出力電圧の平均値をスケーリングしてスケーリングした平均出力電圧値を求め、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力電流の平均値を、前記選択した最大電力出力を前記最大出力電流値で除算した値に等しい定数と乗算することにより、前記出力電流の平均値をスケーリングしてスケーリングした平均出力電流値を求め、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記計算した実電力、前記スケーリングした平均出力電圧値、または前記スケーリングした平均出力電流値の内、他に対して所定の大きさを有する１つを選択することによって、フィードバック信号を導出する、電気外科発生装置。
請求項１３記載の電気外科発生装置において、
前記出力負荷曲線は、最大出力電圧値を有する一定電圧部分と、最大出力電流値を有する一定電流部分と、最大選択出力電力を有する一定電力部分とを含み、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力電圧の正および負の値と、前記出力電流の正および負の値と、前記実電力の正および負の値の各実値を用いた直接計算によって、出力電圧の平均値と、出力電流の平均値と、前記実電力の平均値とを計算し、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、第１誤差信号を求めるために、数学的に前記出力電圧の平均値を前記最大選択出力電圧値から減算し、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、第２誤差信号を求めるために、数学的に前記出力電流の平均値を前記最大選択出力電流値から減算し、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、第３誤差信号を求めるために、数学的に前記実電力の平均を前記最大出力電圧値から減算し、
プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記第１、第２または第３誤差信号の内、他の誤差信号に関して所定の相対的大きさを有する１つを選択することにより、フィードバック誤差信号を導出する、電気外科発生装置。
請求項１８記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記第１および第２誤差信号をスケーリングし、前記フィードバック誤差信号を導出するための選択は、前記スケーリングした第１誤差信号、前記スケーリングした第２誤差信号、または前記第３誤差信号に関して行われる、電気外科発生装置。
電気外科出力信号を配電する電気外科発生装置であって、
前記出力信号の出力電圧および出力電流を表すシミュレーション値を計算する出力信号シミュレータと、前記シミュレーション値からパラメータ値を計算する出力値計算器であって、前記パラメータ値が、前記電気外科出力信号の実電力に関係する、出力値計算器とを備えている、閉ループ制御システムと、
前記パラメータ値からフィードバック誤差信号と制御信号とを計算する出力コントローラであって、前記制御信号は前記電気外科出力信号の実電力を調整する、出力コントローラと、
を備えており、
前記計算は、前記出力信号シミュレータ、前記出力値計算器、および前記出力コントローラが実行する数学的アルゴリズムによって行われ、前記出力信号シミュレータおよび前記出力値計算器は、前記出力信号シミュレータおよび前記出力値計算器の数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされた論理ゲートのアレイを備え、プログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記電気外科出力信号を発生させるための電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルから、同時に関係する時点における前記電気外科出力信号の出力電圧および前記出力電流の値をシミュレートし、それにより該出力電圧と該出力電流の位相差を求めて前記実電力を求める、電気外科発生装置。
請求項２０記載の電気外科発生装置において、前記出力信号シミュレータのプログラムされ前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記電源の電圧および電流の検知瞬時値のディジタル・サンプルに応答して、前記出力電圧および出力電流の値をシミュレートする、電気外科発生装置。
請求項２０記載の電気外科発生装置であって、前記電源の電圧および電流である一次電圧および一次電流が印加される一次巻線と、前記電気外科出力信号を供給する二次巻線とを有する電力出力変圧器を備えており、プログラムされ前記出力信号シミュレータの前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記一次巻線において検知した一次電圧および一次電流の値に応答して、前記出力電圧および出力電流の値をシミュレートする、電気外科発生装置。
請求項２２記載の電気外科発生装置であって、前記一次巻線を含む共振回路と、エネルギ充電信号に応答して前記共振回路にエネルギを充電するドライバ回路とを備えており、前記制御信号は、前記エネルギ充電信号の特性を調節する、電気外科発生装置。
請求項２０から２３までのいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記出力信号シミュレータおよび出力値計算器の前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、数値計算である、電気外科発生装置。
請求項２０から２４までのいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記出力値計算器の前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、同時に関係する時点における前記出力電圧および前記出力電流の正および負の値を導出し、前記出力電圧および出力電流の値から出力電力の正および負の値を計算する、電気外科発生装置。
