JP2014082666A - 通信装置及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】適切な等化処理を行うことが可能な技術を提供する。
【解決手段】付加処理部６１は、伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の値の前方及び後方のそれぞれに対してＬ個の値を付加する。付加処理部６１は、タップ数Ｍが奇数の場合にはＬ≧（Ｍ−１）／２に設定し、タップ数Ｍが偶数の場合にはＬ≧Ｍ／２に設定する。出力値選択部６３は、タップ数Ｍが奇数の場合には、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までを選択して等化処理部４に出力する。出力値選択部６３は、タップ数Ｍが偶数の場合には、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までを選択して等化処理部４に出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信技術に関する。

特許文献１及び２に記載されているように、従来から通信技術に関して様々な技術が提案されている。

特開２００９−１４１５１４号公報 特開２００９−１６４８８７号公報

上述の特許文献１及び２にも記載されているように、通信装置では、受信信号に含まれる、伝送路での歪みを除去するために、受信信号に対して等化処理が行われることがある。この等化処理が適切に行われない場合には、受信信号に含まれるデータを適切に取得できず、受信性能が低下することがある。

そこで、本発明は上述の点に鑑みて成されたものであり、適切に等化処理を行うことが可能な技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る通信装置の一態様は、通信相手装置からの信号を受信する受信部と、前記受信部で受信された受信信号に基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める第１取得部と、前記第１取得部で求められた前記伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の第１の値（Ｎ≧２）の前方及び後方のそれぞれに対してＬ個の第２の値（Ｌ≧１）を付加する付加処理部と、前記Ｌ個の第２の値が前方及び後方のそれぞれに付加された前記Ｎ個の第１の値から成る（Ｎ＋２Ｌ）個の第３の値に対してローパスフィルタ処理を行う、タップ数Ｍ（Ｍ≧２）のローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから出力される（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値からＮ個の第５の値を選択し、選択した当該Ｎ個の第５の値を、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値とする選択部と、前記選択部で求められた、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値に基づいて、前記受信部で受信された受信信号に対して等化処理を行う等化処理部とを備え、前記付加処理部は、前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ≧（Ｍ−１）／２に設定し、前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ≧Ｍ／２に設定し、前記選択部は、前記タップ数Ｍが奇数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までを前記Ｎ個の第５の値として選択し、前記タップ数Ｍが偶数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までを前記Ｎ個の第５の値として選択する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記付加処理部は、前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ＝（Ｍ−１）／２に設定し、前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ＝Ｍ／２に設定する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記付加処理部は、前記Ｎ個の第１の値の前方に対して前記Ｌ個の第２の値を付加する際には、前記Ｎ個の第１の値の実部のうち、先頭から２番目の値から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第６の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の実部の先頭の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の実部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の実部を前記第Ｎ個の第１の値の実部の前方に付加するとともに、前記Ｎ個の第１の値の虚部のうち、先頭から２番目の値から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第７の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の虚部の先頭の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の虚部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の虚部を前記第Ｎ個の第１の値の虚部の前方に付加し、前記Ｎ個の第１の値の後方に対して前記Ｌ個の第２の値を付加する際には、前記Ｎ個の第１の値の実部のうち、末尾から２番目の値から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第８の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の実部の末尾の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の実部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の実部を前記第Ｎ個の第１の値の実部の後方に付加するとともに、前記Ｎ個の第１の値の虚部のうち、末尾から２番目の値から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第９の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の虚部の末尾の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の虚部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の虚部を前記第Ｎ個の第１の値の虚部の後方に付加する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記ローパスフィルタのフィルタ特性は可変であって、前記ローパスフィルタのフィルタ特性を決定する決定部がさらに設けられ、前記決定部は、互いにカットオフ周波数が異なる複数種類のフィルタ特性をそれぞれ実現するための複数のフィルタ係数を記憶し、当該複数のフィルタ係数のいずれか一つを、前記ローパスフィルタが使用する使用フィルタ係数として決定し、前記ローパスフィルタは、前記決定部で決定された前記使用フィルタ係数を用いて前記ローパスフィルタ処理を行う。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記第１取得部で求められた前記伝送路伝達関数に基づいて、時間領域の伝送路インパルス応答を求める第２取得部と、前記第２取得部で求められた前記伝送路インパルス応答に基づいて、伝送路の最大遅延量を求める第３取得部とがさらに設けられ、前記決定部は、前記第３取得部で求められた前記最大遅延量に基づいて、前記複数のフィルタ係数から前記使用フィルタ係数を決定する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記ローパスフィルタは、直線位相特性を有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタである。

また、本発明に係る通信方法の一態様は、（ａ）通信相手装置からの信号を受信する工程と、（ｂ）前記工程（ａ）で受信された受信信号に基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める工程と、（ｃ）前記工程（ｂ）で求められた前記伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の第１の値（Ｎ≧２）の前方及び後方のそれぞれに対してＬ個の第２の値（Ｌ≧１）を付加する工程と、（ｄ）前記Ｌ個の第２の値が前方及び後方のそれぞれに付加された前記Ｎ個の第１の値から成る（Ｎ＋２Ｌ）個の第３の値に対して、タップ数Ｍ（Ｍ≧２）のローパスフィルタ処理を行う工程と、（ｅ）前記ローパスフィルタ処理の結果得られた（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値からＮ個の第５の値を選択し、選択した当該Ｎ個の第５の値を、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値とする工程と、（ｆ）前記工程（ｅ）で求められた、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値に基づいて、前記受信部で受信された受信信号に対して等化処理を行う工程とを備え、前記工程（ｃ）においては、前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ≧（Ｍ−１）／２に設定され、前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ≧Ｍ／２に設定され、前記工程（ｅ）においては、前記タップ数Ｍが奇数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までが前記Ｎ個の第５の値として選択され、前記タップ数Ｍが偶数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までが前記Ｎ個の第５の値として選択される。

本発明によれば、適切に等化処理を行うことができる。

通信装置の構成を示す図である。 ローパスフィルタ処理を示す概念図である。 元データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 パッド後データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 出力データのデータパターン（信号波形）の一例を示す図である。 通信装置の動作を示すフローチャートである。

図１は実施の形態に係る通信装置１００の構成を示す図である。本実施の形態に係る通信装置１００は、例えば、互いに直交する複数のサブキャリアが合成されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信機能を有している。また、通信装置１００は、例えば電力線を通じて通信相手装置と通信を行う。つまり、通信装置１００は、通信相手装置と電力線通信（ＰＬＣ：Power Line Communication）を行う。なお、通信装置１００は、通信相手装置と無線通信を行っても良いし、電力線通信以外の方法で有線通信を行っても良い。また、通信装置１００には、ＯＦＤＭ信号を送信する送信機能を追加しても良い。

図１に示されるように、通信装置１００は、アンテナ１ａを有する受信部１と、Ａ／Ｄ変換器２と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理部３と、等化処理部４と、データ取得部５とを備えている。通信装置１００は、さらに、伝送路推定部６と、インパルス応答取得部７と、最大遅延量取得部８と、フィルタ特性決定部９とを備えている。

