JP2014057470A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有する電源装置における回路構成の簡素化、製造コストの低減、効率の向上および装置の小型化の実現を課題とする。
【解決手段】電源装置１０は、整流回路ＤＢ１、力率改善回路１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、力率改善回路１とＤＣ／ＤＣコンバータ２を制御する制御部３を備え、力率改善回路１は、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１からなる第１の直列回路、リアクトルＬ１、平滑コンデンサＣ１を含み、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、第１の直列回路、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２とからなる第２の直列回路、トランスＴ１とを含み、トランスＴ１の一次コイルＬｐは、その一端が第１のスイッチング素子Ｑ１と第１の整流素子Ｄ１との接続点に接続され、その他端が第２のスイッチング素子Ｑ２と第２の整流素子Ｄ２との接続点に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から供給された交流電圧を整流して、負荷に直流電力を供給するための高力率かつ高効率の電源装置に関するものである。

電源装置では、整流素子の導通角が平滑コンデンサの充電期間との関係で狭くなるため力率が低下する。この力率低下は、たとえば整流回路の出力に昇圧型の力率改善回路を設けて、電源装置の入力電圧と入力電流の位相差を小さくすることで改善することができる（特許文献１）。昇圧型の力率改善回路は、交流電圧を整流して得た脈流電圧を、交流入力周波数よりはるかに高い周波数でスイッチングして昇圧する回路であり、少なくともスイッチング素子とエネルギーを蓄積する素子（たとえばリアクトル）を有している。

特開２０１０−１１５０８８号公報

こうした電源装置では、昇圧型の力率改善回路（以下、単に力率改善回路と表記することがある）および負荷に所望の電圧で直流電力を供給するＤＣ／ＣＤコンバータが別個に構成される。そのため回路構成が複雑となり、電源装置の部品点数が増え、部品コスト、組み立てコストなどの製造コストの上昇を招く。

また電力損失が、力率改善回路およびＤＣ／ＣＤコンバータのそれぞれにおいて生じるため（別個に構成された力率改善回路およびＤＣ／ＣＤコンバータにおいて、それぞれのスイッチング素子等で電力損失が生じるため）、効率が低下する。したがって、電力損失による発熱が増加し、その放熱のために装置が大型化する（たとえばヒートシンクなどの大型化）。

そこで、本発明は、力率改善機能を有する電源装置における回路構成の簡素化、製造コストの低減、効率の向上および装置の小型化を実現することを課題とした。

上記課題を解決するために、本発明にかかる電源装置（請求項１）は、入力交流電圧を整流する整流回路と、力率を改善し且つ所定の直流電圧を出力する力率改善回路と、前記所定の直流電圧を入力として負荷に所定の直流出力電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記力率改善回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御部とを備えている。

前記力率改善回路は、第１の整流素子と第１のスイッチング素子とからなる第１の直列回路、リアクトル、および平滑コンデンサを含む。前記リアクトルは、その一端が前記整流回路の出力端子の一端に接続され、その他端が前記第１の整流素子と前記第１のスイッチング素子との接続点に接続されている（前記リアクトルは、前記整流回路の出力端子の一端と前記第１のスイッチング素子との間に介在している。）。そして前記平滑コンデンサは前記第１の直列回路に並列接続されている。

したがって、前記リアクトルは、前記第１のスイッチング素子がＯＮしたときに磁気エネルギーを蓄積し、前記第１のスイッチング素子がＯＦＦしたときに蓄積した磁気エネルギーを電流として放出する。こうして放出された電流は、前記第１の整流素子を経て前記平滑コンデンサを充電する。

前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の直列回路、第２の整流素子と第２のスイッチング素子とからなる第２の直列回路、およびトランスを含む。前記トランスの一次コイルの一端は前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点に接続され、前記トランスの一次コイルの他端は前記第２のスイッチング素子と前記第２の整流素子との接続点に接続される。

したがって、前記トランスの一次コイルには、前記第１および第２のスイッチング素子がいずれもＯＮしているときに、前記平滑コンデンサの放電電流が駆動電流として供給される。また前記第１および前記第２のスイッチング素子がいずれもＯＦＦしているときには、前記トランスの一次側を流れる電流は、回生電流として前記第１の整流素子および前記第２の整流素子を介して前記平滑コンデンサに供給される。

