JP2014039090A - データ送信方法、通信方法及びデータ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもつ信号を送受信する伝送装置において、伝送効率を低下させず、周波数選択性マルチパスフェージング環境において周波数同期の劣化を抑えることができるデータ送信方法、通信方法およびデータ受信装置を提供する。
【解決手段】送信装置は、互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアのうち、サブキャリア間隔を一定とするサブキャリアでショートプリアンブルを構成する。そして複数のサブキャリア間隔に応じたショートプリアンブルパターンを準備し、時分割多重したものを同期プリアンブルとして送信する。受信装置は、複数のサブキャリア間隔に応じたショートプリアンブルパターンの相関により周波数誤差を推定して、推定した周波数誤差に基づいて受信信号を補正する。
【選択図】図７

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式を利用して送信アンテナからデータ系列をパケット送信し、受信アンテナで受信するデータ送信方法、通信方法及びデータ受信装置に関する。さらに詳しくは、周波数選択的性マルチパスフェージング環境においても、ＯＦＤＭ同期の劣化を抑え、通信することができるデータ送信方法、通信方法及びデータ受信装置に関する。

近年、有線通信方式の配線から開放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮに関する標準規格としては、例えばＩＥＥＥ（ＴｈｅＩｎｓｔｉｔｕｔｅ
ｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１ａ／ｇ／ｎを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎでは、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式によれば、送信データを相互に直交する周波数が設定された複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強い。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信を採用することによって、１００ＭＢＰＳを超える高速通信を実現している。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードと、レガシー端末との互換性を全く持たない“Ｇｒｅｅｎ Ｆｉｅｌｄ（ＧＦ）”と呼ばれる動作モードに分けられる（例えば、非特許文献１参照）。これらの動作モードを検出方法として、ＯＦＤＭシンボルのキャリア数の相違に着目し、受信パケットがＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ又はＧｒｅｅｎ Ｆｉｅｌｄのいずれのパケット・フォーマットであるかを判別することができる。（例えば、特許文献１参照）。

また、いずれもパケット・フォーマットの先頭には、送受信間のキャリア周波数誤差を推定するための同期用ピリアンブル（ショートプリアンブル）に続き、伝送路を推定するための伝播係数推定用プリアンブル（ロングプリアンブル）が配置される。同期用プリアンブルとしては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとしては、使用するサブキャリアと振幅および位相は、式（１）で表される。

図１３にレガシー・モードのパケット・フォーマットを示す。レガシー・モードはＬ−ＳＴＦ，Ｌ−ＬＴＦ、Ｌ−ＳＩＧ、ＤＡＴＡから構成される。Ｌ−ＳＴＦは同期用プリアンブル信号であり、繰り返し周期Ｔとする１０Ｔから構成される。使用するサブキャリアが４キャリア間隔であることから、繰り返し周期Ｔは４キャリア間隔の逆数となる。Ｌ−ＬＴＦは、伝播係数推定用プリアンブルである。また、同期用プリアンブルで使用するサブキャリアを時分割し別シンボルとして送信する方法が提案されている。（例えば、特許文献２参照）。

特開２００７−２２１５００号公報 国際公開第２００５／０８８８８４号

ＥＷＣ（ＥｎｈａｎｃｅｄＷｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｎｓｏｒｔｉｕｍ） ＰＨＹ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ

図１４に式（１）の周波数軸上のサブキャリア配置と周波数選択性マルチパスフェージング環境の模式図を示す。（ａ）は式（１）のサブキャリア配置を示し、（ｂ）は４サブキャリア間隔の逆数の遅延時間をもった反射波と直接波の周波数選択性マルチパスフェージング環境の伝送路特性である。同期用プリアンブルで（ｂ）に示す周波数選択性マルチパスフェージング環境が生じた場合、反射波と直接波が打ち消しあうことにより（ｃ）に示すように同期用プリアンブルで使用するサブキャリアが周波数ヌルとなることで、受信装置で正確な周波数同期ができず通信不能になる可能性がある。また、同期用プリアンブルで使用するサブキャリアを時分割し、別シンボルとして送信する方法としは、具体的に使用するサブキャリアの記載はない（例えば特許文献２）。従って、式（１）が４サブキャリア間隔のサブキャリアを使用することで繰り返しシンボル時間が有効シンボル長ＴｕのＩ／４倍であることに対し、繰り返しシンボルは少なくとも有効シンボル長の時間が必要なる。従って、受信側での周波数同期の確立の精度を高めるためには、同期用プリアンブルを長くする必要があり、伝送効率が低くなる。本発明の目的は、このような状況に鑑みてなされたものであり、伝送効率を低下させることなく、周波数選択性マルチパスフェージング環境でもの受信特性劣化を抑えることができるデータ送信方法、通信方法及びデータ受信装置を提供することである。

