JP2014054152A - Power conversion device and power control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置及び電力制御装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a power conversion device and a power control device.
電圧形インバータを用いた電力変換装置の大容量化を図るために、複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置が使用されている。これらの電力変換装置では、各インバータ間に流れる横流電流を抑制するための種々の方法が採用されている。 In order to increase the capacity of a power converter using a voltage source inverter, a power converter in which a plurality of voltage source inverters are connected in parallel is used. In these power converters, various methods for suppressing the cross current flowing between the inverters are employed.
例えば、電力変換装置の主回路にリアクトルを挿入する方法、あるいは、横流電流を検出してこの横流電流をキャンセルするようにスイッチング素子の動作を制御する方法などが知られている（例えば、特許文献１参照）。 For example, a method of inserting a reactor into a main circuit of a power converter, or a method of detecting the cross current and controlling the operation of the switching element so as to cancel the cross current is known. 1).
ところで、従来の複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置では、各電圧形インバータの直流入力部には、直流の正極電圧と負極電圧とがそれぞれ接続されていた（例えば、引用文献１の図５、図６参照）。 By the way, in the conventional power converter in which a plurality of voltage source inverters are connected in parallel, a DC positive voltage and a negative voltage are respectively connected to the DC input part of each voltage source inverter (for example, cited document 1). FIG. 5 and FIG. 6).
従って、電力変換装置の大容量化を図ろうとする際には、単に電圧形インバータの増加に留まらず、接続ケーブルの増加にも対応する必要があった。この結果、装置の設置スペースが所要以上に増加するに留まらず、電力変換装置に関連する作業工数の増大、作業の煩雑化などの原因ともなっている。 Therefore, when trying to increase the capacity of the power conversion device, it is necessary to cope with an increase in the number of connection cables as well as an increase in voltage source inverters. As a result, the installation space of the apparatus is not only increased more than necessary, but also causes an increase in work man-hours related to the power conversion apparatus, complicated work, and the like.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置を構成する際、接続ケーブルの増加を抑制することができる電力変換装置及び電力制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and when configuring a power conversion device in which a plurality of voltage source inverters are connected in parallel, a power conversion device capable of suppressing an increase in connection cables and An object is to provide a power control apparatus.
上記課題を解決するための本発明の実施の形態によれば、正極入力端子に直流電圧源回路の正極の出力電圧が入力される第１の三相電圧形インバータと、負極入力端子に直流電圧源回路の負極の出力電圧が入力される第２の三相電圧形インバータと、第１及び第２の三相電圧形インバータのそれぞれ正極及び負極の入力端子に接続するそれぞれ第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサと、を有し、第１の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第１のリアクトルと第２の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第２のリアクトルとが相毎に電気的に接続される、電力変換装置が提供される。 According to an embodiment of the present invention for solving the above problems, a first three-phase voltage source inverter in which a positive output voltage of a DC voltage source circuit is input to a positive input terminal, and a DC voltage to a negative input terminal. A second three-phase voltage source inverter to which the negative output voltage of the source circuit is input, and first and second terminals respectively connected to the positive and negative input terminals of the first and second three-phase voltage source inverters. A DC voltage smoothing capacitor, and a second reactor connected in series to an output terminal of the first three-phase voltage source inverter and a first reactor connected in series to the output terminal of the first three-phase voltage source inverter. A power converter is provided in which the reactor is electrically connected to each phase.
