JP2014064393A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の電圧が変動しても、負荷の電流が一定になるようにすること。
【解決手段】補正手段（ボトム検出回路３０）により、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動が検出され、該検出された負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動に応じて制御手段（制御回路１）によるスイッチング素子（Ｑ１）をオンするタイミングが補正されることで、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧が変動しても、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の平均電流（平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ））が一定にされるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、たとえばＬＥＤ（発光ダイオード）等の光源を点灯させるスイッチング電源装置に関する。

従来より、ＬＥＤ（発光ダイオード）等の光源を点灯させる場合、高効率化のために定電流型のスイッチング電源装置が用いられている場合が多い。

このようなスイッチング電源装置として、たとえば特許文献１では、商用交流電源からの電流を全波整流器により全波整流し、容量の小さい第１のコンデンサからスイッチング電源回路部にほぼ全波整流波形となる脈流電圧を印加し、スイッチング電源回路部のスイッチングによるパルス電圧を第２のコンデンサで平滑し、ＬＥＤ発光部に印加するようにしたＬＥＤ点灯装置を提案している。

特開２００９−１３４９４５号公報

上述した特許文献１では、商用交流電源からの入力電流が全波の谷部を除いたほぼ全域で流れる波形となり、第２のコンデンサで平滑した電圧がＬＥＤ発光部に印加されることで、入力電流の高調波成分を低減しながら、直流平滑電圧で点灯させた場合と同等の光出力が得られるようになっている。

ところで、このようなＬＥＤ点灯装置では、負荷であるＬＥＤの電圧が変動すると、ＬＥＤの明るさも変動してしまうことがある。

このような現象について、図９及び図１０を参照しながら説明する。ここで、図９はＬＥＤを点灯させるためのスイッチング電源装置の一例を示す図であり、図１０はその動作波形を示す図である。

なお、図１０において、（ａ）に示すＩ_ＬＥＤは図９のＬＥＤに流れる電流である。同図（ｂ）に示すＶ_ＲＥＦは図９の基準電圧Ｖ_ＲＥＦである。同図（ｃ）に示すＶ_ＳＥＮは図９のＳＥＮ端子での検知電圧である。同図（ｄ）に示すＶ_ＯＵＴは図９のＯＵＴ端子での電圧変動を示している。同図（ｅ）は図９のスイッチング素子Ｑ_１のオン／オフを示している。

まず、図９において、制御回路１からのオン信号によりスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１がターンオンすると、電源電圧（直流）Ｖ１→ＬＥＤ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ１の経路で電流Ｉ_ｏｎが流れる。

電流Ｉ_ｏｎが電流検出抵抗Ｒ１に流れることで、電流Ｉ_ｏｎに比例した検知電圧Ｖ_ＳＥＮがＳＥＮ端子に生じる。検知電圧Ｖ_ＳＥＮはコンパレータ２によって外部の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較されており、電圧がＶ_ＳＥＮ＞Ｖ_ＲＥＦとなった時点で制御回路１がスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。

このとき、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギにより、ＬＥＤにはインダクタＬ１→ダイオードＤ１→ＬＥＤの経路で電流Ｉ_ｏｆｆが流れる。そして、制御回路１とコンデンサＣ１の容量で設定される一定のオフ時間ｔ_ｏｆｆが経過すると、再び制御回路１がスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。

このようなスイッチング電源装置では、簡素な回路構成での制御が可能であり、部品点数が少ないため、狭い実装面積が要求される用途に適している。

ところが、このようなスイッチング電源装置では、ＬＥＤの電圧Ｖ_ＬＥＤが変動すると、ＬＥＤの明るさも変動してしまう。

この現象について、図１１を参照しながら説明する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオン時の電流Ｉ_ｏｎのピークＩ_ｐｅａｋは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと電流検出抵抗Ｒ１によって決まるため、ＬＥＤ電圧の変動にほとんど影響を受けない。また、スイッチング素子Ｑ１がオフ時の電流Ｉ_ｏｆｆの傾斜ｄｉ／ｄｔは、ＬＥＤ電圧とインダクタＬ１のインダクタンスによって決まり、オフ時間ｔ_ｏｆｆは制御回路１とコンデンサＣ１の容量で一定に設定される。また、オフ時の電流Ｉｏｆｆの傾斜ｄｉ／ｄｔが変化すると、電流Ｉｏｆｆが０になるまでの時間が変化する。