このように、前記第１のスイッチング素子は、力率改善回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータに共通の構成要素として、前記リアクトルおよび前記トランスの一次側を駆動する。そして前記第１の整流素子は、力率改善回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータに共通の構成要素として、前記リアクトルからの電流および前記トランスの一次側からの回生電流を前記平滑コンデンサに充電電流として供給する。

前記制御部は、請求項２に記載のように前記第１および第２のスイッチング素子の、ＯＮ／ＯＦＦを同期して制御してもよい。

前記制御部は、請求項３に記載のように前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記力率改善回路の動作モードを電流臨界モードまたは電流不連続モードとすることができる。

本発明の電源装置によれば、力率改善回路およびＤＣ／ＤＣコンバータの構成要素を共通化できるから、電源装置における部品点数削減、回路構成の簡素化、製造コストの低減、小型化、および電力損失低減が可能となる。

本発明にかかる電源装置の一実施例の概略構成を示す図である。 図１に示す電源装置における電流経路を説明するための図であり、図２（ａ）は、第１および第２のスイッチング素子がＯＮしているときの電流経路を示し、図２（ｂ）は、第１および第２のスイッチング素子がＯＦＦしているときの電流経路を示す。 図１に示す電源装置における動作を説明するための波形図であり、交流電源の２サイクルにわたる電圧波形を同図（ａ）に、リアクトルを流れる電流波形を同図（ｂ）に、そして第１のスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の電圧波形を同図（ｃ）に示す。 図３に示す各波形の時間軸を拡大して示したものである。

以下、図面を参照して、本発明にかかる電源装置について説明する。

＜電源装置の概略構成＞
図１は、本発明にかかる電源装置の一実施例（電源装置１０）の概略構成を示す図である。電源装置１０は、ダイオードブリッジ（整流回路）ＤＢ１、力率改善回路１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、および駆動制御回路（制御部）３を備えており、交流電源Ｖａｃから供給される交流電力を直流電力に変換して負荷２０に供給する。

ダイオードブリッジＤＢ１は、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を全波整流して、力率改善回路１に供給する。力率改善回路１は、ダイオードブリッジＤＢ１における整流電圧と整流電流との間の位相差を少なくする（すなわち、ダイオードブリッジＤＢ１の入力電圧と入力電流との間の位相差を少なくする）ことで力率を改善するとともに、整流出力電圧を所定の直流電圧に昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、力率改善回路１で昇圧された直流電圧を、さらに電圧変換して負荷２０に供給する。駆動制御回路３は力率改善回路１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチング動作を制御する。

＜力率改善回路＞
力率改善回路１は、第１の直列回路（第１の整流素子Ｄ１および第１のスイッチング素子Ｑ１が直列接続されている）、リアクトルＬ１、および平滑コンデンサＣ１を含む。

第１のスイッチング素子Ｑ１は、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴであり、ソースがダイオードブリッジＤＢ１の負電圧出力端ｂに接続され、ドレインが第１の整流素子のアノードに接続されている。リアクトルＬ１は、その一端がダイオードブリッジＤＢ１の正電圧出力端ａ（整流回路の出力端の一端）に接続され、その他端が第１の整流素子Ｄ１のアノードおよび第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。

平滑コンデンサＣ１は、その正極Ｃｐが第１の整流素子Ｄ１のカソードに接続され、その負極Ｃｎが第１のスイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている（第１の直列回路と並列接続されている。）。

＜ＤＣ／ＤＣコンバータ＞
ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、第１の直列回路、第２の直列回路（第２のスイッチング素子Ｑ２および第２の整流素子Ｄ２が直列接続されている）、およびトランスＴ１を含む。すなわち、第１の直列回路は、力率改善回路１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２の両方に共通の構成要素である。

第２のスイッチング素子Ｑ２は、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴであり、ドレインが第１の整流素子Ｄ１のカソードに接続され、ソースが第２の整流素子Ｄ２のカソードに接続されており、そして第２の整流素子Ｄ２は、アノードが第１のスイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている（第１の直列回路と第２の直列回路とが並列接続されている。）。

