JP2014068113A - 高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を用いた送信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力増幅器で発生する歪を補償する。
【解決手段】入力デジタル映像信号をＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号に変調し、高周波中心周波数の４倍のサンプリングにアップコンバートし、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器の過渡応答の逆特性を加算し、電流出力Ｄ／Ａし、初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器で増幅し、電力増幅器出力を初段ＬＮＡに抵抗で直接帰還させ、該帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
【選択図】図１Ｄ
【解決手段】入力デジタル映像信号をＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号に変調し、高周波中心周波数の４倍のサンプリングにアップコンバートし、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器の過渡応答の逆特性を加算し、電流出力Ｄ／Ａし、初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器で増幅し、電力増幅器出力を初段ＬＮＡに抵抗で直接帰還させ、該帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
【選択図】図１Ｄ
Description
本発明は、電力増幅器により電力増幅された無線電波送信を行う送信装置から出力される非線形歪み成分を減少させる非線形歪み補償技術に関する。
従来の非線形歪み補償技術、特に、前置歪み補償方式の技術の例としては、特許文献１に記載のものがある。従来の技術では、電力増幅器で発生する周波数軸上で対称な歪である３次歪、５次歪、７次歪の補償は容易だが、周波数軸上で非対称な歪の補償は困難だった。
しかし、電力効率の高いＭＯＳ−ＦＥＴのＡＢ級増幅では、周波数軸上で非対称な歪が多く発生する（非特許文献1参照）。
ところで、ＭＯＳ−ＦＥＴはソース・ゲート間に電圧を印加するだけで導通するので、turn-on方向の過渡応答が速いが、ゲート電荷引き抜かれるまで導通し続けるので、turn-off方向の過渡応答は遅くなる。そのため、時間軸波形の上下で非対称な歪が大きくなり、周波数軸の上下でも非対称な歪が大きくなる。さらに、MOS-FETは、温度で導通抵抗が変化する。
ちなみに、Si-MOS構造でも電荷増倍ＣＣＤの様に、電荷増倍ゲート電極電圧によるゲート電界と転送電荷の積の積算量に比例して、ゲート電極に電子がトラップされ、特性が劣化する（非特許文献8参照）。
また、GaNは、ドレイン電極電圧によるゲート電界の積算量に比例して、ゲート電極に電子がトラップされ、導通抵抗が劣化する（非特許文献９参照）。
これらの変化や劣化を総称して、メモリ歪と称させる。
ところで、ＭＯＳ−ＦＥＴはソース・ゲート間に電圧を印加するだけで導通するので、turn-on方向の過渡応答が速いが、ゲート電荷引き抜かれるまで導通し続けるので、turn-off方向の過渡応答は遅くなる。そのため、時間軸波形の上下で非対称な歪が大きくなり、周波数軸の上下でも非対称な歪が大きくなる。さらに、MOS-FETは、温度で導通抵抗が変化する。
ちなみに、Si-MOS構造でも電荷増倍ＣＣＤの様に、電荷増倍ゲート電極電圧によるゲート電界と転送電荷の積の積算量に比例して、ゲート電極に電子がトラップされ、特性が劣化する（非特許文献8参照）。
また、GaNは、ドレイン電極電圧によるゲート電界の積算量に比例して、ゲート電極に電子がトラップされ、導通抵抗が劣化する（非特許文献９参照）。
これらの変化や劣化を総称して、メモリ歪と称させる。
帰還回路を搭載した40〜900MHzの広帯域SiGe-LNA（非特許文献２参照）や500〜6000MHｚで40Wと高出力で高効率で高電圧動作のGaN-HEMT（非特許文献３参照）や2700〜2900MHｚで400Wと高出力で高効率で高電圧動作のGaN-HEMT（非特許文献4参照）が製品化され、GaN-MOSFETが開発されている。また、GaN-MOSFET同等性能のSi-MOSFETも開発されている（非特許文献１１と非特許文献１２と参照）。
さらに、７６８０Ｈ×４３２０ＶのＵＨＤＴＶでは1500MHｚの映像信号を並列処理により、暗部の増幅度を高く明部の増幅度を低くするガンマ処理や、被写体輪郭の過渡応答を補償する輪郭補正処理を行っており、高速ＦＰＧＡを用いて並列数の低減中である（非特許文献5と非特許文献6参照）。また、携帯電話基地局用に、２５００ＭＨｚ１４ｂｉｔのＤＡＣも製品化された（非特許文献7参照）。高速ＦＰＧＡより高速の動的再構成ＩＣを用いたデジタルテレビ送信機も製品化された（非特許文献１０参照）。
さらに、７６８０Ｈ×４３２０ＶのＵＨＤＴＶでは1500MHｚの映像信号を並列処理により、暗部の増幅度を高く明部の増幅度を低くするガンマ処理や、被写体輪郭の過渡応答を補償する輪郭補正処理を行っており、高速ＦＰＧＡを用いて並列数の低減中である（非特許文献5と非特許文献6参照）。また、携帯電話基地局用に、２５００ＭＨｚ１４ｂｉｔのＤＡＣも製品化された（非特許文献7参照）。高速ＦＰＧＡより高速の動的再構成ＩＣを用いたデジタルテレビ送信機も製品化された（非特許文献１０参照）。
東芝レビュー 2004Vol.59No.2,ｐ34-p40、地上デジタル放送用送信機
パナソニック製ＶＨＦ／ＵＨＦ対応ローノイズアンプAN26072A、http://panasonic.co.jp/corp/news/official.data/data.dir/jn110315-1/jn110315-1.html
三菱電機MGF0846G http://www.mitsubishielectric.co.jp/news-data/2010/pdf/0722-a.pdf
住友電気工業EGN28B400M1B-R http://www.sedi.co.jp/pdf/EGN28B400M1B-R_ED1-0.pdf
Altera製 StratixV http://www.altera.co.jp/products/devices/stratix-fpgas/stratix-v/stxv-index.jsp