このため、同図に示すように、ＬＥＤ電圧が変動するとオフ期間の電流波形の変化によりＬＥＤの平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ）が変化する。この場合、ＬＥＤの光束は順方向電流に比例するため、平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ）が変化すると、ＬＥＤの明るさも変化してしまうことになる。

なお、ＬＥＤ電圧の変動は、温度や製造バラツキによって生じることが知られている。よって、これらの要因により、負荷であるＬＥＤの電圧が変動しても、ＬＥＤの順方向電流、すなわちＬＥＤの平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ）が一定になるようにすることができる装置の開発が望まれていた。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、負荷の電圧が変動しても、負荷の平均電流が一定になるようにすることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源装置は、負荷に対して定電流を供給するスイッチング電源装置であって、電源からの電力を前記負荷に供給する電力供給回路と、該電力供給回路からの電力の供給をスイッチング動作により制御するスイッチング制御回路と、該スイッチング制御回路によるスイッチング動作を補正する補正手段とを備え、前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記負荷に流れる電流から電圧を検知する電圧検知手段と、該電圧検知手段によって検知された電圧が基準電圧を超えると前記スイッチング素子をオフし、一定のオフ時間が経過すると前記スイッチング素子をオンする制御手段とを有し、前記補正手段は、前記負荷の電圧変動を検出し、該検出した前記負荷の電圧変動に応じて前記制御手段による前記スイッチング素子をオンするタイミングを補正することを特徴とする。
また、前記電力供給回路は、前記負荷に対して直列接続されたインダクタと、該インダクタの他端側に対してアノード側が接続され、更にカソード側が直流電源に接続されたダイオードとを有し、前記補正手段は、前記インダクタに流れる電流が０になった後の前記ダイオードと前記インダクタとの間の電圧の振動のボトム点を検出し、該検出したボトム点で前記スイッチング素子がオンするように補正するボトム検出回路であることを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記スイッチング素子をオンさせるためのタイミングを示す電圧を取り込む電圧取込端子を有し、前記ボトム検出回路は、前記電圧をクランプするクランプ素子と、前記振動の立ち下がりによりクランプ素子にかかる電圧が立ち下がるとオンし、前記電圧取込端子を前記スイッチング素子をオンさせるための電圧になるようにプルアップするプルアップ素子とを有することを特徴とする。
本発明のスイッチング制御回路では、補正手段により、負荷の電圧変動が検出され、該検出された負荷の電圧変動に応じて制御手段によるスイッチング素子をオンするタイミングが補正される。

本発明のスイッチング電源装置によれば、補正手段により、負荷の電圧変動が検出され、該検出された負荷の電圧変動に応じて制御手段によるスイッチング素子をオンするタイミングが補正されることから、負荷の電圧が変動しても、負荷の平均電流が一定になるようにすることができる。

本発明のスイッチング電源装置の一実施形態を示す図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。 図１のスイッチング電源装置のボトム検出回路による動作を説明するための図である。 図１のスイッチング電源装置のボトム検出回路による動作を説明するための図であって、同図（ａ）はボトム検出回路により、スイッチング素子のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこんだ場合を示す動作波形図であり、同図（ｂ）は同図４（ａ）の時間スケールを１０倍に引き延ばした動作波形図である（ただし、矢印ｅに示す時点以後の電圧波形が正弦波状に変化している部分は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこまない場合を示す動作波形図である。）。 図１のスイッチング電源装置のボトム検出回路による動作を説明するためのものであって、ＬＥＤ電圧に対するＬＥＤ電流の実験結果（ロードレギュレーション）を示す図である。 図１のボトム検出回路の構成を変えた場合の他の例を示す図である。 図１のボトム検出回路の構成を変えた場合の他の例を示す図である。 図１のボトム検出回路の構成を変えた場合の他の例を示す図である。 従来のＬＥＤを点灯させるためのスイッチング電源装置の一例を示す図である。 図９のスイッチング電源装置での動作波形を示す図である。 図９のスイッチング電源装置での動作波形を示す図である。

以下、本発明のスイッチング電源装置の一実施形態について説明する。なお、以下に示す図において、図９と共通する部分には同一符号を付し、重複する説明については適宜行うものとする。

まず、図１に示すように、スイッチング電源装置は、スイッチング制御回路１０と、電力供給回路２０と、ボトム検出回路３０とを備えている。

スイッチング制御回路１０は、制御回路１、コンパレータ２、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ_１を備えている。制御回路１は、ＬＥＤを点灯させるためのＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。