トランスＴ１の一次コイルＬｐは、その一端が第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点に接続され、その他端が第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、トランスＴ１の二次コイルＬｓ側において、第３の整流素子Ｄ３および出力側平滑コンデンサＣ２を備えている。二次コイルＬｓに発生した矩形波電圧は、第３の整流素子で整流され、そして出力側平滑コンデンサＣ２で平滑されて電源装置１０の直流出力電圧となる。こうして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の正電圧出力端ｃと負電圧出力端ｄとの間に接続された負荷２０に直流電力が供給される。

＜駆動制御回路＞
駆動制御回路３は、交流入力周波数よりはるかに高い周波数（スイッチング周波数）の駆動信号で、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２を同時にＯＮ／ＦＦする（両スイッチング素子のスイッチング動作は同期している。）。

駆動制御回路３は、第１の直列回路の第１のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御することで、力率改善回路１における力率改善を制御するとともに、第１の直列回路の第１のスイッチング素子Ｑ１および第２の直列回路の第２のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の直流出力電圧を所定の電圧とする。このように、電源装置１０は、力率改善回路１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２の両方を駆動制御回路３から出力する同一の制御信号によって駆動および制御することができるため、駆動制御回路３の回路構成の簡素化ならびにコスト低減が可能となり、それに伴い、装置の小型化も可能となる。

＜電流経路＞
図２は、力率改善回路１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２における電流経路を説明するための図である。図２（ａ）は、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＮしているときの電流経路を示し、図２（ｂ）は、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしているときの電流経路を示す。

＜第１および第２のスイッチング素子がＯＮしているとき＞
第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＮしているときには、図２（ａ）に示すように、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた静電エネルギーを放電する電流経路Ｗ１（一点鎖線）、およびリアクトルＬ１に磁気エネルギーを蓄える電流経路Ｗ２（破線）が形成される。なおこのとき、第１の整流素子Ｄ１および第２の整流素子Ｄ２は逆バイアスされてＯＦＦする。

電流経路Ｗ１では、平滑コンデンサＣ１の正極Ｃｐから流出した電流が、第２のスイッチング素子Ｑ２、トランスＴ１の一次コイルＬｐおよび第１のスイッチング素子Ｑ１を経て、平滑コンデンサＣ１の負極Ｃｎへと流れる。この電流によってトランスＴ１が駆動される。

電流経路Ｗ２では、ダイオードブリッジＤＢ１の正電圧出力端ａから流出した電流が、リアクトルＬ１および第１のスイッチング素子Ｑ１を経て、ダイオードブリッジＤＢ１の負電圧出力端ｂへと流れる。この電流はリアクトルＬ１に磁気エネルギーを蓄積する。

＜第１および第２のスイッチング素子がＯＦＦしているとき＞
第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしているときには、図２（ｂ）に示すように、トランスＴ１が放出する磁気エネルギーによる電流経路Ｗ３（一点鎖線）、およびリアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを放出する電流経路Ｗ４（破線）が形成される。

第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２の状態がＯＮからＯＦＦに遷移すると、トランスＴ１の一次コイルＬｐに流れていた電流は、時間の経過とともに減少しながら、一次コイルＬｐの一端から第１の整流素子Ｄ１を経て平滑コンデンサＣ１の正極Ｃｐへと流れ、さらに平滑コンデンサＣ１の負極Ｃｎから第２の整流素子Ｄ２を経てトランスＴ１の一次コイルＬｐの他端へと流れる（電流経路Ｗ３）。この電流がトランスＴ１のリーケージエネルギーを平滑コンデンサＣ１の静電エネルギーへと回生する。

また第１のスイッチング素子Ｑ１の状態がＯＮからＯＦＦに遷移したことによって、リアクトルＬ１に流れていた電流は、時間の経過とともに減少しながら、第１の整流素子Ｄ１を経て平滑コンデンサＣ１の正極Ｃｐへと流れ、さらに平滑コンデンサＣ１の負極ＣｎからダイオードブリッジＤＢ１の負電圧出力端ｂへと流れる（電流経路Ｗ４）。この電流によって、リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギーが平滑コンデンサＣ１の静電エネルギーに変換される。

＜波形による電源装置の動作説明＞
図３は、電源装置１０の動作を説明するための波形図であり、交流入力の２サイクルにわたって、交流電源Ｖａｃの電圧波形を同図（ａ）に、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１の電流波形を同図（ｂ）に、そして第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形を同図（ｃ）に示している。なお縦軸は電圧軸（または電流軸）であり、横軸は時間軸である。