[第１の実施の形態]
図１は、第１の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
[First embodiment]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a
交流電源６からの電力は、電源リアクタンス５を介して直流電圧源回路４に接続される。直流電圧源回路４は、交流電力を直流電力に変換して電力変換装置１０に出力する。ここで、直流電圧源回路４は、例えば図２に示すダイオード整流回路を用いることができる。
The power from the
電力変換装置１０は、直流電圧を三相交流電圧に変換する２組の三相電圧形インバータ１を備えている。それぞれの三相電圧形インバータ１の２つの入力端子には直流平滑コンデンサ７が並列に接続されている。そして、直流電圧源回路４の直流出力端子のうちの正側端子は、前記２組の三相電圧形インバータ１のうちの１組の三相電圧形インバータ１の正側直流入力端子に接続され、直流電圧源回路４の直流出力端子のうちの負側端子は、他の１組の三相電圧形インバータ１の負側直流入力端子に接続される。
The
それぞれの三相電圧形インバータ１の交流出力側にはリアクトル２が接続され、２つの三相電圧形インバータ１は、並列に接続されている。そして、並列接続された２つのリアクトルの接続点は、交流負荷３（例えば、三相交流電動機）に接続される。
A
図３は、第１の実施の形態の電力変換装置に用いられる三相電圧形インバータ１の構成を示す図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the three-phase
三相電圧形インバータ１は、各相（ＵＶＷ）毎にスイッチング素子であるＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transistor)等の自己消弧形半導体素子（例えば、ＧＴｕ、ＧＴｘ）が２つ直列に接続され、さらに還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続されている。即ち、スイッチング素子と還流ダイオードとで構成される半導体素子が直列に２段接続された、２ｉｎ１の構成である。
The three-phase
言い換えると、三相電圧形インバータ１は、スイッチング用のトランジスタと還流用のダイオードとを有する半導体素子を、各相のプラス側素子とマイナス側素子とにそれぞれ一つずつ使用した構成となっている。
In other words, the three-phase
各三相電圧形インバータ１は、ゲート制御装置１００からのゲート信号に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ： Pulse Width Modulation）制御により半導体素子をスイッチングし、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
Each three-phase voltage source inverter 1 switches a semiconductor element by pulse width modulation (PWM) control based on a gate signal from the
なお、電力制御装置５０は、電力変換装置１０と直流電圧源回路４とを含む装置として把握することができ、また電力変換装置１０と直流電圧源回路４とゲート制御装置１００を含む装置として把握することができる。
The
続いて、三相電圧形インバータ１の動作を説明する。
Subsequently, the operation of the three-phase
第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ１が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
One of the positive and negative DC output terminals of the DC voltage source circuit 4 is connected to the input terminal of the three-phase
図４は、第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の初期充電シーケンス動作を説明するための図である。図１乃至図４を参照しつつ、初期充電シーケンス動作を説明する。
FIG. 4 is a diagram for explaining an initial charging sequence operation of the three-phase
図４には、３相のうちのＵ相に着目し、正側自己消弧形半導体素子ＧＴｕにゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕと、負側自己消弧形半導体素子ＧＴｘにゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘとによる、直流平滑コンデンサ７の電圧変化を示している。 In FIG. 4, focusing on the U phase of the three phases, a switching signal Gu given as a gate signal to the positive side self-extinguishing semiconductor element GTu and a gate signal given to the negative side self-extinguishing semiconductor element GTx. The voltage change of the DC smoothing capacitor 7 due to the switching signal Gx to be generated is shown.
第１の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ１のスイッチング信号Ｇｕを０（オフ）とし、スイッチング信号Ｇｘを１（オン）とする。ここでスイッチング信号が１である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を導通状態とするゲート信号が与えられ、スイッチング信号が０である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を非導通状態とするゲート信号が与えられる。その結果、上側の直流平滑コンデンサ７の負極側が２つの三相電圧形インバータ１を介して直流電圧源回路４の負側端子と接続される。従って、上側の直流平滑コンデンサ７は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。
In the first period, the
第２の期間において、ゲート制御装置１００は、２つの三相電圧形インバータ１のスイッチング信号Ｇｕを１（オン）とし、スイッチング信号Ｇｘを０（オフ）とする。その結果、下側の直流平滑コンデンサ７の正極側が２つの三相電圧形インバータ１を介して直流電圧源回路４の正側端子と接続される。従って、下側の直流平滑コンデンサ７は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。
In the second period, the
図５は、第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の交流変換動作を説明するための図である。
FIG. 5 is a diagram for explaining the AC conversion operation of the three-phase
ゲート制御装置１００は、Ｕ相の交流出力電圧指令である変調波ＳＩＮと、三相共通の搬送波であるＴＲを逐次比較することにより、ＳＩＮ ＞ ＴＲである期間には、スイッチング信号Ｇｕ＝１、スイッチング信号Ｇｘ＝０の信号を生成する。また、ＳＩＮ ＜ ＴＲである期間には、スイッチング信号Ｇｕ＝０、スイッチング信号Ｇｘ＝１の信号を生成する。この結果、交流電圧に対応する電圧Ｖｕが生成される。
The
Ｕ相について説明した上述のパルス幅変調制御は三相（ＵＶＷ）毎に実行され、直流電圧が三相交流電圧に変換される。 The above-described pulse width modulation control described for the U phase is executed for each of the three phases (UVW), and the DC voltage is converted into a three-phase AC voltage.