ここで、制御回路１には、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１のゲート、コンパレータ２の出力側、ＰＷＭ端子６が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、ＯＵＴ端子３に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、電流検出抵抗Ｒ１が接続されているＳＥＮ端子４と、コンパレータ２の−端子との間に接続されている。

コンパレータ２の＋端子は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦが接続されているＲＥＦ端子５に接続されている。ＰＷＭ端子６には、コンデンサＣ１とボトム検出回路３０とが接続されている。

電力供給回路２０は、電源電圧（直流）Ｖ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を備えている。ここで、ダイオードＤ１のカソード側及びＬＥＤ２１のアノード側には電源電圧Ｖ１が接続されている。負荷としてのＬＥＤ２１、２２は順方向接続され、ＬＥＤ２２のカソード側にはインダクタＬ１の一端側が接続されている。インダクタＬ１の他端側は、ダイオードＤ１のアノード側と上述したＯＵＴ端子３に接続されている。したがって、直列接続されているＬＥＤ２１、２２は、ダイオードＤ１とインダクタＬ1を介して並列に接続されている。

本発明のスイッチング制御回路の補正手段としてのボトム検出回路３０は、スイッチング素子（トランジスタ）Ｑ２を有している。スイッチング素子Ｑ２のベース側には、抵抗Ｒ４、Ｒ５、コンデンサＣ２が直列接続されている。なお、コンデンサＣ２の一端は、上述したインダクタＬ１の他端側とＯＵＴ端子３との接続点に接続されている。また、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点には、ツェナーダイオードＺＤ２が接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のエミッタ側には、ツェナーダイオードＺＤ１のアノード側が接続され、ツェナーダイオードＺＤ１を介して電源電圧Ｖ３に接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤ１のカソード側と電源電圧Ｖ３の接続点はスイッチング素子Ｑ２のベース側に抵抗Ｒ３を介して接続されている。スイッチング素子Ｑ２のコレクタ側には、抵抗Ｒ２の一端側が接続されている。なお、抵抗Ｒ２の他端側は、上述したＰＷＭ端子６とコンデンサＣ１の一端側が接続され、コンデンサＣ１の他端側は接地されている。

次に、図２及び図３を参照しながら動作について説明する。なお、図２（ａ）に示すＩ_ＬＥＤは図１のＬＥＤに流れる電流である。図２（ｂ）に示すＶ_ＲＥＦは図１の基準電圧Ｖ_ＲＥＦである。図２（ｃ）に示すＶ_ＳＥＮは図１のＳＥＮ端子４での検知電圧である。図２（ｄ）に示すＶ_ＯＵＴは図１のＯＵＴ端子３での電圧変動を示している。図２（ｅ）は図１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを示している。

まず、図２（ｅ）に示すように、制御回路１からのオン信号によりスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１がターンオンすると、電源電圧Ｖ１→ＬＥＤ２１、２２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ１の経路で図２（ａ）に示す順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（電流Ｉ_ｏｎ）が流れる。

電流Ｉ_ｏｎが電流検出抵抗Ｒ１に流れることで、電流Ｉ_ｏｎに比例した図２（ｃ）に示す検知電圧Ｖ_ＳＥＮがＳＥＮ端子４に生じる。検知電圧Ｖ_ＳＥＮはコンパレータ２によって図２（ｂ）に示す外部の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較されており、電圧がＶ_ＳＥＮ＞Ｖ_ＲＥＦとなった時点で図２（ｅ）に示すように、制御回路１がスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。

このとき、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギにより、ＬＥＤ２１、２２にはインダクタＬ１→ダイオードＤ１の経路で図２（ａ）に示す順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（電流Ｉ_ｏｆｆ）が流れる。そして、制御回路１とコンデンサＣ１の容量で設定される一定のオフ時間ｔ_ｏｆｆが経過すると、図２（ｅ）に示すように、再び制御回路１がスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。

ここで、インダクタＬ１に電流が流れている状態では、図２（ｄ）に示すＯＵＴ端子３の電圧Ｖ_ＯＵＴは電源電圧Ｖ１とほぼ等しい。また、制御回路１とコンデンサＣ１の容量で設定される一定のオフ時間ｔ_ｏｆｆが経過する以前に、インダクタＬ１のエネルギが回生し終わると、図２（ｄ）の矢印ａで示すように、インダクタＬ１のインダクタンスとスイッチング素子Ｑ１等の浮遊容量によってＯＵＴ端子３の電圧Ｖ_ＯＵＴは振動する。

