JP2014072553A - Operational amplifier and pipelined a/d converter having the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、演算増幅器及びそれを備えたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータに関し、より詳細には、演算増幅回路を２つのステージで共有する時に、各ステージで最適な位相補償を行うようにした演算増幅器及びそれを備えたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータに関する。 The present invention relates to an operational amplifier and a pipelined A / D converter including the operational amplifier, and more specifically, when an operational amplifier circuit is shared by two stages, an optimum phase compensation is performed at each stage. The present invention relates to an amplifier and a pipeline type A / D converter including the amplifier.
従来から、各種画像センサや画像処理装置など、高速にアナログ信号をデジタル信号に変換することが必要な電子機器では、複数のＡ／Ｄコンバータを互いに縦列に接続して、複数のステージ構成とすることで、１クロックの間に複数のＡ／Ｄ変換処理を行うことのできるパイプライン型Ａ／Ｄコンバータが用いられている。
この種のパイプライン型Ａ／Ｄコンバータでは、各ステージに前段からの入力信号を増幅するための演算増幅器を内蔵する。各ステージの動作は、前段からのアナログ出力信号をサンプルするサンプル期間と、サンプルした信号を演算増幅器で増幅して次段に出力するホールド期間とから成り、隣り合うステージ間では、この期間は反転の位相関係にある。このうち、消費電力の大きい演算増幅器を実際に使用する期間はホールド期間のみである。そのため、消費電力の削減とチップ面積の削減の目的から、２つのステージで演算増幅器を共有する方法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
Conventionally, in electronic devices that require high-speed conversion of analog signals to digital signals, such as various image sensors and image processing apparatuses, a plurality of A / D converters are connected in cascade to form a plurality of stages. Thus, a pipeline type A / D converter capable of performing a plurality of A / D conversion processes during one clock is used.
In this type of pipeline A / D converter, an operational amplifier for amplifying an input signal from the previous stage is built in each stage. The operation of each stage consists of a sample period for sampling the analog output signal from the previous stage and a hold period for amplifying the sampled signal with an operational amplifier and outputting it to the next stage, and this period is inverted between adjacent stages. Are in a phase relationship. Of these, the period during which an operational amplifier with high power consumption is actually used is only the hold period. Therefore, a method of sharing an operational amplifier in two stages is known for the purpose of reducing power consumption and chip area (see, for example, Non-Patent Document 1).
図１は、非特許文献１に開示されているパイプライン型Ａ／Ｄコンバータのブロック構成図で、Ｎステージから構成されるパイプライン型Ａ／ＤコンバータＡ１を示している。パイプライン型Ａ／ＤコンバータＡ１は、１．５ビット型のＡ／Ｄコンバータを内蔵するＳＴＡＧＥ１〜ＳＴＡＧＥＮまでのＮ段のステージが縦列に接続され、各ステージからのＡ／Ｄ変換されたデジタル出力信号ＤＯ＿１〜ＤＯ＿Ｎは、エンコーダＥ１に入力され、エンコーダＥ１はそれらを演算した出力値ＡＤＯを出力する。
FIG. 1 is a block diagram of a pipeline type A / D converter disclosed in
図２は、図１に示したパイプライン型Ａ／Ｄコンバータ内のある隣り合う２つのステージのブロック構成図で、図１に示したパイプライン型Ａ／ＤコンバータＡ１内のある隣り合う２つのステージＳＴＡＧＥＩとＳＴＡＧＥＩ＋１の構成を示している。ＳＴＡＧＥＩとＳＴＡＧＥ（Ｉ＋１）（以下、「ＳＴＡＧＥＩ＋１」と記す）は、ＭＤＡＣＩとＭＤＡＣＩ＋１と、これらのＭＤＡＣ間で共有されている演算増幅器Ａ１とからなっている。 FIG. 2 is a block configuration diagram of two adjacent stages in the pipeline type A / D converter shown in FIG. 1, and two adjacent stages in the pipeline type A / D converter A1 shown in FIG. The structure of stages STAGEI and STAGEI + 1 is shown. STAGEI and STAGE (I + 1) (hereinafter referred to as “STAGEI + 1”) are composed of MDACI and MDACI + 1 and an operational amplifier A1 shared between these MDACs.