また、並列に接続される２つの三相電圧形インバータ１には、ゲート制御装置１００から同一のスイッチング信号が同一のタイミングでゲート信号として与えられる。
Also, the same switching signal is given as a gate signal from the
以上説明した、第１の実施の形態によれば、直流電圧源回路４とそれぞれの三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
According to the first embodiment described above, the connection point between the DC voltage source circuit 4 and each of the three-phase
[第２の実施の形態]
図６は、第２の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
第２の実施の形態では、三相電圧形インバータが３レベルインバータで構成されている点が第１の実施の形態と異なっている。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
[Second Embodiment]
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a
The second embodiment is different from the first embodiment in that the three-phase voltage source inverter is composed of a three-level inverter. Parts that are the same as or similar to those in the first embodiment are given the same reference numerals, and detailed descriptions thereof are omitted.
図７は、第２の実施の形態の電力変換装置１０に用いられる三相電圧形インバータ８の構成を示す図である。図７に示す三相電圧形インバータ８は、ＮＰＣ（Neutral Point Clamped）方式のインバータである。
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the three-phase
三相電圧形インバータ８は、各相（ＵＶＷ）毎にスイッチング素子であるＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２、ＧＴｘ１、ＧＴｘ２が４つ直列に接続され、さらに還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続されている。即ち、スイッチング素子と還流ダイオードとで構成される半導体素子が直列に４段接続された構成である。そして、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ２、ＧＴｘ１の接続点から電圧Ｖｕが取り出される。また、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２の接続点と、自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２の接続点とは、直列に接続された２つのダイオードＤｕ１、Ｄｕ２とを介して接続されている。
The three-phase
一方、三相電圧形インバータ８の入力端子には、直列に接続された２つの直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂが、並列に接続されている。そして、２つの直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂの接続点である中間電位点ＮＰと、２つのダイオードＤｕ１、Ｄｕ２の接続点とが結線されている。
On the other hand, two
続いて、三相電圧形インバータ８の動作を説明する。
Next, the operation of the three-phase
第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ８が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂにそれぞれ電圧１／２Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
One of the positive and negative DC output terminals of the DC voltage source circuit 4 is connected to the input terminal of the three-phase
図８は、第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の初期充電シーケンス動作を説明するための図である。図６乃至図８を参照しつつ、初期充電シーケンス動作を説明する。
FIG. 8 is a diagram for explaining an initial charging sequence operation of the three-phase
図８には、３相のうちのＵ相に着目し、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２と、自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２とによる、直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の電圧変化を示している。なお、図８に示す直流平滑コンデンサ７の電圧は、直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂの合計の電圧である。また、図８では電力変換装置１０の上側と下側、それぞれに配置されている直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）についての電圧の変化を表している。
In FIG. 8, focusing on the U phase of the three phases, switching signals Gu1 and Gu2 given as gate signals to the self-extinguishing semiconductor elements GTu1 and GTu2 and gate signals to the self-extinguishing semiconductor elements GTx1 and GTx2. The voltage change of the DC smoothing capacitor 7 (7a, 7b) due to the switching signals Gx1, Gx2 given as Note that the voltage of the DC smoothing capacitor 7 shown in FIG. 8 is the total voltage of the
第１の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ８のスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２を０（オフ）とし、スイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２を１（オン）とする。ここでスイッチング信号が１である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を導通状態とするゲート信号が与えられ、スイッチング信号が０である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を非導通状態とするゲート信号が与えられる。その結果、上側の三相電圧形インバータ８と接続する直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の負極側が下側の三相電圧形インバータ８を介して直流電圧源回路４の負側端子と接続される。従って、上側の直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。即ち、上側の直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂは、それぞれ１／２Ｖｄｃに充電される。
In the first period, the
第２の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ８のスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２を１（オン）とし、スイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２を０（オフ）とする。その結果、下側の三相電圧形インバータ８と接続する直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の正極側が上側の三相電圧形インバータ８を介して直流電圧源回路４の正側端子と接続される。従って、下側の直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。即ち、下側の直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂは、それぞれ１／２Ｖｄｃに充電される。
In the second period, the
図９は、第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の交流変換動作を説明するための図である。
FIG. 9 is a diagram for explaining an AC conversion operation of the three-phase
図９を参照しつつ、３相のうちのＵ相に着目し、２組の正側自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２と、２組の負側自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２の生成方法について説明する。 Referring to FIG. 9, focusing on the U phase of the three phases, switching signals Gu1, Gu2 given as gate signals to two sets of positive-side self-extinguishing semiconductor elements GTu1, GTu2, and two sets of negative sides A method for generating the switching signals Gx1 and Gx2 given as gate signals to the self-extinguishing semiconductor elements GTx1 and GTx2 will be described.