Xilinx製Virtex-7 HT http://japan.xilinx.com/products/virtex7/index.htm
アナログデバイセズ製2.5Gbps14bitDACAD9739A http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD9739A.pdf
ＴＩ製TC246RGB-B0 680x500PIXEL IMPACTRONTM PRIMARY COLOR CCD IMAGE SENSOR SOCS087-DECEMBER 2004-REVISED MARCH 2005
日経エレクトロニクス 2011.08.22号p67-p76(p74)
日経エレクトロニクス 2011.08.22号ｐ５９-ｐ６６(p62)
日経エレクトロニクス 2011.09.05号ｐ18 進化するSi製パワー素子 特性面でGaNに迫る
フリースケール RF LDMOSパワートランジスタMRFE6V8600H http://cache.freescale.com/files/rf_if/doc/data_sheet/MRFE6VP8600H.pdf?fsrch=1&sr=3
本発明は、電力増幅器で発生する歪を安定に補償し低減することを目的とする。
本発明は、上記の目的を達成するために、入力信号をデジタル変調しＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号にする変調部と、高周波中心周波数の８倍のサンプリングにアップコンバートするアップコンバータとを有し、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算する線形化部と、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器とからなり、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することを特徴とする歪補償を用いた高周波電力増幅器である。
さらに、入力信号をデジタル変調しＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号にする変調部と、高周波中心周波数の８倍のサンプリングにアップコンバートするアップコンバータとを有し、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算する線形化部と、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）ＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の（ＡＧＣ等の増幅度安定化）電力増幅器とからなり、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することと、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）ＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の（ＡＧＣ等の増幅度安定化）電力増幅器とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することと、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する線形化部と、遅延部と遅延信号を加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域の化合物半導体HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETまたはSuperJunction構造のSi製のMOSFETで構成された）電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、Ｃ級PushとＣ級Pullとの電力増幅器と、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の電力増幅器で増幅し
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
の少なくとも一方を特徴とする歪補償を用いた高周波電力増幅器である。
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、Ｃ級PushとＣ級Pullとの電力増幅器と、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の電力増幅器で増幅し
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
の少なくとも一方を特徴とする歪補償を用いた高周波電力増幅器である。
また、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器とと、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号をPushとPullとたすき掛けに逆相で前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する歪補償を用いた高周波電力増幅器を用い、上記デジタル変調をOFDM変調とすることを特徴とする送信機である。
さらに、（放送用送信機）上記の送信機において、上記OFDM変調をガードインターバル付きOFDM変調とし、上記入力信号をTS信号とすることを特徴とする送信機である。
以上説明したように本発明によれば、電力増幅器で発生する歪を安定に補償し低減することが可能になる。
入力デジタル映像信号をＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号に変調し、高周波中心周波数の４倍のサンプリングにアップコンバートし、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器の過渡応答の逆特性を加算し、電流出力Ｄ／Ａし、初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器で増幅し、電力増幅器出力を初段ＬＮＡに抵抗で直接帰還する。抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