図示していない前ステージからのアナログ差動出力信号Ｖｉｐ＿ｉ、Ｖｉｎ＿ｉがＭＤＡＣＩのＶｉｐ、Ｖｉｎに入力され、ＭＤＡＣＩのアナログ差動出力信号Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉが、演算増幅器Ａ１のＶ１ｐ、Ｖ１ｎに入力され、ＭＤＡＣＩ＋１のアナログ差動出力信号Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が、演算増幅器Ａ１のＶ２ｐ、Ｖ２ｎに入力され、演算増幅器Ａ１のアナログ差動出力信号Ｖｏｐ、Ｖｏｎが、ＭＤＡＣＩとＭＤＡＣ（Ｉ＋１）（以下、「ＭＤＡＣＩ＋１」と記す）の帰還経路Ｖｆｂｐ、Ｖｆｂｎに入力され、さらに、ＭＤＡＣＩ＋１の入力Ｖｉｐ、Ｖｉｎと、図示していない次ステージのＭＤＡＣ（Ｉ＋２）（以下、「ＭＤＡＣＩ＋２」と記す）に入力されている。 Analog differential output signals Vip_i and Vin_i from the previous stage (not shown) are input to VDAC and Vin of MDACCI, and analog differential output signals Vsp_i and Vsn_i of MDACCI are input to V1p and V1n of operational amplifier A1, and MDACCI + 1 Analog differential output signals Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 are input to V2p and V2n of the operational amplifier A1, and the analog differential output signals Vop and Von of the operational amplifier A1 are MDACI and MDAC (I + 1) (hereinafter referred to as “MDACI + 1”). ) Feedback paths Vfbp and Vfbn, and further input to MDACI + 1 inputs Vip and Vin and to a not-shown next stage MDAC (I + 2) (hereinafter referred to as “MDACI + 2”).
図３は、図２に示したＭＤＡＣＩの回路構成図である。図３に示すＭＤＡＣＩは、コンデンサＣ１ｐ、Ｃ２ｐ、Ｃ１ｎ、Ｃ２ｎと、スイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ３ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎ、ＳＷ３ｎと、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１と、Ｄ／ＡコンバータＤ／Ａ１とから構成されている。ＭＤＡＣＩ＋１も同様の構成であるが、動作するタイミングはすべてＭＤＡＣＩとは逆位相で動作する。 FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the MDACI shown in FIG. The MDACI shown in FIG. 3 includes capacitors C1p, C2p, C1n, C2n, switches SW1p, SW2p, SW3p, SW1n, SW2n, SW3n, an A / D converter A / D1, and a D / A converter D / A1. Has been. MDACI + 1 has the same configuration, but all the operation timings operate in the opposite phase to that of MDACI.
図４は、図２に示した演算増幅器の回路構成図である。図４に示す演算増幅器Ａ１は、入力段Ａ１Ａと出力段Ａ１Ｂとから構成されている。入力段Ａ１Ａは、ＭＤＡＣＩ、ＭＤＡＣＩ＋１のアナログ差動出力信号Ｖｓ１ｐ、Ｖｓ１ｎ、Ｖｓ２ｐ、Ｖｓ２ｎが、差動のそれぞれに直列に接続されたＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎ、Ｍ２ｐ、Ｍ２ｎのゲートＶ１ｐ、Ｖ１ｎ、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎに入力され、Ｖａｐ、Ｖａｎのノード間には、差動間を短絡するスイッチＳＷ１が接続され、負荷となる抵抗Ｒ１、Ｒ２がそれぞれ入力段Ａ１Ａの出力Ｍｏｎ、Ｍｏｐと、電源間に接続されている。また、Ａ１Ａの出力Ｍｏｐ、ＭｏｎとＡ１Ｂの出力とＶｏｐ、Ｖｏｎとの間に、位相補償のためのコンデンサを、差動のそれぞれに２対ずつ接続しており、そのうち１対はスイッチＳＷ２ｐ、ＳＷ２ｎによって短絡、解放ができるようになっている。 FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the operational amplifier shown in FIG. The operational amplifier A1 shown in FIG. 4 includes an input stage A1A and an output stage A1B. The input stage A1A is connected to the gates V1p, V1n, V2p, and V2n of NMOS M1p, M1n, M2p, and M2n, in which the analog differential output signals Vs1p, Vs1n, Vs2p, and Vs2n of MDACI and MDACI + 1 are respectively connected in series to the differential. A switch SW1 for short-circuiting the differentials is connected between the Vap and Van nodes, and the resistors R1 and R2 serving as loads are connected between the outputs Mon and Mop of the input stage A1A and the power source, respectively. . Further, two pairs of capacitors for phase compensation are connected between the outputs Mop and Mon of A1A and the outputs of A1B and Vop and Von, respectively, one of which is a switch SW2p, SW2n. Can be short-circuited and released.
図５は、図２に示したＭＤＡＣＩ及びＭＤＡＣＩ＋１の動作を説明するためのタイミング図である。
φ１がハイレベルとなると、図３に示したＭＤＡＣＩのスイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す１の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは短絡する。演算増幅器Ａ１の入力となるＶｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉは、アナログコモン電圧ＶＩＣ＿ｉに短絡するため、Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉもＶＩＣ＿ｉを出力する。前ステージからのアナログ差動出力信号Ｖｉｐ＿ｉ、Ｖｉｎ＿ｉは、コンデンサＣ１ｐ、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎ、Ｃ１ｎにサンプルされるとともに、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１に入力され、Ａ／Ｄ１は入力された信号をアナログ信号からデジタル信号ＤＯ＿ｉに変換し、エンコーダＥ１とＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１に出力する。Ｄ／ＡコンバータＤ／Ａ１は、入力されたデジタル値に応じたアナログ値を出力する。
FIG. 5 is a timing chart for explaining operations of MDACI and MDACI + 1 shown in FIG.