Ｕ相の交流出力電圧指令である変調波ＳＩＮと、三相共通の搬送波であるＴＲ１、ＴＲ２を逐次比較することにより、ＳＩＮ ＞ ＴＲ１である期間には、Ｇｕ１＝１、Ｇｘ１＝０のスイッチング信号を生成する。 By sequentially comparing the modulated wave SIN, which is a U-phase AC output voltage command, and TR1, TR2, which are carrier waves common to three phases, a switching signal of Gu1 = 1 and Gx1 = 0 during a period of SIN> TR1. Is generated.
ＳＩＮ ＜ ＴＲ１である期間には、Ｇｕ１＝０、Ｇｘ１＝１のスイッチング信号を生成する。
ＳＩＮ ＞ ＴＲ２である期間には、Ｇｕ２＝１、Ｇｘ２＝０のスイッチング信号を生成する。
ＳＩＮ ＜ ＴＲ２である期間には、Ｇｕ２＝０、Ｇｘ２＝１のスイッチング信号を生成する。
In a period in which SIN <TR1, a switching signal with Gu1 = 0 and Gx1 = 1 is generated.
In a period in which SIN> TR2, a switching signal with Gu2 = 1 and Gx2 = 0 is generated.
In a period in which SIN <TR2, a switching signal with Gu2 = 0 and Gx2 = 1 is generated.
Ｕ相について説明した上述のパルス幅変調制御は三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）毎に実行され、直流電圧が＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの３レベルの三相交流電圧に変換される。 The above-described pulse width modulation control described for the U phase is executed for each of the three phases (U, V, W), and the DC voltage is converted into a three-phase AC voltage of three levels of + Vdc, 0, and −Vdc.
また、並列に接続される３レベル出力三相電圧形インバータ８には、ゲート制御装置１００から、同一のスイッチング信号が同一のタイミングでゲート信号として与えられる。
The three-level output three-phase
以上説明した、第２の実施の形態によれば、直流電圧源回路４と３レベル出力三相電圧形インバー８タ間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合でも、３レベル出力三相電圧形インバータの並列接続による電力変換装置の大容量化が実現できる。
According to the second embodiment described above, the connection point between the DC voltage source circuit 4 and the three-level output three-phase
[第３の実施の形態]
図１０は、第３の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
[Third embodiment]
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a
第３の実施の形態では、並列接続される２組の三相電圧形インバータ１の各相の交流出力部には、リアクトル２と直列に、単相ブリッジ回路９が接続される。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
In the third embodiment, a single-
図１１は、第３の実施の形態における単相ブリッジ回路の構成を示す図である。
単相ブリッジ回路９は、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された第１の回路と、コンデンサ１１と、自己消弧形半導体素子ＧＴ３、ＧＴ４が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された第２の回路とが並列に接続された構成である。そして、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２の接続点に三相電圧形インバータ１の出力端子からの信号が接続され、自己消弧形半導体素子ＧＴ３、ＧＴ４の接続点にリアクトル２が接続されている。
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a single-phase bridge circuit according to the third embodiment.