図１Aは、線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償との本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図であり、図１Ｂは、線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償の本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図であり、図１Ｃは線形補償と過渡応答補償の前置歪補償をループ前に置くHybrid Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図であり、図１Ｄは線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くRF Digital Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図であり、図１Ｅは線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くアイソレータでプッシュプルを分離したRF Digital Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図である。
図１Aから図１Ｅにおいて、１はＳＤＩをＴＳに変換するＭＰＥＧエンコーダー（ＥＮＣ）、２はＴＳをＩ／Ｑ信号に変換するＯＦＤＭ／ＱＡＭ直交変調器（Ｉ／ＱＭＯＤ）、３はＩ／Ｑ信号を出力搬送波の８倍に変換するとともにピークを抑圧する変換器（UpCon）、４は出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）、４Ａは出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級プッシュプル増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）である。５は出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、５Ａと５Ｂは出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、６と６Ａと６Ｂは出力搬送波の８倍で動作するデジタル／アナログ変換器（DAC）、７と７Ａと７Ｂと８と８Ａと８Ｂは出力搬送波から８倍までの周波数で動作する（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）増幅器（ＬＮＡ）で、７Ｃと７Ｄと７Ｅと８Ｃと８Ｄと８Ｅとは出力搬送波から１６倍までの周波数で動作する増幅器（ＬＮＡ）である。また、９は出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PA）、９Ａと９Ｂは出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PA）（並列接続が多い）で、９Ｃは出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PAで）、９Ｄと９Ｅは出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PA）（並列接続が多い）である。１０と１０Ａと１０Ｂは出力搬送波で動作する検波器、１１と１１Ａと１１Ｂは出力搬送波で動作する方向性結合器、１２は出力搬送波で動作する帯域通過濾波器（Band Pass Filter：ＢＰＦ）、１３は出力搬送波で動作するアンテナ（Antenna）である。
また、図１Aから図１Ｅにおいて、１４と１４Ａと１４Ｂは出力搬送波から４倍までの周波数で動作するプッシュプル合成器、１５Ａと１５Ｂと１５Ｃと１５Ｄは出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、１６と１６Ａと１６Ｂとは出力搬送波の８倍で動作する加算器である。１７は出力搬送波から８倍までの周波数で動作する金属被膜抵抗（直列接続が多い）、１８Ａは出力搬送波の８倍で動作するバッファー（Buffer）、１８Ｂは出力搬送波の８倍で動作する反転バッファー（Inverter）、１９Ａと１９Ｂは出力搬送波から４倍までの周波数で動作するアイソレーターである。
図２Ａは過渡応答補償の構成を示すブロック図であり、図２Ｂは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図である。
図２Aと図２Ｂにおいて、４０は立ち上がり立下り判定、遅延量選択部、４１は過渡応答強調信号生成部、４３は過渡応答補正部である。Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ６：出力搬送波の８倍で動作する反転増幅器、Ｐ３：出力搬送波の８倍で動作する増幅器である。４５と４６と４７と４８と４９と５０と５１は出力搬送波の８倍で動作する加算器である。
図２Aと図２Ｂにおいて、４０は立ち上がり立下り判定、遅延量選択部、４１は過渡応答強調信号生成部、４３は過渡応答補正部である。Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ６：出力搬送波の８倍で動作する反転増幅器、Ｐ３：出力搬送波の８倍で動作する増幅器である。４５と４６と４７と４８と４９と５０と５１は出力搬送波の８倍で動作する加算器である。
図３ＡはA級増幅の図１Ａ又は図1Ｃにおける、図２Ａの過渡応答補償の動作の模式図であり、図３ＢはA級増幅の図１Ａ又は図1Ｃにおける、図2BのTurn-off遅延が多い過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作の模式図である。
図３ＣはPushとPull出力合成のAB級増幅の図１Ｂ又は図１Ｄにおける、図２Ａの過渡応答補償の動作の模式図であり、図３ＤはPushとPull出力合成のAB級増幅の図１Ｂ又は図１Ｄにおける、図２ＢのTurn-off遅延が多い過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作の模式図である。
図３ＣはPushとPull出力合成のAB級増幅の図１Ｂ又は図１Ｄにおける、図２Ａの過渡応答補償の動作の模式図であり、図３ＤはPushとPull出力合成のAB級増幅の図１Ｂ又は図１Ｄにおける、図２ＢのTurn-off遅延が多い過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作の模式図である。
図４Ａは図２Ａの過渡応答補償の動作のフローチャートであり、図３Ａと図３Ｃの動作に対応する。図４Ｂは図２ＢのTurn-off遅延が多い過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートであり、図３Ｂと図３Ｄの動作に対応する。