受信部１は、アンテナ１ａを用いて、通信相手装置からの信号を受信する。受信部１は、アンテナ１ａで受信された受信信号に対して増幅処理及びダウンコンバート等を行って、ベースバンドの受信信号を生成する。なお、本実施の形態では、受信部１で受信されるＯＦＤＭ信号は、Ｊ個のサブキャリアで構成されている。例えばＪ＝１２８である。また、受信部１で受信されるＯＦＭＤ信号を構成する各サブキャリアは、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式で変調されている。

Ａ／Ｄ変換器２は、受信部１で生成されたベースバンドの受信信号をアナログ形式からデジタル形式に変換して出力する。ＦＦＴ処理部３は、Ａ／Ｄ変換器２から出力されるベースバンドの受信信号に対してＦＦＴ処理を行って出力する。具体的には、ＦＦＴ処理部３は、Ａ／Ｄ変換器２から出力されるデジタル形式の受信信号に対してＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）処理を行って出力する。これにより、ＦＦＴ処理部３からは、受信部１で受信された受信信号を構成する複数のサブキャリアをそれぞれ変調する複数の複素シンボルが出力される。複素シンボルの種類としては、受信側では既知である既知シンボルと、受信側では未知であるデータシンボルとが存在する。既知シンボルは、パイロットシンボルやプリアンブルシンボルと呼ばれる。複素シンボルは複素数の値である。

等化処理部４は、伝送路推定部６で推定された周波数領域の伝送路伝達関数に基づいて、ＦＦＴ処理部３から出力されるデータシンボルに対して等化処理を行う。具体的には、等化処理部４は、ＦＦＴ処理部３から出力される、あるサブキャリアに対応するデータシンボルを、周波数領域の伝送路伝達関数についての当該サブキャリアの周波数での値（複素数）、あるいは当該伝送路伝達関数についての当該サブキャリアの周波数に近い周波数での値（複素数）で除算（複素除算）することによって、当該データシンボルに対して等化処理を行う。これにより、データシンボルに含まれる伝送路の歪みが除去される。

データ取得部５は、等化処理部４からの出力信号に対して、デマッピング処理、デインターリーブ処理及び復号化処理等を行って、受信部１で受信された受信信号に含まれるビットデータを再生する。

伝送路推定部６は、伝達関数取得部６０と、付加処理部６１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２と、出力値選択部６３とを備えている。

伝達関数取得部６０は、受信部１で受信された受信信号に基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める。具体的には、伝達関数取得部６０は、ＦＦＴ処理部３から出力される、受信部１で受信された受信信号に含まれる複数のサブキャリアをそれぞれ変調する複数の既知シンボルに基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める。以後、周波数領域の伝送路伝達関数を単に「伝送路伝達関数」と呼ぶ。また、伝送路伝達関数を求める際に使用する既知シンボルを「推定用既知シンボル」と呼ぶ。

本実施の形態では、通信相手装置が、推定用既知シンボルを送信する際には、ＯＦＤＭ信号を構成するＪ個のサブキャリアのうちＮ個（２≦Ｎ≦Ｊ）のサブキャリアが使用される。つまり、推定用既知シンボルを含むＯＦＤＭシンボル（１シンボル分のＯＦＤＭ信号）においては、Ｊ個のサブキャリアのうちＮ個のサブキャリアがＮ個の推定用既知シンボルで変調されている。以後、このＮ個のサブキャリアのそれぞれを「既知用サブキャリア」と呼ぶ。また、当該Ｎ個のサブキャリアを、周波数の小さいものから順に第１〜第Ｎの既知用サブキャリアとそれぞれ呼ぶ。第１〜第Ｎの既知用サブキャリアの周波数は周波数方向において連続している。

伝達関数取得部６０は、ＦＦＴ処理部３から出力される、受信部１で受信されたＯＦＤＭシンボルに含まれるＮ個の既知用サブキャリアをそれぞれ変調するＮ個の推定用既知シンボルに基づいて伝送路伝達関数を求める。具体的には、伝達関数取得部６０は、当該Ｎ個の推定用既知シンボルに基づいて、伝送路伝達関数についての互いに異なるＮ個の周波数での値（複素数）を求める。伝送路伝達関数についてのある周波数での値は、当該周波数での伝送路特性の推定値であると言える。伝達関数取得部６０は、ＦＦＴ処理部３から出力されるＮ個の推定用既知シンボルのそれぞれについて、当該推定用既知シンボルを、当該推定用既知シンボルの理想的な値である参照シンボルで除算し、それによって得られた値を、当該推定用既知シンボルに対応する既知用サブキャリアの周波数（中心周波数）での伝送路伝達関数の値とする。これにより、伝達関数取得部６０では、伝送路伝達関数についての互いに異なるＮ個の周波数での値が求められる。以後、当該Ｎ個の値のそれぞれを「１次推定値」と呼ぶ。また、当該Ｎ個の値を周波数方向に並べたものを「伝送路１次推定値列２００」と呼ぶ。また、周波数方向に並べられた当該Ｎ個の値を、周波数が小さい方から順に第１〜第Ｎの１次推定値とそれぞれ呼ぶ。

付加処理部６１は、伝達関数取得部６０で求められた伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の値、つまり伝送路１次推定値列２００の前方及び後方のそれぞれに対してＬ（≧２）個の値（複素数）を付加することによって、（Ｎ＋２Ｌ）個の値から成る付加処理後推定値列２０１を生成する。以後、当該Ｌ個の値のそれぞれをパッド値と呼ぶことがある。

ローパスフィルタ６２は、付加処理部６１で生成された付加処理後推定値列２０１に対してローパスフィルタ処理を行う。具体的には、ローパスフィルタ６２は、付加処理後推定値列２０１を構成する（Ｎ＋２Ｌ）個の値（複素数）の実部を、時間領域の実信号についての複数のサンプリング値と見なして、当該（Ｎ＋２Ｌ）個の値の実部に対してローパスフィルタ処理を行う。同様に、ローパスフィルタ６２は、当該（Ｎ＋２Ｌ）個の値の虚部を、時間領域の実信号についての複数のサンプリング値と見なして、当該（Ｎ＋２Ｌ）個の値の虚部に対してローパスフィルタ処理を行う。このようにして、付加処理後推定値列２０１を構成する（Ｎ＋２Ｌ）個の値に対してローパスフィルタ処理が行われる。タップ数Ｍ（Ｍ≧２）のローパスフィルタ６２に（Ｎ＋２Ｌ）個の値が入力されると、ローパスフィルタ６２の出力信号２０２は（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値で構成される。本実施の形態では、ローパスフィルタ６２は、例えば、直線位相特性を有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成されている。本実施の形態では、ＦＩＲフィルタでローパスフィルタ６２を構成していることから、ローパスフィルタ６２で使用されるフィルタ係数（インパルス応答）は偶対称となる。なお、Ｍ≦Ｎに設定される。