When φ1 becomes a high level, the MDACI switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n shown in FIG. 3 are connected to the nodes on the one side shown in the figure, and SW3p and SW3n are short-circuited. Since Vsp_i and Vsn_i that are inputs to the operational amplifier A1 are short-circuited to the analog common voltage VIC_i, Vsp_i and Vsn_i also output VIC_i. The analog differential output signals Vip_i and Vin_i from the previous stage are sampled by the capacitors C1p, C2p, C2n, and C1n and input to the A / D converter A / D1, and the A / D1 converts the input signals into analog signals. Is converted into a digital signal DO_i and output to the encoder E1 and the D / A converter D / A1. The D / A converter D / A1 outputs an analog value corresponding to the input digital value.
φ２がハイレベルとなると、図３に示したＭＤＡＣＩのスイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す２の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは解放となる。これにより、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎにはＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１の出力がそれぞれ接続され、演算増幅器Ａ１のアナログ差動出力信号はコンデンサＣ１ｐ、Ｃ１ｎを通じて帰還が掛けられ、演算増幅器Ａ１は次式で表される出力を行う。
ＶＯＰ−ＶＯＮ＝２（Ｖｉｐ−Ｖｉｎ）−Ｖｄａｃ
ここで、Ｖｄａｃは、Ｄ／ＡコンバータＤＡ１の出力である。
When φ2 becomes high level, the MDACI switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n shown in FIG. 3 are connected to the nodes on the
VOP-VON = 2 (Vip-Vin) -Vdac
Here, Vdac is an output of the D / A converter DA1.
ＭＤＡＣＩ＋１は、逆位相で動作するため、ＭＤＡＣＩのφ１がハイレベルの時と同様の動作をしている。そのため、ＭＤＡＣＩ＋１は、演算増幅器の出力ＶＯＰ、ＶＯＮをコンデンサＣ１ｐ、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎ、Ｃ１ｎにサンプルするとともに、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１でアナログ信号からデジタル信号ＤＯ＿ｉ＋１に変換し、エンコーダＥ１とＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１に出力する。Ｄ／ＡコンバータＤ／Ａ１は、入力されたデジタル値に応じたアナログ値を出力する。演算増幅器Ａ１の入力となるＶｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１は、あるアナログコモン電圧ＶＩＣ＿ｉ＋１を出力する。 Since MDACCI + 1 operates in an opposite phase, it operates in the same manner as when MDACI φ1 is at a high level. Therefore, the MDACI + 1 samples the outputs VOP and VON of the operational amplifier into the capacitors C1p, C2p, C2n, and C1n, and converts the analog signal into the digital signal DO_i + 1 by the A / D converter A / D1, and the encoder E1 and the D / A Output to converter D / A1. The D / A converter D / A1 outputs an analog value corresponding to the input digital value. Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 that are inputs to the operational amplifier A1 output a certain analog common voltage VIC_i + 1.
演算増幅器Ａ１は、ＳＷ１が解放し、ＳＷ２ｐ、ＳＷ２ｎが短絡している。Ａ１ＡのＶ１ｐ、Ｖ１ｎにはＭＤＡＣＩのアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉが入力され、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎにはＭＤＡＣ＿ｉ＋１のアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が入力されているが、Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１は固定値ＶＩＣ＿ｉ＋１であるため、ＮＭＯＳＭ２ｐ、Ｍ２ｎは、差動対のＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎのカスコードとして働く。このため、カスコードがない場合に比べ、高い直流利得を得ることが出来る。また、ＭＤＡＣＩが増幅動作をする時には、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を出力段の入出力間に接続することでミラー効果を利用して位相余裕を確保している。 In the operational amplifier A1, SW1 is released and SW2p and SW2n are short-circuited. M1CI analog differential outputs Vsp_i and Vsn_i are input to V1p and V1n of A1A, and MDAC_i + 1 analog differential outputs Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 are input to V2p and V2n, but Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 are fixed values VIC_i + 1. Therefore, the NMOS M2p and M2n serve as a cascode for the NMOS M1p and M1n of the differential pair. For this reason, a high DC gain can be obtained as compared with the case where there is no cascode. Further, when MDACCI performs an amplifying operation, the phase margin is secured by using the mirror effect by connecting capacitors C1, C2, C3, and C4 between the input and output of the output stage.