The single-
第３の実施の形態の三相電圧形インバータ１の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が入力端子に接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ１が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
One of the positive and negative DC output terminals of the DC voltage source circuit 4 is connected to the input terminal of the input terminal of the three-phase
この初期充電シーケンス動作は、第１の実施の形態で説明した動作と同一であるため、その詳細の説明は省略する。 Since this initial charging sequence operation is the same as the operation described in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
更に第３の実施の形態では、コンデンサ１１に対して電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。この動作は、自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、ＧＴ４を第１の実施の形態で説明した方式に従って、順次切り替えることで実現することができる。その詳細の説明は省略する。
Furthermore, in the third embodiment, an initial charging sequence operation for charging the
図１２は、第３の実施の形態における三相電圧形インバータ１の交流変換動作に対応する単相ブリッジ回路９の動作を説明するための図である。
FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the single-
自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、ＧＴ４のそれぞれのスイッチング信号ＧＵ、ＧＸ、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４を制御することにより交流電圧Ｖｕを発生させる。 The AC voltage Vu is generated by controlling the switching signals GU, GX, G1, G2, G3, and G4 of the self-extinguishing semiconductor elements GTU, GTX, GT1, GT2, GT3, and GT4.
単相ブリッジ回路９はコンデンサ１１の電圧をＶｄｃとした場合に、スイッチング信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４に応じて、次のような電圧を出力する。
The single-
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０、Ｇ３＝０、Ｇ４＝１ の時に、＋Ｖｄｃ
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１、Ｇ３＝１、Ｇ４＝０ の時に、−Ｖｄｃ
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０、Ｇ３＝１、Ｇ４＝０ の時に、０
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１、Ｇ３＝０、Ｇ４＝１ の時に、０ の電圧が端子間に発生する。
When G1 = 1, G2 = 0, G3 = 0, G4 = 1, + Vdc
-Vdc when G1 = 0, G2 = 1, G3 = 1, G4 = 0
0 when G1 = 1, G2 = 0, G3 = 1, G4 = 0
When G1 = 0, G2 = 1, G3 = 0, G4 = 1, a voltage of 0 is generated between the terminals.
したがって、単相ブリッジ回路９は＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの電圧を端子間に発生することが可能であり、三相電圧形インバータ１の出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減するような補償電圧を発生することが可能である。なお、ここでは、１個の単相ブリッジ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する例を示したが、複数個の単相ブリッジ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する構成も可能である。
Therefore, the single-
本実施の形態によれば、直流電圧源回路４と三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
According to the present embodiment, even if the connection point between the DC voltage source circuit 4 and the three-phase
[第４の実施の形態]
第４の実施の形態では、第３の実施の形態の単相ブリッジ回路９に代えてチョッパ回路１２を備えている。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
[Fourth embodiment]
In the fourth embodiment, a
図１３は、第４の実施の形態におけるチョッパ回路の構成を示す図である。
チョッパ回路１２は、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された回路と、コンデンサ１１とが並列に接続された構成である。そして、コンデンサ１１の一方に三相電圧形インバータ１の出力端子からの信号が接続され、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２の接続点にリアクトル２が接続されている。
FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of a chopper circuit according to the fourth embodiment.
The
第４の実施の形態の三相電圧形インバータ１では、正極あるいは負極の一方の直流出力端子が入力端子に接続している。従って、交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
In the three-phase
この初期充電シーケンス動作は、第１の実施の形態で説明した動作と同一であるため、その詳細の説明は省略する。 Since this initial charging sequence operation is the same as the operation described in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
更に第４の実施の形態では、コンデンサ１１に対して電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。この動作は、自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２を第１の実施の形態で説明した方式に従って、順次切り替えることで実現することができる。その詳細の説明は省略する。
Furthermore, in the fourth embodiment, an initial charging sequence operation for charging the
図１４は、第４の実施の形態における三相電圧形インバータ１の交流変換動作に対応するチョッパ回路１２の動作を説明するための図である。
FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the
自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２のそれぞれのスイッチング信号ＧＵ、ＧＸ、Ｇ１、Ｇ２を制御することにより交流電圧Ｖｕを発生させる。 The AC voltage Vu is generated by controlling the switching signals GU, GX, G1, G2 of the self-extinguishing semiconductor elements GTU, GTX, GT1, GT2.