以下に本発明について説明する。
以下に本発明について説明する。
背景技術の各非特許文献の素子の高速化を利用し、高周波出力搬送波の８倍の周波数で動作するＤ／Ａと、高周波出力搬送波から８倍までの周波数で動作する内部帰還やＡＧＣ等の増幅度を安定化した増幅器（ＬＮＡ）と、高周波出力搬送波から４倍までの周波数で動作する電力増幅器を用い、電力増幅器の非線形性の逆特性と過渡応答の逆特性とを、高周波のデジタル領域で前置補償する。電力増幅器の出力を方向性結合器経由で検波し、AGCをかけて、高周波出力レベルを安定化する。
以下、線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償との本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Aと、過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、Ａ級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＡまたはＡ級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂとを用いて説明する。
以下、線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償との本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Aと、過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、Ａ級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＡまたはＡ級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂとを用いて説明する。
過渡応答補償の模式図の図３Ａのように、Turn-onが早いので補償なしで、Turn-oｆｆが多く遅い補償遅延の少ない信号に差し替え、Turn-oｆｆが少し遅い補償遅延の少ない信号に差し替える。
そのため、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａの２２のように、3ｄと4ｄとを比較し、3d≤4dなら２５のように3dを選択する。
そして、3ｄ＞4ｄなら２３のように3ｄと4ｄ+Aとを比較し、3d≤4d+Aなら、２６のように2ｄを選択する。さらに、3d＞4d+Aなら、２４のように3ｄと4ｄ+A＋Bとを比較し、3d≤4d+A+Bなら２７のように1ｄを選択する。そして、3d＞4d+A+Bなら２８のように0ｄを選択する。
そのため、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａの２２のように、3ｄと4ｄとを比較し、3d≤4dなら２５のように3dを選択する。
そして、3ｄ＞4ｄなら２３のように3ｄと4ｄ+Aとを比較し、3d≤4d+Aなら、２６のように2ｄを選択する。さらに、3d＞4d+Aなら、２４のように3ｄと4ｄ+A＋Bとを比較し、3d≤4d+A+Bなら２７のように1ｄを選択する。そして、3d＞4d+A+Bなら２８のように0ｄを選択する。
または、過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｂのように、Turn-onが早いので補償なしで、Turn-oｆｆが多く遅い補償遅延の少ない信号に差し替え、前後信号の差分を加算し、Turn-oｆｆが少し遅い補償遅延の少ない信号に差し替え、前後信号の差分を加算する。
そのため、過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂの２２のように、3ｄと4ｄとを比較し、3d≤4dなら２５のように3dを選択する。
そして、3ｄ＞4ｄなら３０のように、4ｄと5ｄを比較し、4d≤5ｄなら３１のように出力に1ｄを選択する。4d＞5ｄなら３２のように出力に0ｄを選択し4d-5dを加算する。
さらに、３３のように4ｄと5ｄ+Bとを比較し、4d≤5d+Bなら終了し、4d＞5d+Bなら３４のように出力からKを減算する。
また、３５のように4ｄと5ｄ+B+Cとを比較し、4d≤5d+B+Cなら終了し、4d＞5d+B+Cなら３６のように出力からLを減算し終了する。
そのため、過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂの２２のように、3ｄと4ｄとを比較し、3d≤4dなら２５のように3dを選択する。
そして、3ｄ＞4ｄなら３０のように、4ｄと5ｄを比較し、4d≤5ｄなら３１のように出力に1ｄを選択する。4d＞5ｄなら３２のように出力に0ｄを選択し4d-5dを加算する。
さらに、３３のように4ｄと5ｄ+Bとを比較し、4d≤5d+Bなら終了し、4d＞5d+Bなら３４のように出力からKを減算する。
また、３５のように4ｄと5ｄ+B+Cとを比較し、4d≤5d+B+Cなら終了し、4d＞5d+B+Cなら３６のように出力からLを減算し終了する。
映像信号を圧縮したTS信号をデジタル変調しＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号にする変調部と、高周波中心周波数の８倍のサンプリングにアップコンバートするアップコンバータとを有し、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算する線形化部と、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の8倍以上の帯域のＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器とからなり、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅する。
実施例１の効果は、Linearizerは、静的な歪の非直線性を逆特性に補償する。Transient Compensatorは、MOS-FETはturn-on速いがturn-offはゲート電荷引き抜かれるまで遅くなるのを、MOS-FET過渡応答の逆特性を入力信号に加算して補償する。又は、4fsc
Transient Compensatorは、入力信号を1Clk単位に２ＮClk遅延し、ＮClk遅延した信号から前後の信号を減算し、カメラの輪郭強調の様に過渡応答の逆特性を入力信号に加算して、直交変調波の過渡応答を簡易に補償することである。