ここで、伝達関数取得部６０で求められた伝送路伝達関数（伝送路１次推定値列）には伝送路ノイズ（伝送路で発生するノイズ）が含まれている。本実施の形態では、付加処理部６１で生成された付加処理後推定値列２０１に対してローパスフィルタ処理を行うことによって、伝達関数取得部６０で求められた伝送路伝達関数（伝送路１次推定値列２００）に対してローパスフィルタ処理を行っている。これにより、伝送路伝達関数（伝送路１次推定値列２００）に含まれる伝送路ノイズを低減することができる。以後、ローパスフィルタ６２の出力信号２０２を「フィルタ出力信号２０２」と呼ぶことがある。

出力値選択部６３は、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値から、等化処理部４での等化処理で使用される、フィルタ処理後の伝送路伝達関数の値としてのＮ個の値を選択する。この選択されたＮ個の値のそれぞれを「２次推定値」と呼ぶ。また、当該Ｎ個の値を周波数方向に並べたものを「伝送路２次推定値列２０３」と呼ぶ。また、周波数方向に並べられた当該Ｎ個の値を、周波数の小さい方から順に、第１〜第Ｎの２次推定値とそれぞれ呼ぶ。

第１〜第Ｎの２次推定値は、伝達関数取得部６０で伝送路特性が求められる際に使用されたＮ個の推定用既知シンボルに対応する第１〜第Ｎの既知用サブキャリアにそれぞれ対応している。出力値選択部６３は、伝達関数取得部６０で求められた第ｒの１次推定値（１≦ｒ≦Ｎ）をフィルタ処理した後の値として、第ｒの２次推定値を出力する。等化処理部４は、第ｒの２次推定値を、第ｒの既知用サブキャリアの周波数での伝送路伝達関数の値として使用する。

なお、付加処理部６１、ローパスフィルタ６２及び出力値選択部６３での処理については後で詳細に説明する。

インパルス応答取得部７は、伝達関数取得部６０で求められた伝送路伝達関数に対してＩＦＦＴ（Inverse FFT）処理を行って、時間領域の伝送路インパルス応答を求める。具体的には、インパルス応答取得部７は、伝達関数取得部６０で求められた伝送路１次推定値列２００に対してＩＤＦＴ（Inverse DFT）処理を行って、時間領域の伝送路インパルス応答を求める。

最大遅延量取得部８は、インパルス応答取得部７で求められた伝送路インパルス応答に基づいて、伝送路の最大遅延量、言い換えれば、伝送路インパルス応答の最大広がりを求める。

フィルタ特性決定部９は、最大遅延量取得部８で求められた最大遅延量に基づいて、ローパスフィルタ６２のフィルタ特性を決定する。本実施の形態では、ローパスフィルタ６２のフィルタ特性は可変である。ローパスフィルタ６２は、フィルタ特性決定部９で決定されたフィルタ特性を有するローパスフィルタ処理を、付加処理部６１で生成された付加処理後推定値列２０１に対して行う。

なお、通信装置１００でのフィルタ特性の決定方法については後で詳細に説明する。

＜付加処理について＞
次に付加処理部６１での処理について詳細に説明する。

ローパスフィルタ６２のインパルス応答、入力信号及び出力信号を、それぞれ、ｈ（ｎ）、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）とすると（ｎ≧０）、出力信号ｙ（ｎ）は以下の式（１），（２）で表される。

本実施の形態では、付加処理部６１で生成された付加処理後推定値列２０１を構成する各値の実部あるいは虚部が、入力信号ｘ（ｎ）としてローパスフィルタ６２に入力される。タップ数Ｍのローパスフィルタ６２、言い換えれば、フィルタ係数を構成する複数の要素係数の数がＭ個のローパスフィルタ６２に対して、データの数（サンプル数）がＰの入力信号ｘ（ｎ）を入力すると、（Ｐ＋Ｍ−１）個のデータを有する出力信号ｙ（ｎ）が得られる。

図２は、ローパスフィルタ６２において、式（１）を用いてフィルタ処理が行われる際の当該フィルタ処理を示す概念図である。式（１）においては、入力信号を固定し、フィルタ係数を反転させてから左から右へ一つずつシフトしながら当該フィルタ係数と入力信号との積和を計算することによって出力信号が求められる。

式（１）において、ｎ＜（Ｍ−１）の場合には、ｉ＞ｎとなることがある。ｉ＞ｎのときにはｈ（ｎ−ｉ）＝０であることから、この場合には、フィルタ係数を構成する要素係数がＭ個存在するにもかかわらず、実質的にはＭ個の要素係数の一部しか出力信号ｙ（ｎ）を求める際に使用されないことになる。したがって、図２において斜線が示されている出力信号ｙ（０）〜ｙ（Ｍ−２）に関して、適切な値が得られなくなる。

また、入力信号ｘ（ｎ）のデータの数（サンプル数）をＰとすると、ｎ＞（Ｐ−１）のときには、入力信号ｘ（ｎ）は存在しないことから、ｘ（ｎ）＝０となる。したがって、この場合には、Ｍ個の要素係数に掛け合わされる入力信号ｘ（ｎ）の数が実質的にＭ個よりも少なくなる。よって、図２において斜線が示されている出力信号ｙ（Ｐ）〜ｙ（Ｍ＋Ｐ−２）に関して、適切な値が得られなくなる。

このように、フィルタ対象の入力信号ｘ（ｎ）をそのままローパスフィルタ６２に入力すると、出力信号ｙ（ｎ）の一部の値について適切な値が得られないことがある。

そこで、本実施の形態では、付加処理部６１において、フィルタ対象である伝送路１次推定値列２００の前方及び後方に対して適切なＬ個のパッド値を付加し、それによって得られた、（Ｎ＋２Ｌ）個の値から成る付加処理後推定値列２０１をローパスフィルタ６２に入力している。これにより、出力信号ｙ（ｎ）の一部の値が適切な値とならないことを抑制している。以下にこの点について詳細に説明する。

＜パッド値のデータパターンについて＞
ここでは、伝送路１次推定値列２００の前方及び後方に付加されるパッド値の適切なデータパターンについて説明する。以下の説明では、ローパスフィルタ６２において、付加処理後推定値列２０１を構成する（Ｎ＋２Ｌ）個の値の実部がローパスフィルタ処理される場合について説明するが、当該（Ｎ＋２Ｌ）個の値の虚部がローパスフィルタ処理される場合について同様である。

また、伝達関数取得部６０で求められる伝送路１次推定値列２００の実部（１次推定値の実部）を元データｘｒ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）とする。元データｘｒ（ｎ）は、第ｎの既知用サブキャリアの周波数での伝送路伝達関数の値の実部である。