チョッパ回路１２はコンデンサ１１の電圧をＶｄｃとした場合に、スイッチング信号Ｇ１、Ｇ２に応じて、次のような電圧を出力する。
When the voltage of the
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０ の時に、＋Ｖｄｃ
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１ の時に、０
したがって、チョッパ回路１２は＋Ｖｄｃ、０の電圧を端子間に発生することが可能であり、三相電圧形インバータ１の出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減するような補償電圧を発生することが可能である。なお、ここでは、１個のチョッパ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する例を示したが、複数個のチョッパ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する構成も可能である。
When G1 = 1 and G2 = 0, + Vdc
0 when G1 = 0 and G2 = 1
Therefore, the
本実施の形態によれば、直流電圧源回路４と三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
According to the present embodiment, even if the connection point between the DC voltage source circuit 4 and the three-phase
[第５の実施の形態]
図１５は、第５の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
[Fifth embodiment]
FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of a
第５の実施の形態では、直流電圧源回路４として第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１と同様の構成のコンバータを用いている。
In the fifth embodiment, a converter having the same configuration as that of the three-phase
図１６は、第５の実施の形態におけるコンバータの動作を制御するための制御ブロックの構成を示す図である。 FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a control block for controlling the operation of the converter in the fifth embodiment.
電圧検出ブロック２１は電源電圧を検出し、電源位相演算ブロック２２は電源位相θを演算する。電流検出ブロック２３は電源電流を検出する。有効電流演算ブロック２４は、電源位相θと電源電流とを用いて、有効電流検出値ＩＰを演算する。
The
直流電圧検出ブロック２５は直流電圧検出値Ｖｄｃを検出する。直流電圧制御ブロック２６は、比例積分等の制御手段を用いて、直流電圧検出値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ*に追従するように、有効電流指令値ＩＰ＊を演算する。
The DC
有効電流制御ブロック２７は、比例積分制御等の手段を用いて、有効電流検出値ＩＰが有効電流指令値ＩＰ*に追従するように、電圧指令値を演算する。ＰＷＭ制御ブロック２８は、電圧指令値にしたがって、スイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成する。
The effective
第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、負荷側から電源側への電力の回生を可能とすることができる。 According to the fifth embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, it is possible to regenerate power from the load side to the power source side.
[第６の実施の形態]
図１７は、第６の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
[Sixth embodiment]
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration of a
第６の実施の形態では、直流電圧源回路４として第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８と同様の構成のコンバータを用いている。
In the sixth embodiment, a converter having the same configuration as that of the three-phase
第６の実施の形態によれば、電源側３レベル出力三相電圧形インバータと負荷側３レベル出力三相電圧形インバータ間の接続点を、正側端子と負側端子のそれぞれ１点とした、並列接続による電力変換装置の大容量化が実現でき、更に、負荷側から電源側への電力の回生が可能となる。 According to the sixth embodiment, the connection point between the power supply side three-level output three-phase voltage source inverter and the load side three-level output three-phase voltage source inverter is set to one point each of the positive side terminal and the negative side terminal. Thus, it is possible to increase the capacity of the power conversion device by parallel connection, and it is possible to regenerate power from the load side to the power source side.
[第７の実施の形態]
図１８は、第７の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
[Seventh embodiment]
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a
第７の実施の形態では、直流電圧源回路４として第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１と同様の構成のコンバータを用い、それぞれのインバータ、コンバータと接続するリアクトルに直列に単相ブリッジ回路またはチョッパ回路を接続している。
In the seventh embodiment, a converter having the same configuration as that of the three-phase
第７の実施の形態によれば、電源側三相電圧形インバータと負荷側三相電圧形インバータ間の接続点を、正側端子と負側端子のそれぞれ１点とした、並列接続による電力変換装置の大容量化が実現できる。また、負荷側から電源側への電力の回生が可能であり、更に出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減することができる。 According to the seventh embodiment, the power conversion by the parallel connection in which the connection point between the power supply side three-phase voltage source inverter and the load side three-phase voltage source inverter is one point each of the positive side terminal and the negative side terminal. The capacity of the device can be increased. In addition, it is possible to regenerate power from the load side to the power source side, and further reduce the harmonic voltage included in the output voltage waveform.