実施例１は、VHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の小電力放送に適している。
実施例１の効果は、Linearizerは、静的な歪の非直線性を逆特性に補償する。Transient Compensatorは、MOS-FETはturn-on速いがturn-offはゲート電荷引き抜かれるまで遅くなるのを、MOS-FET過渡応答の逆特性を入力信号に加算して補償する。又は、4fsc
Transient Compensatorは、入力信号を1Clk単位に２ＮClk遅延し、ＮClk遅延した信号から前後の信号を減算し、カメラの輪郭強調の様に過渡応答の逆特性を入力信号に加算して、直交変調波の過渡応答を簡易に補償することである。
実施例１は、VHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の小電力放送に適している。
線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償の本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｂと、PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄを用いて実施例１との相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄにおいて、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、電力増幅器の非線形性の逆特性と過渡応答の逆特性とを、高周波のデジタル領域で前置補償する。
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅する。
実施例２の効果は、Transient Compensatorは、MOS-FETはturn-on速いがturn-offはゲート電荷引き抜かれるまで遅くなるのを、PushとPullと個別に、MOS-FET過渡応答の逆特性を入力信号に加算して補償することである。
実施例２は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の小電力放送に適している。
実施例２は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の小電力放送に適している。
線形補償と過渡応答補償の前置歪補償をループ前に置くHybrid
Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｃを用いて実施例１と実施例２との相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｃを用いて実施例１と実施例２との相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
背景技術の各非特許文献の素子の高速化を利用し、高周波出力搬送波から１６倍までの周波数で動作し遅延も高周波出力搬送波周期の１／１６の増幅器（ＬＮＡ）と、高周波出力搬送波から８倍までの周波数で動作し遅延も高周波出力搬送波周期の１／８の電力増幅器を用い合計遅延が高周波出力搬送波周期の１／４として、電力増幅器の非線形性の逆特性と過渡応答の逆特性とを、高周波のデジタル領域で前置補償する。
さらに合計遅延が高周波出力搬送波周期の１／４と少ないことを利用し、電力増幅器の出力を増幅器（ＬＮＡ）入力に抵抗で直接帰還し、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。抵抗で直接帰還する帰還量が少ないので、帰還抵抗は抵抗値が特性抵抗に比べ高くなるので、電力定格は少なくて良く、帰還経路のインピーダンス変換の必要性もない。
さらに合計遅延が高周波出力搬送波周期の１／４と少ないことを利用し、電力増幅器の出力を増幅器（ＬＮＡ）入力に抵抗で直接帰還し、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。抵抗で直接帰還する帰還量が少ないので、帰還抵抗は抵抗値が特性抵抗に比べ高くなるので、電力定格は少なくて良く、帰還経路のインピーダンス変換の必要性もない。
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する線形化部と、遅延部と遅延信号を加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
実施例３の効果は、帰還ループ遅延が100MHzの1/4周期2.5nsと短く安定で、線形と過渡応答の前置歪補償で非対称歪低減しているので、歪改善FB(例えば12dB)分の利得と帯域幅とを増加するだけで良いことである。
実施例３は、VHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の放送に適している。
実施例３は、VHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の放送に適している。
線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くRF Digital Feed
Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｄを用いて実施例１から実施例３までとの相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄは実施例２と同様である。
Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｄを用いて実施例１から実施例３までとの相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄは実施例２と同様である。
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、電力増幅器の非線形性の逆特性と過渡応答の逆特性とを、高周波のデジタル領域で前置補償する。
さらに合計遅延が高周波出力搬送波周期の１／４と少ないことを利用し、PushとPullと合成された、電力増幅器の出力を増幅器（ＬＮＡ）入力に抵抗で直接帰還し、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号をPushとPullとたすき掛けに逆相で前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