また、伝送路１次推定値列２００の前方に付加されるＬ個のパッド値の実部を前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）（１≦ｊ≦Ｌ）とし、伝送路１次推定値列２００の後方に付加されるＬ個のパッド値の実部を後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）（１≦ｊ≦Ｌ）とする。付加処理後推定値列２０１を構成する（Ｎ＋２Ｌ）個の値の実部を、パッド後データｘｐｒ（ｎ）＝［ｐｆｒ（１），・・・ｐｆｒ（Ｌ），ｘｒ（１），ｘｒ（２），・・・ｘｒ（Ｎ），ｐｂｒ（１），・・・ｐｂｒ（Ｌ）］（１≦ｎ≦（Ｎ＋２Ｌ））とする。フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値の実部をフィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）（１≦ｋ≦（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１））とする。そして、出力値選択部６３から出力される伝送路２次推定値列２０３の実部（２次推定値の実部）を出力データｙｒ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）とする。

以下の説明では、一例として、Ｎ＝３２、Ｌ＝１０、Ｍ＝２１とする。このような例では、ＯＦＤＭシンボルを構成する１２８個のサブキャリアのうち、それらの周波数が周波数方向に連続する３２個のサブキャリアが推定用既知シンボルの送信に使用される。

図３は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００の一例を示す図である。図３の横軸はインデックスｎの値（サンプル番号）を示しており、図２の縦軸は元データｘｒ（ｎ）の値を示している。

図３に示される元データｘｒ（ｎ）が伝達関数取得部６０で取得される場合において、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝ｘｒ（１）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｎ）とすると、パッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３０１は図４のようになる。そして、ローパスフィルタ６２が、図４の示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、ローパスフィルタ６２から出力されるフィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝２１からｋ＝５２までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３０２は図５のようになる。この場合には、出力データｙｒ（ｎ）＝フィルタ出力値ｆｏｒ（ｎ＋Ｌ＋（Ｍ−１）／２）となる。なお、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択する理由については後で説明する。

図５では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３０２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図５では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図５に示されるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝ｘｒ（１）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｎ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）に対して、中央部ではほぼ一致しているものの、両端部において少しずれるようになる。したがって、このようなパッド値の実部を伝送路１次推定値列２００の実部に付加したとしても、出力データｙｒ（ｎ）の一部の値については十分に適切な値となっていない。

図６は、伝達関数取得部６０において図３に示される元データｘｒ（ｎ）が取得された場合において、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合のパッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３１１を示している。

図６の例では、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、先頭から２番目の値（ｘｒ（２））から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｌ＋１））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の先頭の値（ｘｒ（１））を原点として、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が偶対称となるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の前方に付加されている。つまり、元データｘｒ（ｎ）の３２個の値のうち、先頭から２番目の値から、先頭から１１番目の値までの１０個の値に対して、当該３２個の値の先頭の値を原点として、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）の１０個の値が偶対称となるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）の１０個のパッド値が元データｘｒ（ｎ）の３２個の値の前方に付加されている。これにより、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）及び元データｄ（１）から成るデータのデータパターンは、元データｘｒ（１）〜ｘｒ（Ｌ＋１）のデータパターンを左側に折り返したようなデータパターンとなる。

また図６の例では、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、末尾から２番目の値（ｘｒ（Ｎ−１））から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｎ−Ｌ））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の末尾の値（ｘｒ（Ｎ））を原点として、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が偶対称となるように、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の後方に付加されている。これにより、元データｘｒ（Ｎ）及び後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）から成るデータのデータパターンは、元データｘｒ（Ｎ−Ｌ）〜ｘｒ（Ｎ−１）のデータパターンを右側に折り返したようなデータパターンとなる。

図６に示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ６２がローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝２１からｋ＝５２までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３１２は図７のようになる。

図７では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３１２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図７では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図７に示されるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝ｘｒ（１）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝ｘｒ（Ｎ）とした場合と同様に、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）３１２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）３００に対して、中央部ではほぼ一致しているものの、両端部において少しずれるようになる。したがって、このようなパッド値の実部を伝送路１次推定値列２００の実部に付加したとしても、出力データｙｒ（ｎ）の一部の値については十分に適切な値となっていない。

図８は、伝達関数取得部６０において図３に示される元データｘｒ（ｎ）が得られた場合に、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合のパッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３２１を示している。

図８の例では、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、先頭から２番目の値（ｘｒ（２））から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｌ＋１））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の先頭の値（ｘｒ（１））を原点として、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が奇対称となるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の前方に付加されている。つまり、元データｘｒ（ｎ）の３２個の値のうち、先頭から２番目の値から、先頭から１１番目の値までの１０個の値に対して、当該３２個の値の先頭の値を原点として、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）の１０個の値が奇対称となるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）の１０個のパッド値が元データｘｒ（ｎ）の３２個の値の前方に付加されている。これにより、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）及び元データｘｒ（１）から成るデータのデータパターンは、元データｘｒ（１）〜ｘｒ（Ｌ＋１）のデータパターンを左側に折り返した後、さらに上下方向側に折り返したようなデータパターンとなる。

また図８の例では、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、末尾から２番目の値（ｘｒ（Ｎ−１））から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｎ−Ｌ））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の末尾の値（ｘｒ（Ｎ））を原点として、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が奇対称となるように、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の後方に付加されている。これにより、元データｘｒ（Ｎ）及び後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）から成るデータのデータパターンは、元データｘｒ（Ｎ−Ｌ）〜ｘｒ（Ｎ−１）のデータパターンを、右側に折り返した後、さらに上下方向に折り返したようなデータパターンとなる。

図８に示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ６２がローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝２１からｋ＝５２までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３２２は図９のようになる。

図９では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３２２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図９では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図９に示されるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）３２２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン（信号波形）３００に対して、中央部だけではなく、両端部においてもほぼ一致するようになる。したがって、このようなパッド値の実部を伝送路１次推定値列２００の実部に付加した場合には、出力データｙｒ（ｎ）の各値が適切な値となっている。

このように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンには歪みが生じない。

そこで、本実施の形態に係る付加処理部６１は、伝達関数取得部６０で得られた伝送路１次推定値列２００の前方に付加するＬ個のパッド値の実部であるｐｆｒ（ｊ）を、ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）とする。また、付加処理部６１は、伝送路１次推定値列２００の後方に付加するＬ個のパッド値の実部であるｐｂｒ（ｊ）を、ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とする。

伝達関数取得部６０で得られた伝送路１次推定値列２００の前方に付加するＬ個のパッド値の虚部についても同様である。ここで、伝送路１次推定値列２００の虚部（１次推定値の虚部）を元データｘｉ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）とし、伝送路１次推定値列２００の前方に付加されるＬ個のパッド値の虚部を前方パッド値ｐｆｉ（ｊ）（１≦ｊ≦Ｌ）とし、伝送路１次推定値列２００の後方に付加されるＬ個のパッド値の虚部を後方パッド値ｐｂｉ（ｊ）（１≦ｊ≦Ｌ）とし、伝送路２次推定値列２０３の虚部を出力データｙｉ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ）とする。本実施の形態に係る付加処理部６１は、ｐｆｉ（ｊ）＝２ｘｉ（１）−ｘｉ（Ｌ＋２−ｊ）とし、ｐｂｉ（ｊ）＝２ｘｉ（Ｎ）−ｘｉ（Ｎ−ｉ）とする。これにより、出力データｙｉ（ｎ）の各値は適切な値となる。