尚、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
Various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, you may combine suitably the component covering different embodiment.
１…三相電圧形インバータ、２…リアクトル、３…交流負荷、４…直流電圧源回路、５…電源リアクタンス、６…交流電源、７…直流平滑コンデンサ、７ａ，７ｂ…直流平滑コンデンサ、８…三相電圧形インバータ、９…単相ブリッジ回路、１０…電力変換装置、１１…コンデンサ、１２…チョッパ回路。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
負極入力端子に直流電圧源回路の負極の出力電圧が入力される第２の三相電圧形インバータと、
第１及び第２の三相電圧形インバータのそれぞれ正極及び負極の入力端子に接続するそれぞれ第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサと、を有し、
第１の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第１のリアクトルと第２の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第２のリアクトルとが相毎に電気的に接続される、電力変換装置。 A first three-phase voltage source inverter in which the positive output voltage of the DC voltage source circuit is input to the positive input terminal;
A second three-phase voltage source inverter in which the negative output voltage of the DC voltage source circuit is input to the negative input terminal;
First and second DC voltage smoothing capacitors respectively connected to the positive and negative input terminals of the first and second three-phase voltage source inverters,
A first reactor connected in series to the output terminal of the first three-phase voltage source inverter and a second reactor connected in series to the output terminal of the second three-phase voltage source inverter are electrically connected for each phase. The power conversion device.
前記第１及び第２の単相ブリッジ回路は、前記第１及び第２の三相電圧形インバータの出力電圧中の高調波電圧を低減する補償電圧を発生するようになされる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 A first single-phase bridge circuit connected in series between an output terminal of the first three-phase voltage source inverter and the first reactor; an output terminal of the second three-phase voltage source inverter; A second single-phase bridge circuit connected in series between the two reactors is electrically connected for each phase,
The first and second single-phase bridge circuits are adapted to generate a compensation voltage that reduces a harmonic voltage in the output voltage of the first and second three-phase voltage source inverters. 4. The power conversion device according to claim 1.
前記第１及び第２のチョッパ回路は、前記第１及び第２の三相電圧形インバータの出力電圧中の高調波電圧を低減する補償電圧を発生するようになされる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 A first chopper circuit connected in series between an output terminal of the first three-phase voltage source inverter and the first reactor; an output terminal of the second three-phase voltage source inverter; and the second A second chopper circuit connected in series with the reactor is electrically connected for each phase,
The first and second chopper circuits are configured to generate a compensation voltage that reduces a harmonic voltage in an output voltage of the first and second three-phase voltage source inverters. The power converter of any one of Claims.
前記充電動作では、他方の入力端子は前記直流電圧源回路の他方の出力端子と、前記第１及び第２の三相電圧形インバータを介して接続される、請求項７記載の電力変換装置。 One input terminal of any one of the three-phase voltage source inverters is fixed and electrically connected to one output terminal of the DC voltage source circuit,
The power converter according to claim 7, wherein in the charging operation, the other input terminal is connected to the other output terminal of the DC voltage source circuit via the first and second three-phase voltage source inverters.
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| JP2012198959A JP2014054152A (en) | 2012-09-10 | 2012-09-10 | Power conversion device and power control device |
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|---|---|---|---|---|
| CN105656321A (en) * | 2016-03-11 | 2016-06-08 | 广东明阳龙源电力电子有限公司 | Wind power converter main circuit topological structure with two units of direct-current bus connected in series |
| CN108919016A (en) * | 2018-09-13 | 2018-11-30 | 广东电网有限责任公司 | A kind of voltage dip generator and voltage dip pilot system |
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2012
- 2012-09-10 JP JP2012198959A patent/JP2014054152A/en active Pending
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