第１のスイッチング素子Ｑ１は、スイッチング周波数の駆動信号で駆動されるから、リアクトル電流ＩＬ１、および第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、スイッチング周波数とその高調波を含む波形となる。そのため、図３（ｂ）および図３（ｃ）は、便宜的に波形全体を黒く表示している。

図４は、交流電源Ｖａｃが略最大値となる時間領域Ａ（図３参照）における、リアクトル電流ＩＬ１および第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形を、時間軸を拡大して示したものである（スイッチング周波数の４サイクルについて示したものである。）。時間領域Ａでは、交流電源Ｖａｃの電圧波形は、図４（ａ）に示すように、略一定電圧である。

リアクトル電流ＩＬ１は、図４（ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＮしている期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１の直前までの期間）において略直線的に増加し、時刻ｔ１に至って第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると略直線的に減少し、時刻ｔ２に至ってゼロとなる。第１のスイッチング素子Ｑ１は、時刻ｔ２を経過したのちもＯＦＦ状態に制御され、時刻ｔ３に至ってＯＮする。駆動制御回路３は、こうした制御を時刻ｔ３以後も繰り返す。

つまり、リアクトル電流ＩＬ１は、時刻ｔ０においてゼロであり、時刻ｔ２において最大値となり、時刻ｔ３においてゼロとなる三角波となり、この三角波に続いて、時刻ｔ２から時刻ｔ３のまでの期間においてゼロとなる。時刻ｔ３以後においても、リアクトル電流ＩＬ１は、同様な繰り返し波形となる。

時刻ｔ０から時刻ｔ１の直前までの期間のリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ａ）における電流経路Ｗ２を流れる電流であり、時刻ｔ１から時刻ｔ２の直前までの期間のリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ｂ）における電流経路Ｗ４を流れる電流である。電流経路Ｗ４を流れる電流は、電流経路Ｗ３を流れる電流とともに、平滑コンデンサＣ１を充電する。充電された平滑コンデンサＣ１は、図２（ａ）における電流経路Ｗ１で放電し、トランスＴ１の一次コイルＬｐを駆動する。

ところで、ＯＦＦ状態における第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、平滑コンデンサＣ１の正極Ｃｐの電圧に第１の整流素子Ｄ１の順方向電圧を加算した電圧となる。

したがって、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの電圧波形は、時間領域Ａにおいて、図４（ｃ）に示すような矩形波となり、そのエンベロープは、図３（ｃ）に示すように、略一定電圧の波形となる（直流電圧に若干のリップル電圧が含まれた波形となる。）。

以上のように、本実施形態における電源装置１０では、力率改善回路１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２が、第１の整流素子Ｄ１および第１のスイッチング素子Ｑ１が直列接続された第１の直列回路を共通要素として構成しているため、その分、部品点数が削減され、回路構成が簡素化できる。

また、部品点数が削減されるため、部品コストならびに製造コストが低減できるとともに、電源装置１０の小型化も可能となる。

また、スイッチング素子の数量が減少することによるスイッチング損失の低減、ならびに、トランスＴ１のリーケージエネルギーを平滑コンデンサＣ１の静電エネルギーへと回生することによる電力損失の低減が可能となり、電源装置１０の全体効率を向上させることができる。また、全体効率が向上することにより、第２のスイッチング素子Ｑ２は、発熱が低減され、設計条件によっては、放熱用のヒートシンクを省略することが容易となる。

ところで、従来のワンコンバータ方式の電源装置の場合、平滑コンデンサとして、大容量のものを使用すると力率が低下してしまうため、大容量の平滑コンデンサは使用することはできない。それに対して、本実施形態における電源装置１０では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の力率改善動作が有効に機能するため、平滑コンデンサＣ１として大容量のものを使用しても力率が低下しない。したがって、平滑コンデンサＣ１を大容量とすることができ、その結果、出力リップル（負荷２０に発生するリップル電圧）を低減することが可能となる。

また、出力リップルが低減されることにより、出力電圧および出力電流の安定度が向上する。その結果、たとえば、負荷２０を光源（たとえば発光ダイオード）として、電源装置１０にて照明器具を駆動した場合、明るさのばらつきを低減することができる。