なお、上記の例では、Ｎ＝３２、Ｌ＝１０、Ｍ＝２１としたが、Ｎ、Ｌ及びＭの値が他の値でも同様のことが言える。

＜パッド値の数（長さ）について＞
ここでは、Ｌ個のパッド値の適切な数（長さ）、つまりＬの適切な値について説明する。以下の説明では、ローパスフィルタ６２のタップ数Ｍを奇数、例えば、上記と同様にＭ＝２１とする。また、上記と同様にＮ＝３２とする。

図１０は、Ｌ＝Ｍ−１＝２０であって、図３に示される元データｘｒ（ｎ）が伝達関数取得部６０で取得された場合において、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合のパッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３３１を示している。

図１０に示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ６２がローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝３１からｋ＝６２までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３３２は図１１のようになる。

図１１では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３３２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図１１では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図１１に示されるように、Ｌ＝Ｍ−１とし、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３３２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００とほぼ一致するようになる。したがって、このようなパッド値の実部を伝送路１次推定値列２００の実部に付加した場合には、出力データｙｒ（ｎ）の各値が適切な値となる。

図１２は、Ｌ＝（Ｍ−１）／４＝５であって、図３に示される元データｘｒ（ｎ）が伝達関数取得部６０で取得された場合において、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合のパッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３４１を示している。

図１２に示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ６２がローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝１６からｋ＝４７までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３４２は図１３のようになる。

図１３では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３４２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図１３では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図１３に示されるように、Ｌ＝（Ｍ−１）／４とし、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３４２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００に対して、後方端部（右側端部）において少しずれるようになる。つまり、Ｌ＝（Ｍ−１）／４の場合には、Ｌ＝Ｍ−１の場合よりも、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３４２が少し歪むようになる。

一方で、Ｌ＝（Ｍ−１）／２＝１０とし、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンは、上述の図９に示されるデータパターン３２２となる。したがって、この場合の出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンは、Ｌ＝Ｍ−１の場合と同様に、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００とほぼ一致するようになる。

このように、Ｌ≧（Ｍ−１）／２の場合には、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンの歪みが小さくなる。

ここで、上述の式（１），（２）で表される出力信号ｙ（ｎ）については、出力信号ｙ（０）〜ｙ（Ｍ−２）及び出力信号ｙ（Ｐ）〜ｙ（Ｍ＋Ｐ−２）において適切な値が得られない。したがって、式（１），（２）を考察すれば、伝送路１次推定値列２００の前方及び後方のそれぞれには、（Ｍ−１）個のパッド値を付加すれば、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンの歪みが小さくなるものと考えられる。

しかしながら、本実施の形態では、ローパスフィルタ６２で使用されるフィルタ係数は対称性（偶対称）を有しているため、伝送路１次推定値列２００に前方及び後方のそれぞれに対して、（Ｍ−１）の半分の数のパッド値を付加する場合であっても、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターンの歪みが十分に小さくなるものと考えられる。

そこで、本実施の形態に係る付加処理部６１は、伝送路１次推定値列２００の実部の前方及び後方にそれぞれ付加する前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）及び後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のそれぞれについての複数の値の数（Ｌ）を、（Ｍ−１）の２分の１以上とする。つまり、Ｌ≧（Ｍ−１）／２とする。

ただし、Ｍが偶数の場合には（Ｍ−１）／２は整数とはならない。したがって、Ｍが偶数の場合にはＬ≧Ｍ／２とし、Ｍが奇数の場合にはＬ≧（Ｍ−１）／２とする。これにより、出力値選択部６３から出力される伝送路２次推定値列２０３の実部（２次推定値の実部）の値は適切な値となる。

伝達関数取得部６０で得られた伝送路１次推定値列２００の前方に付加するＬ個のパッド値の虚部についても同様であって、Ｍが奇数の場合にはＬ≧（Ｍ−１）／２とし、Ｍが偶数の場合にはＬ≧Ｍ／２とする。これにより、出力値選択部６３から出力される伝送路２次推定値列２０３の虚部（２次推定値の虚部）の値は適切な値となる。

なお、本例では、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）としていたが、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）及び後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のデータパターンが他のデータパターンであっても、Ｍが偶数の場合にはＬ≧Ｍ／２とし、Ｍが奇数の場合にはＬ≧（Ｍ−１）／２とすることによって、出力値選択部６３から出力される伝送路２次推定値列２０３の実部及び虚部の値は適切な値となる。

＜出力値選択部での値の選択方法について＞
次に出力値選択部６３での処理について詳細に説明する。

デジタルフィルタを通過した信号については、当該デジタルフィルタの群遅延特性により必ず遅延が発生する。本実施の形態に係るローパスフィルタ６２のような、直線位相特性を有するＦＩＲフィルタでの群遅延量ＧＤは、フィルタのタップ数Ｍを用いて以下の式（３）で表される。

一方で、本実施の形態では、フィルタ対象の伝送路１次推定値列２００に対して、その前方及び後方にＬ個のパッド値が付加されている。

そこで、本実施の形態に係る出力値選択部６３は、伝送路１次推定値列２００に付加されるパッド値の数を考慮しつつ、ローパスフィルタ６２での群遅延の影響を除去するために、ローパスフィルタ６２のフィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋ＧＤ＋１）番目の値から（Ｌ＋ＧＤ＋Ｎ）番目の値までのＮ個の値を選択して出力する。つまり、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までのＮ個の値を選択して出力する。

ただし、タップ数Ｍが偶数の場合には、群遅延量ＧＤは整数とならない。したがって、この場合には群遅延量ＧＤ＝Ｍ／２として、出力値選択部６３は、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までのＮ個の値を選択して出力する。

上記の内容を実部と虚部を別々に考えると、出力値選択部６３は、タップ数Ｍが奇数の場合には、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択して出力する。また、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値の虚部をフィルタ出力値ｆｏｉ（ｋ）（１≦ｋ≦（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１））とすると、出力値選択部６３は、タップ数Ｍが奇数の場合には、フィルタ出力値ｆｏｉ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１からｋ＝Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋ＮまでのＮ個の値を選択して出力する。

一方で、タップ数Ｍが偶数の場合には、出力値選択部６３は、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋１からｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋ＮまでのＮ個の値を選択して出力する。また、出力値選択部６３は、タップ数Ｍが偶数の場合には、フィルタ出力値ｆｏｉ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋１からｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋ＮまでのＮ個の値を選択して出力する。