再び、φ１がハイレベルとなると、ＭＤＡＣＩ＋１の、スイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す２の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは解放となる。これにより、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎにはＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１の出力がそれぞれ接続され、演算増幅器Ａ１のアナログ差動出力信号はコンデンサＣ１ｐ、Ｃ１ｎを通じて帰還が掛けられ、演算増幅器Ａ１は次式で表される出力を行う。
ＶＯＰ−ＶＯＮ＝２（Ｖｉｐ−Ｖｉｎ）−Ｖｄａｃ
ここで、Ｖｄａｃは、Ｄ／ＡコンバータＤＡ１の出力である。
When φ1 becomes high level again, the switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n of MDACI + 1 are connected to the nodes on the
VOP-VON = 2 (Vip-Vin) -Vdac
Here, Vdac is an output of the D / A converter DA1.
演算増幅器Ａ１は、ＳＷ１が短絡し、ＳＷ２ｐ、ＳＷ２ｎが解放される。Ａ１ＡのＶ１ｐ、Ｖ１ｎにはＭＤＡＣｉのアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉが入力され、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎにはＭＤＡＣ＿ｉ＋１のアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が入力されているが、Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉは固定値ＶＩＣ＿ｉであるため、ＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎは、電流源となるＭＯＳＭｃのカスコードとして動作する。この場合、差動対Ｍ２ｐ、Ｍ２ｎには、カスコードがないため、ＭＤＡＣＩが増幅動作をしている時と比べると直流利得は低い。しかし、通常、パイプライン型Ａ／Ｄコンバータでは、後段のステージほど、演算増幅器に必要とされる直流利得は緩和されるので問題とならない。また、カスコードによる新たな極の生成がないことや、後段のステージほどスイッチトキャパシタ回路の単位コンデンサ容量が小さく帰還率が減少するため、後段のステージでは前段のステージに比べ、位相補償用のコンデンサを小さくすることが出来る。そのため、ＭＤＡＣＩ＋１が増幅動作をする時には、コンデンサＣ１、Ｃ２のみを接続し、ミラー効果を利用して位相余裕を確保している。 In the operational amplifier A1, SW1 is short-circuited, and SW2p and SW2n are released. Analog differential outputs Vsp_i and Vsn_i of MDACi are input to V1p and V1n of A1A, and analog differential outputs Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 of MDAC_i + 1 are input to V2p and V2n, but Vsp_i and Vsn_i are fixed values VIC_i. Therefore, the NMOS M1p and M1n operate as a cascode of the MOS Mc serving as a current source. In this case, since the differential pair M2p, M2n has no cascode, the DC gain is lower than when MDACI is performing an amplification operation. However, in general, in the pipeline type A / D converter, the DC gain required for the operational amplifier is reduced as the subsequent stage is not problematic. In addition, since there is no generation of a new pole due to cascode, and the unit capacitor capacity of the switched capacitor circuit is smaller and the feedback rate is reduced in the subsequent stage, a capacitor for phase compensation is used in the subsequent stage compared to the previous stage. It can be made smaller. Therefore, when MDACI + 1 performs an amplification operation, only the capacitors C1 and C2 are connected, and the phase margin is secured by using the mirror effect.
このように、従来技術では、ＭＤＡＣＩ、ＭＤＡＣＩ＋１の電荷のサミングノードであるＶｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉ，Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が、演算増幅器の差動対に常に接続されているため、サミングノードにサンプルされた電荷のエラーが少なく、非常に高い精度で演算増幅器の共有が可能である。また、手前のＳＴＡＧＥＩが増幅期間時は、差動対に対しカスコード接続されるため、高い直流利得を得ることが出来る。 As described above, in the conventional technique, Vsp_i, Vsn_i, Vsp_i + 1, and Vsn_i + 1, which are the summing nodes of charges of MDACI and MDACI + 1, are always connected to the differential pair of the operational amplifier. Therefore, it is possible to share operational amplifiers with very high accuracy. Further, when the previous STAGE is in the amplification period, it is cascode-connected to the differential pair, so that a high DC gain can be obtained.
なお、演算増幅器としては、例えば、特許文献１のものがある。この特許文献１のものは、入力段と出力段とから構成され、入力段は、差動信号を入力する差動対のＰ型のＭＯＳトランジスタと、この差動対のＭＯＳトランジスタに定電流を供給する電流源として機能するＰ型のＭＯＳトランジスタとを備えている。また、出力段は、カスコード電流源部から出力される信号が、Ｎ型のＭＯＳトランジスタを能動負荷とするＰ型のＭＯＳトランジスタにより増幅され、出力されるようになっている。また、位相補償を行うための抵抗とキャパシタとを含んでいる。また、例えば、特許文献２には、演算増幅器とスイッチトキャパシタ回路とを備えたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータが開示されている。
An example of an operational amplifier is disclosed in
上述したように、従来の演算増幅器の共有手段では、共有する２つのステージのうち、前段のステージでより大きな位相補償容量を接続する必要がある。そのため、スイッチによって位相補償容量を短絡、解放することで実現している。しかしながら、ＭＯＳスイッチで切り替えると、スイッチの抵抗値が電源電圧や製造上のばらつきなどによって大きく影響を受けるため、位相余裕を確保しづらくなるという問題がある。
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、従来の演算増幅器の共有手段を用いた際に、電源電圧や製造上のばらつきなどの影響を最小限に抑えるように位相補償を行うようにした演算増幅器及びそれを備えたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータを提供することにある。
As described above, in the sharing means of the conventional operational amplifier, it is necessary to connect a larger phase compensation capacitor in the preceding stage among the two stages to be shared. Therefore, this is realized by short-circuiting and releasing the phase compensation capacitor by a switch. However, when switching with a MOS switch, the resistance value of the switch is greatly affected by the power supply voltage, manufacturing variations, and the like, and there is a problem that it is difficult to ensure a phase margin.