さらに合計遅延が高周波出力搬送波周期の１／４と少ないことを利用し、PushとPullと合成された、電力増幅器の出力を増幅器（ＬＮＡ）入力に抵抗で直接帰還し、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号をPushとPullとたすき掛けに逆相で前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器とと、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力にたすき掛けに加算する。
実施例４の効果は、PushとPullと出力合成で混合されて抵抗等の減衰器の帰還回路で帰還されても、（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号をPushとPullとたすき掛けに逆相で加算して補正してあり、安定に動作することである。
実施例４は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
実施例４は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くアイソレータでプッシュプルを分離したRF Digital Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｅを用いて実施例１から実施例４までとの相違点のみ説明する。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄは実施例２と同様である。
過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の構成を示すブロック図の図２Ｂと、過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ａまたは過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の動作のフローチャートの図４Ｂは実施例１と同様である。
PushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答補償の模式図の図３ＣまたはPushとPull出力合成のAB級増幅の過渡応答強調信号を含んだ過渡応答補償の模式図の図３Ｄは実施例２と同様である。
アイソレータが小型低価格になる場合の代替え手段として、アイソレータで電力増幅器出力とPushとPull合成とを分離させて、Push-Pullをそれぞれ個別に、抵抗で直接帰還と、電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する。
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器とと、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のGaN-HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅しアイソレータでPushとPullと出力を分離させて帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する。
実施例５の効果は、２ヶのアイソレータが必要で構成は複雑になるが、Push-Pullをそれぞれ個別に制御でき、より歪を低減できることである。
実施例５は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
実施例５は、VHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くアイソレータでプッシュプルを分離したRF Digital Feed Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｆを用いて実施例１から実施例５までとの相違点のみ説明する。
実施例３の図１Ｃとの相違は、フィードバックがＰＡ単体となっていることでる。
実施例６は、実施例３同様にVHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の放送に適している。
実施例６は、実施例３同様にVHF低周波数帯のシングルＱＡＭ等の直交変調波の放送に適している。
線形補償と過渡応答補償のRF前置歪補償ループ前に置くRF Digital Feed
Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｇを用いて実施例１から実施例６までとの相違点のみ説明する。
Backの本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｇを用いて実施例１から実施例６までとの相違点のみ説明する。
実施例４の図１Ｄとの相違は、フィードバックがＰＡ単体となっていることでる。
実施例７は、実施例４同様にVHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
実施例７は、実施例４同様にVHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
Ｃ級Push-pullで効率向上し、ＡＢ級Push-pullでFeed Backで歪低減する本発明の１実施例の放送機の全体構成を示すブロック図の図１Ｇを用いて実施例１から実施例７までとの相違点のみ説明する。
実施例７の図１Ｇとの相違は、Ｃ級Push-pullで効率向上し、ＡＢ級Push-pullでFeed Backで歪低減することでる。
実施例８は、実施例７同様にVHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
実施例８は、実施例７同様にVHF低周波数帯のＯＦＤＭ等の平均電力に比べてピーク電力の大きい直交変調波の広域放送に適している。
以上説明したように、本発明は、RF前置歪補償とRFフィードバックとを組み合わせることにより、VHF低周波数帯での広帯域の送信機の歪率を低減し、VHF低周波数帯での広帯域の放送に適している。
１：ＳＤＩをＴＳに変換するＭＰＥＧエンコーダー（ＥＮＣ）、
２：ＴＳをＩ／Ｑ信号に変換するＯＦＤＭ／ＱＡＭ直交変調器（Ｉ／ＱＭＯＤ）、
３：Ｉ／Ｑ信号を出力搬送波の８倍に変換するとともにピークを抑圧する変換器（UpCon）、
４：出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）、