このとき、ボトム検出回路３０においては、ＯＵＴ端子３の電圧Ｖ_ＯＵＴの振動の立ち下がりを、コンデンサＣ２で微分し、ツェナーダイオードＺＤ２でクランプすると、Ｖ_ＺＤ２から−Ｖ_Ｆに変化する波形がツェナーダイオードＺＤ２のカソード側に生じる。なお、Ｖ_ＺＤ２はツェナーダイオードＺＤ２の逆方向電圧（ツェナー電圧）であり、Ｖ_ＦはツェナーダイオードＺＤ２の順方向電圧である。

この波形の信号がスイッチング素子Ｑ２のベースに入力されると、スイッチング素子Ｑ２がこの波形の信号のボトム直前でターンオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ２のターンオンにより、ＰＷＭ端子６がツェナーダイオードＺＤ1と抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖ３に接続されることで、ＰＷＭ端子６の電圧がプルアップされ、制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。

ここで、ターンオンのタイミング調整は抵抗Ｒ_２の値を調整することで、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむことができる。なお、ここでのボトム点とは、図２（ｄ）の矢印ａで示したように、インダクタＬ１のエネルギ放出完了タイミングから共振周期の１／４周期経過した時点である。

このように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむことで、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングがＬＥＤ電圧の変動に応じて補正される。言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間ｔ_ｏｆｆは、制御回路１とコンデンサＣ１の容量で一定に設定されているが、そのオフ時間ｔ_ｏｆｆが補正されることになる。

そして、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむことで、ＬＥＤ２１、２２の電圧Ｖ_ＬＥＤが変化した場合もオフ期間（図２（ａ）のＩ_ＯＦＦ）の平均電流はほぼ変わらなくなる。

これにより、図３（ａ）、（ｃ）に示すように、ＬＥＤ２１、２２の電圧が低下したり、高くなったりして変動した場合であっても、図３（ｂ）に示す標準の場合と比べても分かるとおり、平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ）がほぼ一定とされるため、ＬＥＤ２１、２２の明るさが変動してしまうことがなくなる。

すなわち、図３（ａ）のように、ＬＥＤ電圧が低下している場合は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングが遅くなるように補正される。この場合、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間ｔ_ｏｆｆが長くなる。一方、図３（ｂ）のように、ＬＥＤ電圧が上昇している場合は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングが早くなるように補正される。この場合、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間ｔ_ｏｆｆが短くなる。

ここで、本実施形態でのボトム検出回路３０により、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむようにした場合の実験結果は次の通りである。

すなわち、図４（ａ）はボトム検出回路３０により、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこんだ場合を示す動作波形図であり、図４（ｂ）は、図４（ａ）の時間スケールを１０倍に引き延ばした動作波形図である。ただし、矢印ｅに示す時点以後の電圧波形が正弦波状に変化している部分は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこまない場合を示す動作波形図である。

まず、図４（ａ）の矢印ａに示すように、ＬＥＤ電流が０になり、ＯＵＴ端子３（スイッチング素子Ｑ１のドレイン）の電圧がボトムになったところでＰＷＭ端子６の電圧が立ち上がり、スイッチング素子Ｑ１がターンオンする疑似共振動作をしていることが分かる。また、図４（ａ）の矢印ｂに示すように、ＰＷＭ端子６の電圧が立ち下がり、スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ＯＵＴ端子３（スイッチング素子Ｑ１のドレイン）の電圧が立ち上がることが分かる。また、矢印ａ−ｂ間では、ＬＥＤ電流である上述した電流Ｉ_ｏｎが流れることが分かる。

また、矢印ｃに示すように、ＯＵＴ端子３（スイッチング素子Ｑ１のドレイン）の電圧がボトムになったところでＰＷＭ端子６の電圧が立ち上がり、上記同様の疑似共振動作をしていることが分かる。なお、矢印ｂ−ｃ間では、ＬＥＤ電流である上述した電流Ｉ_ｏｆｆが流れることが分かる。つまり、図４（ａ）では、ＰＷＭ端子６の電圧が立ち上がり時点と、ＬＥＤ電流である電流Ｉ_ｏｎの流れ始めとの間にズレが生じていないことが分かる。また、ＰＷＭ端子６の電圧が立ち下がり時点と、ＬＥＤ電流である上述した電流Ｉ_ｏｆｆの流れ始めとの間にズレが生じていないことが分かる。