The present invention has been made in view of such problems, and the object of the present invention is to minimize the influence of power supply voltage and manufacturing variations when using a conventional means for sharing an operational amplifier. It is an object of the present invention to provide an operational amplifier and a pipeline type A / D converter provided with the same so as to suppress phase compensation.
本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、入力段（Ａ２Ａ）と出力段（Ａ２Ｂ）の２段で構成されている演算増幅器（Ａ２）において、前記入力段（Ａ２Ａ）が、縦列接続された２つの差動対（Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ，Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）と、前記縦列接続された差動対間の正極ノード（Ｖａｐ）と負極ノード（Ｖａｎ）とを短絡するスイッチ（ＳＷ１）と、前記縦列接続された差動対間の前記正極ノード（Ｖａｐ）と前記負極ノード（Ｖａｎ）のそれぞれと出力段（Ａ２Ｂ）との間に接続される位相補償用のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）とを備えていることを特徴とする。（図６）
The present invention has been made to achieve such an object, and the invention according to
また、請求項２に記載の発明は、隣接する前後２つのステージ（ＳＴＡＧＥＩ、ＳＴＡＧＥＩ＋１）が、請求項１に記載の演算増幅器（Ａ２）と、２つのスイッチトキャパシタ回路（ＭＤＡＣＩ、ＭＤＡＣＩ＋１）を備え、前記演算増幅器（Ａ２）の前記２つの差動対（Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ，Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）のうち、下段の差動対（Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ）のゲート電極に前ステージのスイッチトキャパシタ回路（ＭＤＡＣＩ）のサミングノード（図３のＶｓｐ，Ｖｓｎ）が接続され、上段の差動対（Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎ）のゲート電極に後ステージのスイッチトキャパシタ回路（ＭＤＡＣＩ＋１）のサミングノード（図３のＶｓｐ，Ｖｓｎ）が接続されることを特徴とするパイプライン型Ａ／Ｄコンバータである。（図１乃至図３，図６）
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記２つのスイッチトキャパシタ回路が、動作する位相が反転の関係にあることを特徴とする。（図２及び図３，図６）
Further, in the invention described in
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the operating phases of the two switched capacitor circuits are reversed. (FIGS. 2, 3 and 6)
本発明によれば、従来の演算増幅器の共有手段を用いた際に、電源電圧や製造上のばらつきなどの影響を最小限に抑えるように位相補償を行いようにしたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータを実現することができる。 According to the present invention, when a conventional operational amplifier sharing means is used, a pipeline type A / D converter is configured to perform phase compensation so as to minimize the influence of power supply voltage and manufacturing variations. Can be realized.
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
図６は、本発明に係る演算増幅器の実施例を説明するための回路構成図である。上述した従来技術との差異は、図２に示した演算増幅器Ａ１だけであるので、演算増幅器以外の図については割愛してある。
本実施例の演算増幅器は、入力段Ａ２Ａと出力段Ａ２Ｂの２段で構成されている。この入力段Ａ２Ａは、縦列接続された２つの差動対Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ，Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎと、縦列接続された差動対間の正極ノードＶａｐと負極ノードＶａｎとを短絡するスイッチＳＷ１と、縦列接続された差動対間の正極ノードＶａｐと負極ノードＶａｎのそれぞれと出力段Ａ２Ｂとの間に接続される位相補償用のコンデンサＣ３，Ｃ４とを備えている。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram for explaining an embodiment of an operational amplifier according to the present invention. Since the difference from the above-described prior art is only the operational amplifier A1 shown in FIG. 2, illustrations other than the operational amplifier are omitted.
The operational amplifier of this embodiment is composed of two stages, an input stage A2A and an output stage A2B. The input stage A2A includes two differential pairs M1p, M1n, M2p, and M2n connected in cascade, a switch SW1 that short-circuits the positive node Vap and the negative node Van between the differential pairs connected in cascade, and cascade connection. Phase compensation capacitors C3 and C4 connected between the positive node Vap and the negative node Van between the differential pair and the output stage A2B.