図１４は、タップ数Ｍが偶数、例えばＭ＝２２、Ｎ＝３２、Ｌ＝Ｍ＝２２の場合であって、図３に示される元データｘｒ（ｎ）が伝達関数取得部６０で取得された場合において、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）＝２ｘｒ（１）−ｘｒ（Ｌ＋２−ｊ）、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）＝２ｘｒ（Ｎ）−ｘｒ（Ｎ−ｉ）とした場合のパッド後データｘｐｒ（ｎ）のデータパターン３５１を示している。

図１４に示されるパッド後データｘｐｒ（ｎ）に対してローパスフィルタ６２がローパスフィルタ処理を行い、その後、出力値選択部６３が、フィルタ出力値ｆｏｒ（ｋ）のうち、ｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋１からｋ＝Ｌ＋Ｍ／２＋ＮまでのＮ個の値を選択すると、つまり、ｋ＝２３からｋ＝５４までの３２個の値を選択すると、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３５２は図１５のようになる。

図１５では、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３５２以外にも、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００も示されている。図１５では、△印が出力データｙｒ（ｎ）の値を示しており、×印が元データｘｒ（ｎ）の値を示している。なお、パッド後データｘｐｒ（ｎ）には、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数以上の周波数成分（ノイズ成分）は含まれていない。

図１５に示されるように、タップ数Ｍが偶数の場合には、群遅延量ＧＤを本来の値ではなくＭ／２としていることから、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３５２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００に対して、１／２サンプル分進んでいる。

これに対して、タップ数Ｍが奇数の場合には、群遅延量ＧＤを本来の値である（Ｍ−１）／２としていることから、図１５に対応する上述の図１１に示されるように、出力データｙｒ（ｎ）のデータパターン３３２は、元データｘｒ（ｎ）のデータパターン３００とほぼ一致している。

＜フィルタ特性の決定方法について＞
本実施の形態に係るフィルタ特性決定部９には、互いにカットオフ周波数が異なる複数種類のフィルタ特性をそれぞれ実現するための複数のフィルタ係数が予め記憶されている。フィルタ特性決定部９は、記憶している複数のフィルタ係数のうちの一つを、ローパスフィルタ６２が使用する使用フィルタ係数として決定する。このようにして、フィルタ特性決定部９では、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数が決定される。ローパスフィルタ６２は、フィルタ特性決定部９で決定された使用フィルタ係数を用いて付加処理後推定値列２０１に対してローパスフィルタ処理を行う。

次に、使用フィルタ係数の決定方法について説明する。

受信部１で受信されるＯＦＤＭシンボルは、有効シンボル（本来の１シンボル分の信号）とガードインターバルとで構成されている。本実施の形態では、ガードインターバルの時間長は有効シンボルの時間長の１／８となっている。有効シンボルの時間長は１／ｆｏであることから、ガードインターバルの時間長は１／（８×ｆ０）となる。

また、受信部１において遅延量Ｔの伝送路を通った信号が受信される場合には、伝達関数取得部６０で取得される伝送路伝達関数の値についての信号波形、つまり、上述の元データｘｒ（ｊ）及び元データｘｉ（ｊ）の信号波形（図２参照）には、以下の式（４）で表される、遅延量（遅延広がり）Ｔに応じた周波数Ｆｔを有する周波数成分が含まれるようになる。

ここで、遅延量Ｔは、有効シンボルの時間長をＪ、つまり“１２８”とした場合の相対的な時間長である。また周波数Ｆｔは正規化角周波数である。

したがって、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数が周波数Ｆｔよりも小さく、ローパスフィルタ６２において、元データｘｒ（ｊ）及び元データｘｉ（ｊ）の信号波形から、遅延量Ｔに応じた周波数Ｆｔを有する周波数成分が除去された場合には、フィルタ処理後の伝送路伝達関数（伝送路２次推定値列）には、等化処理で必要な、当該遅延量Ｔの伝送路の特性に関する情報が消えてしまうことになる。

なお、正規化角周波数とは、角周波数をローパスフィルタ６２の入力データのサンプリング周波数ｆｓで正規化して得られる値である。受信部１で受信されるＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアについての周波数間隔をｆ０とすると、当該ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアの数Ｊを用いて、サンプリング周波数ｆｓ＝Ｊ×ｆ０と表される。本実施の形態では、Ｊ＝１２８であることから、ｆｓ＝１２８×ｆ０となる。

一方で、ＯＦＤＭ方式で通信を行う通信装置の間の伝送路の遅延量Ｔがガードインターバルの時間長以下である場合には、シンボル間干渉及びキャリア間干渉が発生しない。この点に鑑みて、本実施の形態に係る通信装置１００が使用されるＯＦＤＭ通信システムでは、伝送路の遅延量Ｔがほぼガードインターバルの時間長以下となっている。したがって、元データｘｒ（ｊ）及び元データｘｉ（ｊ）の信号波形には、ガードインターバルの時間長よりも大きい遅延量Ｔに応じた周波数Ｆｔを有する周波数成分はほとんど含まれない。よって、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数については、ガードインターバルの時間長と同じ大きさの遅延量Ｔに応じた周波数Ｆｔ以下に設定すれば良い。

そこで、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数として設定可能な最大値Ｆｃｍａｘを、ガードインターバルの時間長Ｌｇを用いて以下の式（５）で表す。

ここで、カットオフ周波数は正規化角周波数で表されている。また、ガードインターバルの時間長Ｌｇは、遅延量Ｔと同様に、有効シンボルの時間長をＪ、つまり“１２８”とした場合の相対的な時間長である。本実施の形態では、ガードインターバルの時間長Ｌｇは、有効シンボルの時間長の１／８であることから、式（５）のように、Ｌｇ＝１２８／８＝１６となる。

本実施の形態では、フィルタ特性決定部９には、カットオフ周波数＝０．２５πのフィルタ特性、つまりカットオフ周波数が最大値Ｆｃｍａｘに設定されたフィルタ特性を実現するための第１フィルタ係数が記憶されている。さらに、フィルタ特性決定部９には、カットオフ周波数が最大値Ｆｃｍａｘよりも小さい値に設定されたフィルタ特性を実現するためのフィルタ係数、例えば、カットオフ周波数＝０．２πのフィルタ特性を実現するための第２フィルタ係数と、カットオフ周波数＝０．１πのフィルタ特性を実現するための第３フィルタ係数とが記憶されている。フィルタ特性決定部９は、第１〜第３フィルタ係数のうちの一つを、ローパスフィルタ６２が使用する使用フィルタ係数として決定する。

図１６は使用フィルタ係数の決定に関する通信装置１００の動作を示すフローチャートである。図１６に示されるように、通信装置１００への電源供給が開始したり、通信装置１００の動作がリセットされたりして、ステップｓ１において通信装置１００が動作を開始すると、ステップｓ２において、フィルタ特性決定部９は、まず第１フィルタ係数を使用フィルタ係数として決定する。つまり、第１フィルタ係数が使用フィルタ係数の初期係数として使用される。これにより、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数が、ガードインターバルの時間長Ｌｇに応じた周波数Ｆｔに設定される。