請求項２５記載の電気外科発生装置において、前記出力電圧および出力電流の瞬時的な正および負の値を、プログラムされ前記出力信号シミュレータの前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムによってシミュレートする、電気外科発生装置。
請求項２５または２６記載の電気外科発生装置において、プログラムされ前記出力信号シミュレータの前記論理ゲートのアレイが実行する前記アルゴリズムは、前記出力電圧および出力電流の正および負の検知値の各実値を乗算することによって、前記電気外科出力信号の実電力を計算する、電気外科発生装置。
請求項２５から２７までのいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、前記出力コントローラは、前記出力電力を配電する先の負荷抵抗に対して、かつ前記電気外科発生装置からの選択した最大電力出力と前記電気外科発生装置の選択した動作モードに応答して、出力電力の出力負荷曲線を定め、前記出力コントローラは、前記出力負荷曲線と前記計算した実電力出力との比較によりフィードバック誤差信号を導出する、電気外科発生装置。
請求項２８記載の電気外科発生装置において、前記出力コントローラは、前記電気外科出力信号の実電力を調整するための補償信号を発生するために、前記フィードバック誤差信号を比例させ、積分し、および微分する、電気外科発生装置。
請求項２０記載の電気外科発生装置において、前記出力コントローラは、当該出力コントローラの数学的アルゴリズムを実行するようにプログラムされた論理ゲートのアレイを備えている、電気外科発生装置。
電気外科効果を得るために高周波、高電圧電気外科出力信号を組織に供給する電気外科発生装置であって、該電気外科発生装置は、一次巻線と二次巻線とを有する変圧器を含み、前記二次巻線は前記電気外科出力信号を導通させ、前記変圧器は、前記一次および二次巻線の間に、前記電気外科出力信号の高周波数および高電圧における前記変圧器の固有の特性により、互いに対して歪みを呈する電圧および電流信号を誘起し、前記電気外科発生装置は、更に、
前記一次巻線の両端間の電圧に関係する一次電圧検知信号を供給するために、前記一次巻線に接続されている一次電圧センサと、
前記一次巻線を導通する電流に関係する一次電流検知信号を供給するために、前記一次巻線に接続されている一次電流センサと、
前記一次電圧検知信号および前記一次電流検知信号を受けるシミュレーション回路であって、前記一次電圧および一次電流の検知信号を、前記変圧器の二次巻線が導通させる、同時に関係する時点における前記電気外科出力信号の電圧および電流の実際の値を精度高く表す少なくとも１つのシミュレーション信号に変換する数学的シミュレーション・アルゴリズムを実行し、前記シミュレーション・アルゴリズムによる前記一次電圧および一次電流の検知信号の前記変換により、前記変圧器によって混入する歪みを補正し、且つ、前記電気外科出力信号の電圧と電流の位相差を求めて前記前記電気外科出力信号の実電力を求める、シミュレーション回路と、
を備えている、電気外科発生装置。
請求項３１記載の電気外科発生装置であって、
前記シミュレーション回路が実行するシミュレーション・アルゴリズムは、前記一次電圧および一次電流の検知信号双方に応答して、前記１つのシミュレーション信号を供給する、電気外科発生装置。
請求項３１記載の電気外科発生装置において、
前記シミュレーション回路は、前記電気外科出力信号の電圧および電流双方の精度高い値を表すシミュレーション信号を供給するために、前記一次電圧および一次電流の検知信号双方に応答する少なくとも１つのシミュレーション・アルゴリズムを実行する、電気外
科発生装置。
請求項３１から３３のいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、
前記シミュレーション回路は、前記一次電圧および一次電流の検知信号双方に応答し、前記変圧器の二次巻線が導通させる前記電気外科出力信号の電圧の実際の値を精度高く表す１つのシミュレーション信号を供給するために１つのシミュレーション・プログラムを実行し、更に前記電気外科出力信号の電流の実際の値を精度高く表す別のシミュレーション・アルゴリズムを実行する、電気外科発生装置。
請求項３１から３４のいずれか１項に記載の電気外科発生装置において、
前記変圧器は、前記電気外科発生装置の電力出力変圧器を含み、前記電力出力変圧器の二次巻線は前記電気外科出力信号を供給し、前記電力出力変圧器の一次巻線は、前記電気外科出力信号を前記二次巻線から誘起するために印加される入力電圧および入力電流を導
通させる、電気外科発生装置。
変圧器の二次巻線によって導通される電気外科出力信号の電圧および電流を精度高くシミュレートする方法であって、前記変圧器は、該変圧器の一次巻線と二次巻線との間に誘起される電流および電圧のそれぞれの値を歪ませる固有特性を有し、前記方法が、
前記変圧器の一次巻線の両端間の一次電圧を検知し、前記一次巻線の両端間の電圧に関係する一次電圧検知信号を供給するステップと、
前記変圧器の一次巻線を導通する一次電流を検知し、前記一次巻線を導通する電流に関係する一次電流検知信号を供給するステップと、
前記一次電圧および一次電流の検知信号を、前記変圧器の二次巻線が導通させる、同時に関係する時点における前記電気外科出力信号の電圧および電流の実際の値を精度高く表す少なくとも１つのシミュレーション信号に変換するために、前記一次電圧および一次電流の検知信号に応答して、数学的シミュレーション・アルゴリズムを実行するステップと、
前記数学的シミュレーション・アルゴリズムにおいて、前記変圧器が誘起する歪みを補償し、且つ、前記電気外科出力信号の電圧と電流の位相差を求めて前記前記電気外科出力信号の実電力を求めるステップと、
を備えている、方法。
請求項３６記載の方法において、前記変圧器は、前記電気外科発生装置の電力出力変圧器を含み、前記電力出力変圧器の二次巻線は前記電気外科出力信号を供給し、前記電力出力変圧器の一次巻線は、前記電気外科出力信号を前記二次巻線から誘起するために印加される入力電圧および入力電流を導通させる、方法。