つまり、本実施例における演算増幅器Ａ２は、入力段Ａ２Ａと出力段Ａ２Ｂとから構成されている。入力段Ａ２Ａは、ＭＤＡＣＩ、ＭＤＡＣＩ＋１のアナログ差動出力信号Ｖｓ１ｐ、Ｖｓ１ｎ、Ｖｓ２ｐ、Ｖｓ２ｎが、差動のそれぞれに直列に接続されたＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎ、Ｍ２ｐ、Ｍ２ｎのゲートＶ１ｐ、Ｖ１ｎ、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎに入力され、Ｖａｐ、Ｖａｎのノード間には、差動間を短絡するスイッチＳＷ１が接続され、負荷となる抵抗Ｒ１、Ｒ２がそれぞれ入力段Ａ２Ａの出力Ｍｏｎ、Ｍｏｐと電源間に接続されている。 That is, the operational amplifier A2 in this embodiment is composed of an input stage A2A and an output stage A2B. The input stage A2A is connected to the gates V1p, V1n, V2p, and V2n of NMOS M1p, M1n, M2p, and M2n, in which analog differential output signals Vs1p, Vs1n, Vs2p, and Vs2n of MDACI and MDACI + 1 are respectively connected in series to the differential. A switch SW1 for short-circuiting the differentials is connected between the Vap and Van nodes, and the resistors R1 and R2 serving as loads are connected between the outputs Mon and Mop of the input stage A2A and the power source, respectively.
また、入力段Ａ２Ａの出力Ｍｏｐと出力段Ａ２Ｂの出力Ｖｏｐ間と、入力段Ａ２Ａの出力Ｍｏｎと出力段Ａ２Ｂの出力Ｖｏｎ間に、位相補償のためのコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されており、さらに、ＶａｐとＶｏｐ間とＶａｎとＶｏｎ間に位相補償のためのコンデンサＣ３、Ｃ４が接続されている。
続いて、図５に示したタイミング図に基づいて、本実施例の動作を信号の流れに沿って説明する。
Capacitors C1 and C2 for phase compensation are connected between the output Mop of the input stage A2A and the output Vop of the output stage A2B, and between the output Mon of the input stage A2A and the output Von of the output stage A2B. , Capacitors C3 and C4 for phase compensation are connected between Vap and Vop and between Van and Von.
Next, the operation of the present embodiment will be described along the flow of signals based on the timing chart shown in FIG.
φ１がハイレベルとなると、図３のＭＤＡＣＩのスイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す１の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは短絡する。演算増幅器Ａ２の入力となるＶｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉは、アナログコモン電圧ＶＩＣ＿ｉに短絡するため、Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉもＶＩＣ＿ｉを出力する。前ステージからのアナログ差動出力信号Ｖｉｐ＿ｉ、Ｖｉｎ＿ｉは、コンデンサＣ１ｐ、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎ、Ｃ１ｎにサンプルされるとともに、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１に入力され、Ａ／Ｄ１は入力された信号をアナログ信号からデジタル信号ＤＯ＿ｉに変換し、エンコーダＥ１とＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１に出力する。Ｄ／ＡコンバータＤ／Ａ１は、入力されたデジタル値に応じたアナログ値を出力する。 When φ1 becomes high level, the MDACI switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n in FIG. 3 are connected to the nodes on the one side shown in the figure, and SW3p and SW3n are short-circuited. Since Vsp_i and Vsn_i that are inputs to the operational amplifier A2 are short-circuited to the analog common voltage VIC_i, Vsp_i and Vsn_i also output VIC_i. The analog differential output signals Vip_i and Vin_i from the previous stage are sampled by the capacitors C1p, C2p, C2n, and C1n and input to the A / D converter A / D1, and the A / D1 converts the input signals into analog signals. Is converted into a digital signal DO_i and output to the encoder E1 and the D / A converter D / A1. The D / A converter D / A1 outputs an analog value corresponding to the input digital value.
φ２がハイレベルとなると、図３のＭＤＡＣＩのスイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す２の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは解放となる。これにより、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎにはＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１の出力がそれぞれ接続され、演算増幅器Ａ２のアナログ差動出力信号はコンデンサＣ１ｐ、Ｃ１ｎを通じて帰還が掛けられ、演算増幅器Ａ２は次式で表される出力を行う。
ＶＯＰ−ＶＯＮ＝２（Ｖｉｐ−Ｖｉｎ）−Ｖｄａｃ
ここで、Ｖｄａｃは、Ｄ／ＡコンバータＤＡ１の出力である。
When φ2 becomes high level, the MDACI switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n in FIG. 3 are connected to the nodes on the
VOP-VON = 2 (Vip-Vin) -Vdac
Here, Vdac is an output of the D / A converter DA1.