その後、ステップｓ３において、通信装置１００が通信を開始する。このとき、ローパスフィルタ６２では、第１フィルタ係数が使用されて付加処理後推定値列２０１に対してフィルタ処理が行われる。通信装置１００が通信を開始した後に、ステップｓ４において、最大遅延量取得部８が、伝送路の最大遅延量（伝送路インパルス応答の最大広がり）を求める。最大遅延量取得部８で求められる最大遅延量は、有効シンボルの時間長をＪ、つまり“１２８”とした場合の相対的な時間長である。

最大遅延量取得部８で最大遅延量が求められると、ステップｓ５において、フィルタ特性決定部９は、当該最大遅延量に基づいて使用カットオフ周波数を決定する。

具体的には、フィルタ特性決定部９は、式（４）を用いて、遅延量Ｔが最大遅延量のときの周波数Ｆｔを求める。そして、フィルタ特性決定部９は、第１〜第３フィルタ係数のうち、そのカットオフ周波数が、求めた周波数Ｆｔ以上であって、かつ当該周波数Ｆｔに最も近いフィルタ係数を使用フィルタ係数として決定する。これにより、等化処理に必要な伝送路特性に関する情報が伝送路伝達関数から除去されることを抑制しつつ、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数をできるだけ小さくすることができる。よって、伝送路伝達関数から等化処理に必要な情報が除去されることを抑制しつつ、伝送路伝達関数に含まれる伝送路ノイズをできるだけ除去することができる。その結果、適切に等化処理を行うことができる。

フィルタ特性決定部９は、例えば、求めた周波数Ｆｔが０．１５πであるとすると、カットオフ周波数が０．２πの第２フィルタ係数を使用フィルタ係数として決定する。また、フィルタ特性決定部９は、求めた周波数Ｆｔが０．２３πであるとすると、カットオフ周波数が０．２５πの第１フィルタ係数を使用フィルタ係数として決定する。また、フィルタ特性決定部９は、求めた周波数Ｆｔが０．１πであるとすると、カットオフ周波数が０．１πの第３フィルタ係数を使用フィルタ係数として決定する。

なお、フィルタ特性決定部９は、求めた周波数Ｆｔが、カットオフ周波数として設定可能な最大値Ｆｃｍａｘ、つまり０．２５πよりも大きい場合には、最大遅延量取得部８で求められた最大遅延量に誤りがあるとして、カットオフ周波数が最大値Ｆｃｍａｘに設定されたフィルタ特性を実現するための第１フィルタ係数、つまりフィルタ係数の初期係数を使用フィルタ係数とする。これにより、最大遅延量取得部８で求められた最大遅延量に誤りがあったとしても、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数が、ガードインターバルの時間長Ｌｇに応じた周波数Ｆｔよりも大きくなることを抑制することができる。よって、ローパスフィルタ６２のカットオフ周波数が無駄に大きくなって、伝送路伝達関数に含まれる伝送路ノイズの除去効果が低減することを抑制することができる。

ステップｓ５において使用フィルタ係数が決定されると、ローパスフィルタ６２は、当該使用フィルタ係数を用いて付加処理後推定値列２０１に対してフィルタ処理を行う。その後、ステップｓ４において最大遅延量が求められるたびに、ステップｓ５が実行されて、フィルタ特性決定部９は、使用フィルタ係数を決定し、ローパスフィルタ６２のフィルタ特性を決定する。

以上のように、本実施の形態では、伝送路伝達関数に対してローパスフィルタ処理を行っていることから、伝送路伝達特性に含まれる伝送路ノイズを除去することができる。よって、ローパスフィルタ処理後の伝送路伝達特性を用いて等化処理を行うことによって、適切に等化処理を行うことができる。その結果、受信信号に含まれるデータを適切に取得でき、通信装置１００の受信性能が向上する。

また、本実施の形態では、付加処理部６１において、伝達関数取得部６０で取得された伝送路伝達関数についての伝送路１次推定値列２００（元データｘｒ（ｎ）及び元データｘｉ（ｎ））の前方及び後方に対して、Ｌ個のパッド値を付加している。そして、ローパスフィルタ６２のタップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ≧（Ｍ−１）／２に設定するとともに、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までのＮ個の値を選択して等化処理部４に出力している。したがって、上述の図９，１１に示されるように、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３（出力データｙｒ（ｎ）及び出力データｙｉ（ｎ））の値が適切となる。よって、適切に等化処理を行うことができる。その結果、通信装置１００の受信性能が向上する。

また、ローパスフィルタ６２のタップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ≧Ｍ／２に設定するとともに、フィルタ出力信号２０２を構成する（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までのＮ個の値を選択して等化処理部４に出力している。したがって、タップ数Ｍが奇数の場合と同様に、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３（出力データｙｒ（ｎ）及び出力データｙｉ（ｎ））の値が適切となる。よって、適切に等化処理を行うことができる。その結果、通信装置１００の受信性能が向上する。

なお、タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ＝（Ｍ−１）／２に設定することが望ましい。Ｌの値が大きくなると、ローパスフィルタ６２での処理量が大きくなる。一方で、Ｌ≧（Ｍ−１）／２においては、Ｌの値が大きくなったとしても、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３はほとんど変化しない。したがって、タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ＝（Ｍ−１）／２に設定することによって、ローパスフィルタ６２での処理量を低減しつつ、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３の値を適切にすることができる。同様にして、タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ＝Ｍ／２に設定することによって、ローパスフィルタ６２での処理量を低減しつつ、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３の値を適切にすることができる。

また、本実施の形態では、伝送路伝達関数についての伝送路１次推定値列２００の実部である元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、先頭から２番目の値（ｘｒ（２））から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｌ＋１））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の先頭の値（ｘｒ（１））を原点として、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が奇対称となるように、前方パッド値ｐｆｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の前方に付加されている。そして、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値のうち、末尾から２番目の値（ｘｒ（Ｎ−１））から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値（ｘｒ（Ｎ−Ｌ））までのＬ個の値に対して、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の末尾の値（ｘｒ（Ｎ））を原点として、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が奇対称となるように、後方パッド値ｐｂｒ（ｊ）のＬ個の値が、元データｘｒ（ｎ）のＮ個の値の後方に付加されている。したがって、上述の図９等に示されるように、等化処理で使用される伝送路２次推定値列２０３の値が適切となる。よって、適切に等化処理を行うことができる。その結果、通信装置１００の受信性能が向上する。

また、本実施の形態では、フィルタ特性決定部９は、互いにカットオフ周波数が異なる複数種類のフィルタ特性をそれぞれ実現するための複数のフィルタ係数を記憶し、当該複数のフィルタ係数のいずれか一つを、ローパスフィルタ６２が使用する使用フィルタ係数として決定している。したがって、ローパスフィルタ６２のフィルタ特性を変更しようとするたびに、変更後のフィルタ特性を実現するためのフィルタ係数を算出する場合と比較して、ローパスフィルタ６２での使用フィルタ係数を簡単に変更することができる。