４Ａ：出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級プッシュプル増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）、
５：出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、
５Ａ，５Ｂ：出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、
６，６Ａ，６Ｂ：出力搬送波の８倍で動作するデジタル／アナログ変換器（DAC）、
７，７Ａ，７Ｂ，８，８Ａ，８Ｂ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作する（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）増幅器（ＬＮＡ）、
７Ｃ，７Ｄ，７Ｅ，８Ｃ，８Ｄ，８Ｅ：出力搬送波から１６倍までの周波数で動作する増幅器（ＬＮＡ）、
９：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PA）、
９Ａ，９Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（PA）、
９Ｃ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（PA）、
９Ｄ，９Ｅ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（PA）、
１０，１０Ａ，１０Ｂ：出力搬送波で動作する検波器、
１１，１１Ａ，１１Ｂ：出力搬送波で動作する方向性結合器、
１２：出力搬送波で動作する帯域通過濾波器（Band Pass Filter：ＢＰＦ）、
１３：出力搬送波で動作するアンテナ（Antenna）、
１４，１４Ａ，１４Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するプッシュプル合成器、
１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、
１６，１６Ａ，１６Ｂ，４５，４６，４７，４８、４９，５０，５１：出力搬送波の８倍で動作する加算器、
１７：出力搬送波から８倍までの周波数で動作する金属被膜抵抗（直列接続が多い）
１８Ａ：出力搬送波の８倍で動作するバッファー（Buffer）、
１８Ｂ：出力搬送波の８倍で動作する反転バッファー（Inverter）、
１９Ａ，１９Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するアイソレーター、
４０：立ち上がり立下り判定、遅延量選択部、
４１：過渡応答強調信号生成部、
４３：過渡応答補正部、
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、
Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ６：出力搬送波の８倍で動作する反転増幅器、
Ｐ３：出力搬送波の８倍で動作する増幅器、
２：ＴＳをＩ／Ｑ信号に変換するＯＦＤＭ／ＱＡＭ直交変調器（Ｉ／ＱＭＯＤ）、
３：Ｉ／Ｑ信号を出力搬送波の８倍に変換するとともにピークを抑圧する変換器（UpCon）、
４：出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）、
４Ａ：出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級プッシュプル増幅用前置（歪逆補正）線形化器（Linearizer）、
５：出力搬送波の８倍で動作するＡ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、
５Ａ，５Ｂ：出力搬送波の８倍で動作するＡＢ級増幅用前置過渡応答逆補正器（Transient Compensator）、
６，６Ａ，６Ｂ：出力搬送波の８倍で動作するデジタル／アナログ変換器（DAC）、
７，７Ａ，７Ｂ，８，８Ａ，８Ｂ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作する（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）増幅器（ＬＮＡ）、
７Ｃ，７Ｄ，７Ｅ，８Ｃ，８Ｄ，８Ｅ：出力搬送波から１６倍までの周波数で動作する増幅器（ＬＮＡ）、
９：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（Power Amp：PA）、
９Ａ，９Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（PA）、
９Ｃ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡ級増幅大電力増幅器（PA）、
９Ｄ，９Ｅ：出力搬送波から８倍までの周波数で動作するＡＢ級増幅大電力増幅器（PA）、
１０，１０Ａ，１０Ｂ：出力搬送波で動作する検波器、
１１，１１Ａ，１１Ｂ：出力搬送波で動作する方向性結合器、
１２：出力搬送波で動作する帯域通過濾波器（Band Pass Filter：ＢＰＦ）、
１３：出力搬送波で動作するアンテナ（Antenna）、
１４，１４Ａ，１４Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するプッシュプル合成器、
１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、
１６，１６Ａ，１６Ｂ，４５，４６，４７，４８、４９，５０，５１：出力搬送波の８倍で動作する加算器、
１７：出力搬送波から８倍までの周波数で動作する金属被膜抵抗（直列接続が多い）
１８Ａ：出力搬送波の８倍で動作するバッファー（Buffer）、
１８Ｂ：出力搬送波の８倍で動作する反転バッファー（Inverter）、
１９Ａ，１９Ｂ：出力搬送波から４倍までの周波数で動作するアイソレーター、
４０：立ち上がり立下り判定、遅延量選択部、
４１：過渡応答強調信号生成部、
４３：過渡応答補正部、
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６：出力搬送波の８倍で動作する遅延器（Delay）、
Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ６：出力搬送波の８倍で動作する反転増幅器、
Ｐ３：出力搬送波の８倍で動作する増幅器、
Claims (4)