ＭＤＡＣＩ＋１は、逆位相で動作するため、ＭＤＡＣＩのφ１がハイレベルの時と同様の動作をしている。そのため、ＭＤＡＣＩ＋１は、演算増幅器の出力ＶＯＰ、ＶＯＮをコンデンサＣ１ｐ、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎ、Ｃ１ｎにサンプルするとともに、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１でアナログ信号からデジタル信号ＤＯ＿ｉ＋１に変換し、エンコーダＥ１とＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１に出力する。Ｄ／ＡコンバータＤ／Ａ１は、入力されたデジタル値に応じたアナログ値を出力する。演算増幅器Ａ２の入力となるＶｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１は、あるアナログコモン電圧ＶＩＣ＿ｉ＋１を出力する。
Since MDACCI + 1 operates in an opposite phase, it operates in the same manner as when MDACI φ1 is at a high level. Therefore, the MDACI + 1 samples the outputs VOP and VON of the operational amplifier into the capacitors C1p, C2p, C2n, and C1n, and converts the analog signal into the digital signal DO_i + 1 by the A / D converter A / D1, and the encoder E1 and the D / A Output to converter D / A1. The D / A converter D / A1 outputs an analog value corresponding to the input digital value. Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 which are inputs to the operational amplifier A2 output a certain analog common
演算増幅器Ａ２は、ＳＷ１が解放する。Ａ２ＡのＶ１ｐ、Ｖ１ｎにはＭＤＡＣＩのアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉが入力され、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎにはＭＤＡＣ＿ｉ＋１のアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が入力されているが、Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１は固定値ＶＩＣ＿ｉ＋１であるため、ＮＭＯＳＭ２ｐ、Ｍ２ｎは、差動対のＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎのカスコードとして働く。このため、カスコードがない場合に比べ、高い直流利得を得ることが出来る。また、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４はミラー効果が働き、位相余裕を確保している。
The operational amplifier A2 is released by SW1. MDACCI analog differential outputs Vsp_i and Vsn_i are input to A2A V1p and V1n, and MDAC_i + 1 analog differential outputs Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 are input to V2p and V2n, but Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 are fixed
再び、φ１がハイレベルとなると、ＭＤＡＣＩ＋１の、スイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ１ｎ、ＳＷ２ｎはそれぞれ図に示す２の側のノードに接続し、ＳＷ３ｐ、ＳＷ３ｎは解放となる。これにより、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｎにはＤ／ＡコンバータＤ／Ａ１の出力がそれぞれ接続され、演算増幅器Ａ２のアナログ差動出力信号はコンデンサＣ１ｐ、Ｃ１ｎを通じて帰還が掛けられ、演算増幅器Ａ２は次式で表される出力を行う。
ＶＯＰ−ＶＯＮ＝２（Ｖｉｐ−Ｖｉｎ）−Ｖｄａｃ
ここで、Ｖｄａｃは、Ｄ／ＡコンバータＤＡ１の出力である。
When φ1 becomes high level again, the switches SW1p, SW2p, SW1n, and SW2n of MDACI + 1 are connected to the nodes on the
VOP-VON = 2 (Vip-Vin) -Vdac
Here, Vdac is an output of the D / A converter DA1.
演算増幅器Ａ２は、ＳＷ１が短絡し、ＳＷ２ｐ、ＳＷ２ｎが解放される。Ａ２ＡのＶ１ｐ、Ｖ１ｎにはＭＤＡＣｉのアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉが入力され、Ｖ２ｐ、Ｖ２ｎにはＭＤＡＣ＿ｉ＋１のアナログ差動出力Ｖｓｐ＿ｉ＋１、Ｖｓｎ＿ｉ＋１が入力されているが、Ｖｓｐ＿ｉ、Ｖｓｎ＿ｉは固定値ＶＩＣ＿ｉであるため、ＮＭＯＳＭ１ｐ、Ｍ１ｎは、電流源となるＭＯＳＭｃのカスコードとして動作する。この場合、コンデンサＣ３、Ｃ４は、差動対を形成するＭ２ｐ、Ｍ２ｎの短絡されたソースノードに接続されているため、ミラー効果が生じない。そのため、コンデンサＣ１、Ｃ２のみミラー効果が働き、それによって位相余裕を確保している。 In the operational amplifier A2, SW1 is short-circuited, and SW2p and SW2n are released. Analog differential outputs Vsp_i and Vsn_i of MDACi are input to V1p and V1n of A2A, and analog differential outputs Vsp_i + 1 and Vsn_i + 1 of MDAC_i + 1 are input to V2p and V2n, but Vsp_i and Vsn_i are fixed values VIC_i. Therefore, the NMOS M1p and M1n operate as a cascode of the MOS Mc serving as a current source. In this case, since the capacitors C3 and C4 are connected to the short-circuited source nodes of M2p and M2n forming the differential pair, the mirror effect does not occur. Therefore, only the capacitors C1 and C2 have a mirror effect, thereby ensuring a phase margin.