一方、図４（ａ）を時間拡大した図４（ｂ）をみると、矢印ｄに示すように、ＯＵＴ端子３（スイッチング素子Ｑ１のドレイン）の電圧が下がり始めると、図１のインダクタＬ１のインダクタンスとスイッチング素子Ｑ１等の浮遊容量によってＯＵＴ端子３（スイッチング素子Ｑ１のドレイン）の電圧Ｖ_ＯＵＴ（ドレイン電圧）は振動（共振波形）する。また、矢印ｅに示す時点で電圧Ｖ_ＯＵＴ（ドレイン電圧）がボトムになるが、矢印ｄ−ｅの中間でＰＷＭ端子６の電圧が立ち上がり始め、矢印ｅに示す時点での共振波形のボトム（上述したインダクタＬ１のエネルギ放出完了タイミングから共振周期の１／４周期経過した時点）でスイッチング素子Ｑ１がターンオンすることが分かる。また、矢印ｅに示す時点からＬＥＤ電流である上述した電流Ｉ_ｏｎが流れることが分かる。

また、図５は、上述したＬＥＤ電圧に対するＬＥＤ電流の実験結果（ロードレギュレーション）を示す図である。

同図に示すように、ボトム検出回路３０によりスイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむようにした場合（疑似共振）、ボトム検出回路３０によりスイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングをボトム点に合わせこむようにしなかった場合（通常回路）とを比較すると、ＬＥＤ電圧の変動に対してのＬＥＤ電流の変動が大きく改善されていることが分かる。

このように、本実施形態では、電源（電源電圧Ｖ１）からの電力を負荷（ＬＥＤ２１、２２）に供給する電力供給回路（２０）と、該電力供給回路（２０）からの電力の供給をスイッチング動作により制御するスイッチング制御回路（１０）と、該スイッチング制御回路（１０）によるスイッチング動作を補正する補正手段（ボトム検出回路３０）とを備え、スイッチング制御回路（１０）は、スイッチング動作を行うスイッチング素子（Ｑ１）と、負荷（ＬＥＤ２１、２２）に流れる電流から電圧を検知する電圧検知手段（ＳＥＮ端子４及び抵抗Ｒ１）と、該電圧検知手段（ＳＥＮ端子４及び抵抗Ｒ１）によって検知された電圧が基準電圧（Ｖ_ＲＥＦ）を超えるとスイッチング素子（Ｑ１）をオフし、一定のオフ時間が経過するとスイッチング素子（Ｑ１）をオンする制御手段（制御回路１）とを有し、補正手段（ボトム検出回路３０）は、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動を検出し、該検出した負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動に応じて制御手段（制御回路１）によるスイッチング素子（Ｑ１）をオンするタイミングを補正する構成を具備している。

具体的には、電力供給回路２０は、ＬＥＤ２１、２２に対して直列接続されたインダクタＬ１と、該インダクタＬ１の他端側に対してアノード側が接続され、更にカソード側が直流電源（電源電圧Ｖ１）に接続されたダイオードＤ１とを有し、ボトム検出回路３０は、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替わる際のダイオードＤ１とインダクタＬ１との間の電圧の振動のボトム点を検出し、該検出したボトム点でスイッチング素子Ｑ１がオンするように補正する。

さらに具体的には、制御回路１がスイッチング素子Ｑ１をオンさせるためのタイミングを示す電圧を取り込む電圧取込端子（ＰＷＭ端子６）を有し、ボトム検出回路３０は、電圧の振動のボトム点の電圧をクランプするクランプ素子（ツェナーダイオードＺＤ２）と、該クランプ素子（ツェナーダイオードＺＤ２）によってボトム点の電圧がクランプされるとオンし、電圧取込端子（ＰＷＭ端子６）をスイッチング素子Ｑ１をオンさせるための電圧になるようにプルアップするプルアップ素子（スイッチング素子Ｑ２）とを有している。

このような構成により、補正手段（ボトム検出回路３０）により、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動が検出され、該検出された負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧変動に応じて制御手段（制御回路１）によるスイッチング素子（Ｑ１）をオンするタイミングが補正されることから、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の電圧が変動しても、負荷（ＬＥＤ２１、２２）の平均電流（平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ））が一定になるようにすることができる。

また、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフの切り替えがダイオードＤ１とインダクタＬ１との間の電圧の振動のボトム点に合わせられるため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が効率良く行われることから、ノイズ及びスイッチング損失の低減効果も期待することができる。