なお、フィルタ特性を変更する際の処理量は多くなるが、フィルタ特性決定部９は、ローパスフィルタ６２のフィルタ特性を変更しようとするたびに、変更後のフィルタ特性を実現するためのフィルタ係数を算出しても良い。つまり、フィルタ特性決定部９は、最大遅延量取得部８で取得された最大遅延量に基づいてカットオフ周波数を決定した後に、当該カットオフ周波数を有するフィルタ特性を実現するためのフィルタ係数を算出しても良い。

１ 受信部
４ 等化処理部
７ インパルス応答取得部
８ 最大遅延量取得部
９ フィルタ特性決定部
６０ 伝達関数取得部
６１ 付加処理部
６２ ローパスフィルタ
６３ 出力値選択部
１００ 通信装置

Claims (7)

1. 通信相手装置からの信号を受信する受信部と、
   前記受信部で受信された受信信号に基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める第１取得部と、
   前記第１取得部で求められた前記伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の第１の値（Ｎ≧２）の前方及び後方のそれぞれに対してＬ個の第２の値（Ｌ≧１）を付加する付加処理部と、
   前記Ｌ個の第２の値が前方及び後方のそれぞれに付加された前記Ｎ個の第１の値から成る（Ｎ＋２Ｌ）個の第３の値に対してローパスフィルタ処理を行う、タップ数Ｍ（Ｍ≧２）のローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから出力される（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値からＮ個の第５の値を選択し、選択した当該Ｎ個の第５の値を、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値とする選択部と、
   前記選択部で求められた、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値に基づいて、前記受信部で受信された受信信号に対して等化処理を行う等化処理部と
   を備え、
   前記付加処理部は、
   前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ≧（Ｍ−１）／２に設定し、
   前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ≧Ｍ／２に設定し、
   前記選択部は、
   前記タップ数Ｍが奇数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までを前記Ｎ個の第５の値として選択し、
   前記タップ数Ｍが偶数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までを前記Ｎ個の第５の値として選択する、通信装置。
2. 請求項１に記載の通信装置であって、
   前記付加処理部は、
   前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ＝（Ｍ−１）／２に設定し、
   前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ＝Ｍ／２に設定する、通信装置。
3. 請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載の通信装置であって、
   前記付加処理部は、
   前記Ｎ個の第１の値の前方に対して前記Ｌ個の第２の値を付加する際には、
   前記Ｎ個の第１の値の実部のうち、先頭から２番目の値から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第６の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の実部の先頭の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の実部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の実部を前記第Ｎ個の第１の値の実部の前方に付加するとともに、前記Ｎ個の第１の値の虚部のうち、先頭から２番目の値から、先頭から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第７の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の虚部の先頭の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の虚部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の虚部を前記第Ｎ個の第１の値の虚部の前方に付加し、
   前記Ｎ個の第１の値の後方に対して前記Ｌ個の第２の値を付加する際には、
   前記Ｎ個の第１の値の実部のうち、末尾から２番目の値から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第８の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の実部の末尾の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の実部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の実部を前記第Ｎ個の第１の値の実部の後方に付加するとともに、前記Ｎ個の第１の値の虚部のうち、末尾から２番目の値から、末尾から（Ｌ＋１）番目の値までのＬ個の第９の値に対して、前記Ｎ個の第１の値の虚部の末尾の値を原点として前記Ｌ個の第２の値の虚部が奇対称となるように、前記Ｌ個の第２の値の虚部を前記第Ｎ個の第１の値の虚部の後方に付加する、通信装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の通信装置であって、
   前記ローパスフィルタのフィルタ特性は可変であって、
   前記ローパスフィルタのフィルタ特性を決定する決定部をさらに備え、
   前記決定部は、互いにカットオフ周波数が異なる複数種類のフィルタ特性をそれぞれ実現するための複数のフィルタ係数を記憶し、当該複数のフィルタ係数のいずれか一つを、前記ローパスフィルタが使用する使用フィルタ係数として決定し、
   前記ローパスフィルタは、前記決定部で決定された前記使用フィルタ係数を用いて前記ローパスフィルタ処理を行う、通信装置。
5. 請求項４に記載の通信装置であって、
   前記第１取得部で求められた前記伝送路伝達関数に基づいて、時間領域の伝送路インパルス応答を求める第２取得部と、
   前記第２取得部で求められた前記伝送路インパルス応答に基づいて、伝送路の最大遅延量を求める第３取得部と
   をさらに備え、
   前記決定部は、前記第３取得部で求められた前記最大遅延量に基づいて、前記複数のフィルタ係数から前記使用フィルタ係数を決定する、通信装置。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の通信装置であって、
   前記ローパスフィルタは、直線位相特性を有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタである、通信装置。
7. （ａ）通信相手装置からの信号を受信する工程と、
   （ｂ）前記工程（ａ）で受信された受信信号に基づいて、周波数領域の伝送路伝達関数を求める工程と、
   （ｃ）前記工程（ｂ）で求められた前記伝送路伝達関数についての周波数方向に並ぶＮ個の第１の値（Ｎ≧２）の前方及び後方のそれぞれに対してＬ個の第２の値（Ｌ≧１）を付加する工程と、
   （ｄ）前記Ｌ個の第２の値が前方及び後方のそれぞれに付加された前記Ｎ個の第１の値から成る（Ｎ＋２Ｌ）個の第３の値に対して、タップ数Ｍ（Ｍ≧２）のローパスフィルタ処理を行う工程と、
   （ｅ）前記ローパスフィルタ処理の結果得られた（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値からＮ個の第５の値を選択し、選択した当該Ｎ個の第５の値を、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値とする工程と、
   （ｆ）前記工程（ｅ）で求められた、前記ローパスフィルタ処理後の前記伝送路伝達関数の値に基づいて、前記受信部で受信された受信信号に対して等化処理を行う工程と
   を備え、
   前記工程（ｃ）においては、
   前記タップ数Ｍが奇数の場合には、Ｌ≧（Ｍ−１）／２に設定され、
   前記タップ数Ｍが偶数の場合には、Ｌ≧Ｍ／２に設定され、
   前記工程（ｅ）においては、
   前記タップ数Ｍが奇数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋１）番目の値から（Ｌ＋（Ｍ−１）／２＋Ｎ）番目の値までが前記Ｎ個の第５の値として選択され、
   前記タップ数Ｍが偶数の場合には、前記（Ｎ＋２Ｌ＋Ｍ−１）個の第４の値のうち、先頭を基準にして、（Ｌ＋Ｍ／２＋１）番目の値から（Ｌ＋Ｍ／２＋Ｎ）番目の値までが前記Ｎ個の第５の値として選択される、通信方法。

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