このように、本発明では、コンデンサＣ３、Ｃ４が常に接続されているにも関わらず、ＳＴＡＧＥＩで帰還を掛けている時と、ＳＴＡＧＥＩ＋１で帰還を掛けている時とで、位相補償用のコンデンサの容量が都合のよいように変化し、プロセスや電源電圧変動に対して位相余裕を取りやすく出来る。これにより、消費電力やエリアを最小限に抑えることが可能となる。
また、本実施例では、コンデンサＣ３、Ｃ４をそれぞれＶｏｎ、Ｖｏｐに接続しているが、コンデンサＣ１、Ｃ２による位相補償容量を打ち消すようにしたければ、Ｃ３、Ｃ４の接続先を入れ替えてもよい。
As described above, in the present invention, the phase compensation capacitor is used when the feedback is applied with STAGEI and when the feedback is applied with STAGE + 1 even though the capacitors C3 and C4 are always connected. Capacitance changes conveniently, and phase margin can be easily taken against process and power supply voltage fluctuations. This makes it possible to minimize power consumption and area.
In this embodiment, the capacitors C3 and C4 are connected to Von and Vop, respectively. However, if the phase compensation capacity by the capacitors C1 and C2 is to be canceled, the connection destinations of C3 and C4 may be switched.
本発明は、上述した演算増幅器を備えたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータを実現している。つまり、本発明のパイプライン型Ａ／Ｄコンバータは、隣接する前後２つのステージＳＴＡＧＥＩ、ＳＴＡＧＥＩ＋１が、上述した演算増幅器Ａ２と、２つのスイッチトキャパシタ回路ＭＤＡＣＩ、ＭＤＡＣＩ＋１を備え、演算増幅器Ａ２の２つの差動対Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎ，Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎのうち、下段の差動対Ｍ１ｐ，Ｍ１ｎのゲート電極に前ステージのスイッチトキャパシタ回路ＭＤＡＣＩのサミングノードＶｓｐ，Ｖｓｎが接続され、上段の差動対Ｍ２ｐ，Ｍ２ｎのゲート電極に後ステージのスイッチトキャパシタ回路ＭＤＡＣＩ＋１のサミングノードＶｓｐ，Ｖｓｎが接続されている。また、２つのスイッチトキャパシタ回路は、動作する位相が反転の関係にある。
このようにして、従来の演算増幅器の共有手段を用いた際に、電源電圧や製造上のばらつきなどの影響を最小限に抑えるように位相補償を行いようにしたパイプライン型Ａ／Ｄコンバータを実現することができる。
The present invention realizes a pipeline type A / D converter including the operational amplifier described above. That is, in the pipeline type A / D converter of the present invention, the two adjacent stages STAGEI and STAGEI + 1 include the above-described operational amplifier A2 and the two switched capacitor circuits MDACI and MDACI + 1, and there are two differences between the operational amplifier A2. Among the dynamic pairs M1p, M1n, M2p, M2n, the summing nodes Vsp, Vsn of the switched capacitor circuit MDACI of the previous stage are connected to the gate electrodes of the lower differential pair M1p, M1n, and the upper differential pair M2p, M2n Summing nodes Vsp and Vsn of the switched capacitor circuit MDACI + 1 in the subsequent stage are connected to the gate electrode. In addition, the two switched capacitor circuits are in the relationship of inversion of operating phases.
In this way, a pipeline type A / D converter that performs phase compensation so as to minimize the influence of power supply voltage and manufacturing variations when using a common means of an operational amplifier is used. Can be realized.
Ａ１，Ａ２ 演算増幅器
Ａ１Ａ，Ａ２Ａ 入力段
Ａ１Ｂ，Ａ２Ｂ 出力段
Ａ１Ｂ１，Ａ２Ｂ２ 差動増幅器
A1, A2 operational amplifier A1A, A2A input stage A1B, A2B output stage A1B1, A2B2 differential amplifier
Claims (3)
前記入力段が、
縦列接続された２つの差動対と、
前記縦列接続された差動対間の正極ノードと負極ノードとを短絡するスイッチと、
前記縦列接続された差動対間の前記正極ノードと前記負極ノードのそれぞれと出力段との間に接続される位相補償用のコンデンサと
を備えていることを特徴とする演算増幅器。 In an operational amplifier composed of two stages, an input stage and an output stage,
The input stage is
Two differential pairs connected in cascade;
A switch for short-circuiting a positive node and a negative node between the cascaded differential pairs;
An operational amplifier comprising: a phase compensation capacitor connected between each of the positive and negative nodes between the cascaded differential pairs and an output stage.
前記演算増幅器の前記２つの差動対のうち、下段の差動対のゲート電極に前ステージのスイッチトキャパシタ回路のサミングノードが接続され、
上段の差動対のゲート電極に後ステージのスイッチトキャパシタ回路のサミングノードが接続されることを特徴とするパイプライン型Ａ／Ｄコンバータ。 Two adjacent front and rear stages comprise the operational amplifier according to claim 1 and two switched capacitor circuits,
Among the two differential pairs of the operational amplifier, the summing node of the switched capacitor circuit of the previous stage is connected to the gate electrode of the lower differential pair,
A pipelined A / D converter characterized in that a summing node of a switched capacitor circuit in a subsequent stage is connected to gate electrodes of an upper differential pair.
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