なお、ボトム検出回路３０にあっては、図１に示した構成に限らず、次のような構成にすることも可能である。

すなわち、たとえば図６に示すように、図１のスイッチング素子Ｑ２の代わりに、シュミットインバータ１１と、インバータ１６と、スイッチング素子（Ｐ型ＭＯＳ）Ｑ３とを設け、シュミットインバータ１１によりツェナーダイオードＺＤ２のアノードが負になったことを検知し、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３をオンするようにする。

この場合も、上記同様に、ＬＥＤ２１、２２の電圧が変動しても、ＬＥＤ２１、２２の平均順方向電流Ｉ_ＬＥＤ（_ａｖｇ）が一定になるようにすることができる。

また、たとえば図７に示すように、図６のスイッチング素子（Ｐ型ＭＯＳ）Ｑ３の代わりに、ＮＡＮＤゲート１２と、最小オフ時間を規定する最小オフ時間回路１３とを設けた構成としてもよい。

この場合は、最小オフ時間回路１３で規定される時間はオフに固定されるため、図１のＯＵＴ端子３にノイズが重畳した際にターンオンが異常に早くなるのを防ぐことができる。つまり、最小オフ時間回路１３で規定される時間になると、最小オフ時間回路１３からの出力がＮＡＮＤゲート１２に与えられる。

また、図８に示すように、図７のＮＡＮＤゲート１２の出力側に、ＡＮＤゲート１４と、最大オフ時間を規定する最大オフ時間回路１５とを設けた構成としてもよい。

この場合は、ＯＵＴ端子３での共振の微分信号を検知できない場合、スイッチング素子Ｑ１がオフのまま固定になってしまうが、一定時間ｔ_ｏff（_ｍａｘ）経過しても微分信号が検出できなかった場合、最大オフ時間回路１５で規定される時間が経過すると、強制的にスイッチング素子Ｑ１をオンにすることができる。つまり、最大オフ時間回路１５で規定される時間になると、最大オフ時間回路１５からの出力がＡＮＤゲート１４に与えられる。

１ 制御回路
２ コンパレータ
３ ＯＵＴ端子
４ ＳＥＮ端子
５ ＲＥＦ端子
６ ＰＷＭ端子
１０ スイッチング制御回路
１１ シュミットインバータ
１２ ＮＡＮＤゲート
１３ 最小オフ時間回路
１４ ＡＮＤゲート
１５ 最大オフ時間回路
１６ インバータ
２０ 電力供給回路
２１、２２ ＬＥＤ
３０ ボトム検出回路
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｑ１ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ２ スイッチング素子（トランジスタ）
Ｑ３ スイッチング素子（Ｐ型ＭＯＳ）
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｒ２〜Ｒ５ 抵抗
Ｖ１、Ｖ３ 電源電圧
ＺＤ１、ＺＤ２ ツェナーダイオード

Claims (3)

1. 負荷に対して定電流を供給するスイッチング電源装置であって、
   電源からの電力を前記負荷に供給する電力供給回路と、
   該電力供給回路からの電力の供給をスイッチング動作により制御するスイッチング制御回路と、
   該スイッチング制御回路によるスイッチング動作を補正する補正手段とを備え、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記スイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記負荷に流れる電流から電圧を検知する電圧検知手段と、
   該電圧検知手段によって検知された電圧が基準電圧を超えると前記スイッチング素子をオフし、一定のオフ時間が経過すると前記スイッチング素子をオンする制御手段とを有し、
   前記補正手段は、前記負荷の電圧変動を検出し、該検出した前記負荷の電圧変動に応じて前記制御手段による前記スイッチング素子をオンするタイミングを補正する
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電力供給回路は、
   前記負荷対して直列接続されたインダクタと、該インダクタの他端側に対してアノード側が接続され、更にカソード側が直流電源に接続されたダイオードとを有し、
   前記補正手段は、前記インダクタに流れる電流が０になった後の前記ダイオードと前記インダクタとの間の電圧の振動のボトム点を検出し、該検出したボトム点で前記スイッチング素子がオンするように補正するボトム検出回路である
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御手段は、前記スイッチング素子をオンさせるためのタイミングを示す電圧を取り込む電圧取込端子を有し、
   前記ボトム検出回路は、
   前記電圧の振動をクランプするクランプ素子と、
   前記振動の立ち下がりによりクランプ素子にかかる電圧が立ち下がるとオンし、前記電圧取込端子を前記スイッチング素子をオンさせるための電圧になるようにプルアップさせるプルアップ素子とを有することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。

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