電源装置１０では、図４（ｂ）に示すように、リアクトル電流ＩＬ１が時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間においてゼロとなる。こうした電流ゼロの期間を有する動作モードは電流不連続モードと呼ばれる。

電源装置１０は、時刻ｔ２において、第１のスイッチング素子Ｑ１をＯＮさせてもよい。そうすればリアクトル電流ＩＬ１がゼロを維持し続けることはない。こうした動作モードは電流臨界モードと呼ばれる。

また電源装置１０は、リアクトル電流ＩＬ１がゼロとならないように第１のスイッチング素子Ｑ１を制御すること（電流連続モード）も可能である。ただし電流連続モードでは、スイッチング損失が増加し、力率が低下するため、設計における制約が多くなる。

＜ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力＞
上述した動作を行う電源装置１０では、ダイオードブリッジＤＢ１の負電圧出力端ｂの電位をゼロ電位としたとき、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＮしているときには、トランスＴ１の一次コイルＬｐの一端の電圧が略ゼロ電位となり、一次コイルＬｐの他端の電圧が略平滑コンデンサＣ１の充電電圧となる。

一方、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしているときには、トランスＴ１の一次コイルＬｐの他端の電圧が略ゼロ電位となり、トランスＴ１の一次コイルＬｐの一端から流出した電流が平滑コンデンサＣ１を充電する。

こうして、トランスＴ１の一次コイルＬｐには、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓに応じた矩形波電圧が印加される。トランスＴ１の二次コイルＬｓ側の電圧は、一次コイルＬｐ側の矩形波電圧に、一次コイルＬｐと二次コイルＬｓとの巻線比を乗じた矩形波電圧である。この二次コイルＬｓ側の矩形波電圧は、第３の整流素子Ｄ３で整流され、さらに出力側平滑コンデンサＣ２で平滑されて直流電圧となって負荷２０に供給される。

したがって、負荷２０に供給される直流電圧は、一次コイルＬｐと二次コイルＬｓとの巻線比で定めることができ、また第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって定めることができる。

以上、本発明にかかる電源装置の一実施例について説明したが、本発明はその趣旨を変更しない範囲で、適宜変形して実施することができる。たとえば第１および第２のスイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴに限定されず、同様の機能を有するスイッチング素子であってもよい。またＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆるフライバック回路のもので例示したが、これに限定されず、いわゆるフォワード回路などであってもよい。

本発明にかかる電源装置は、工業的に製造および使用などすることができるから、また商取引の対象とすることができるから、本発明は経済的価値を有して産業上利用することができる発明である。

１ 力率改善回路
２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ 駆動制御回路（制御部）
２０負荷
ＤＢ１ ダイオードブリッジ（整流回路）
Ｌ１ リアクトル
Ｌｐ （トランスＴ１の）一次コイル
Ｌｓ （トランスＴ１の）二次コイル
Ｔ１ トランス
Ｖａｃ 交流電源

Claims (3)

1. 入力された交流電圧を整流する整流回路と、
   力率を改善しつつ所定の直流電圧を出力する力率改善回路と、
   前記力率改善回路から出力される前記直流電圧を入力として負荷に所定の直流出力電圧を出力するためのＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記力率改善回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御部とを備え、
   前記力率改善回路は、
   第１の整流素子と第１のスイッチング素子とからなる第１の直列回路と、リアクトルと、平滑コンデンサとを含み、
   前記リアクトルの一端が前記整流回路の出力端子の一端に接続され、前記リアクトルの他端が前記第１の整流素子と前記第１のスイッチング素子との接続点に接続され、前記平滑コンデンサが前記第１の直列回路に並列接続され、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   前記第１の直列回路と、第２の整流素子と第２のスイッチング素子とからなる第２の直列回路と、トランスとを含み、
   前記トランスの一次コイルの一端が前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点に接続され、
   前記トランスの一次コイルの他端が前記第２のスイッチング素子と前記第２の整流素子との接続点に接続され、
   前記トランスの二次コイルから前記負荷に電力が供給されることを特徴とする電源装置。
2. 前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子は、それらのＯＮ／ＯＦＦが、前記制御部によって同期して制御されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御部が前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を制御して、
   前記力率改善回路の動作モードを電流臨界モードまたは電流不連続モードとすることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
   

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