- 入力信号をデジタル変調しＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号にする変調部と、高周波中心周波数の８倍のサンプリングにアップコンバートするアップコンバータとを有し、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算する線形化部と、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器とからなり、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することを特徴とする歪補償を用いた高周波電力増幅器。 - 入力信号をデジタル変調しＩ軸とＱ軸とのベースバンド入力デジタル変調信号にする変調部と、高周波中心周波数の８倍のサンプリングにアップコンバートするアップコンバータとを有し、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算する線形化部と、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）ＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の（ＡＧＣ等の増幅度安定化）電力増幅器とからなり、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することと、
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（内部帰還やＡＧＣ等の増幅度安定化）ＬＮＡと、高周波中心周波数の４倍以上の帯域の（ＡＧＣ等の増幅度安定化）電力増幅器とを有し、
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＬＮＡと高周波中心周波数の４倍以上の帯域の電力増幅器で増幅することと、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算する線形化部と、遅延部と遅延信号を加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域の化合物半導体HEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（GaN-MOSFETまたはSuperJunction構造のSi製のMOSFETで構成された）電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、
電力増幅器の非線形性の逆特性を加算し、電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、
PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、
PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、Ｃ級PushとＣ級Pullとの電力増幅器と、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器と、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
Ｃ級PushとＣ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の電力増幅器で増幅し
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、
ＡＢ級PushとＡＢ級Pullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域のＡＢ級PushとＡＢ級Pullとの電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号を前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算することと、
の少なくとも一方を特徴とする歪補償を用いた高周波電力増幅器。 - PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算する線形化部と、
PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算過渡応答補償部と、遅延信号を加算する加算部と、Ｄ／Ａと、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と、高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器とと、抵抗等の減衰器の帰還回路とを有し、PushとPullと個別に電力増幅器の静的な非直線性を逆特性の逆特性とを加算し、PushとPullと個別に電力増幅器のturn-on方向の過渡応答の逆特性とturn-off方向の過渡応答の逆特性とを加算し、遅延信号を加算し、Ｄ／Ａし、（高周波中心周波数の１６倍以上の帯域のHEMTで構成された）高周波中心周波数の８倍以上の帯域の励振器と高周波中心周波数の８倍以上の帯域の（MOSFETで構成された）電力増幅器で増幅し帰還させ、抵抗で直接帰還する出力の（信号処理と初段ＬＮＡと次段ＬＮＡと電力増幅器との）遅延分遅らせた前記アップコンバートした信号をPushとPullとたすき掛けに逆相で前記電流出力Ｄ／Ａ入力に加算する歪補償を用いた高周波電力増幅器を用い、上記デジタル変調をOFDM変調とすることを特徴とする送信機。 - 請求項３の送信機において、上記OFDM変調をガードインターバル付きOFDM変調とし、上記入力信号をTS信号とすることを特徴とする送信機。
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| JP2009260489A (ja) * | 2008-04-14 | 2009-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数補正プレディストータ |
| JP2009303206A (ja) * | 2008-05-13 | 2009-12-24 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 個体撮像装置及び監視システム |
| JP2010278929A (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-09 | Toshiba Corp | 画像処理装置 |
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