本発明は、上記目的を達成するために、ＯＦＤＭ方式を利用したパケット通信方法において、特定のサブキャリア間隔で配置されたサブキャリアからなるショートプリアンブル信号を複数回繰り返した同期プリアンブル信号を含んだパケット・フォーマットであって、第１のサブキャリア間隔をもった第１の同期用プリアンブルを用いて送信し、データ送信が失敗したと判断したら、前記特定のサブキャリア間隔とは異なるサブキャリア間隔をもった第２の同期用プリアンブルを用いて送信することを特徴とする、好ましくは、受信側はアクノリッジとして、通信相手先に受け取りに成功した時と同一のサブキャリア間隔の同期用プリアンブル信号を送信することを特徴とする。

また、本発明は、上記目的を達成するために、ＯＦＤＭ方式を利用したパケット通信方法において、
特定のサブキャリア間隔で配置されたサブキャリアからショートプリアンブルを構成し、少なくともサブキャリア間隔の異なるショートプリアンブルパターン２つ以上を時分割多重した同期プリアンブル信号を送信することを特徴とする。好ましくは、サブキャリア間隔が広いショートプリアンブルから、サブキャリア間隔が狭いショートプリアンブルの順序で時分割多重される。

また、本発明は、上記目的を達成するために、ＯＦＤＭ方式を利用したパケット通信方法において、
特定のサブキャリア間隔で配置されたサブキャリアからなるショートプリアンブル信号を複数回繰り返した信号である同期プリアンブル信号で、
サブキャリア間隔を保ちながら、使用するサブキャリアを変更したショートプリアンブルを時分割多重した同期プリアンブル信号を送信する。

好ましくは、サブキャリアを変更する前後のショートプリアンブル波形の時間連続性を保つようにする。

本発明は、サブキャリア間隔を変えたり、あるいは一定のサブキャリア間隔であるが使用するサブキャリアを変えたショートプリアンブルを時分割多重した同期プリアンブル信号を送信することにより、伝送効率を低下させず、周波数選択性マルチパスフェージング環境による周波数同期の劣化を抑えることができるので、高品質なパケット通信が可能となる。

本発明の実施の形態に係る無線通信装置が他の無線通信装置と通信している状態を示す図である。 無線送信装置１ａ構成を示すブロック図である。 図２に示すプリアンブルデータ発生部１２の用意する同期用プリアンブルのサブキャリア配置図である。 実施形態１の同期用プリアンブルの模式図である。 実施形態１の無線受信部２ｂの構成を示すブロック図である。 実施形態１のＴｕ／３相関部２３、Ｔｕ／４相関部２４、Ｔｕ／５相関部２５の動作を説明する図である。 実施形態２の同期用プリアンブル信号の模式図である。 実施形態２の無線受信部２ｂの構成を示すブロック図である。 実施形態２のＴｕ／３相関部２３、Ｔｕ／４相関部２４、Ｔｕ／５相関部２５の動作を説明する図である。 実施形態３で用いるショートプリアンブルのサブキャリア配置図である。 実施形態３の同期プリアンブル信号の模式図である。 実施形態３の無線受信部２ｂの構成を示すブロック図である。 レガシー・モードのパケット・フォーマットである。 同期用プリアンブル信号のサブキャリア配置と周波数選択性マルチパスフェージングの一例との関係を表した模式図である。

本発明の実施の形態に係る無線通信装置を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１に示すように、本実施の形態に係る無線通信装置ＴＲ１は、無線送信部１ａと無線受信部２ａとＭＡＣ部３ａから構成され、ＴＲ１と同じ構成からなる他の無線通信装置ＴＲ２と、ＯＦＤＭ変調により、アンテナを介してパケット通信を行うものである。本実施の形態では、無線通信装置ＴＲ１と他の無線通信装置ＴＲ２とがアンテナ４ａ、４ｂにより通信している。

図２に無線送信部１ａの構成を示す。無線送信部１ａは、ＦＥＣ符号部１１とプリアンブルデータ発生部１２と選択部１３とＯＦＤＭ変調部１４と周波数変換部１５から構成される。ＭＡＣ部３ａは、送信するデータをＦＥＣ符号化部１１へ供給し、データ送信するときの同期用プリアンブル信号の制御信号をプリアンブルデータ発生部１２へ供給する。ＦＥＣ符号化部１１は、データを入力し、例えば畳み込み符号化を施し、ビットデータをＩＱ空間データにマッピング処理し、選択部１３へ供給する。プリアンブルデータ発生部１２は、制御信号に基づいて、プリアンブル信号を生成し、選択部１３へ供給する。図３にプリアンブルデータ発生部１２が用意する同期用プリアンブル信号として使用するサブキャリア配置を示す。図３（ａ）は３キャリア間隔、図３（ｂ）は４キャリア間隔、図３（ｃ）は５キャリア間隔のサブキャリアを使用している。

例えば、ＭＡＣ部３ａは、最初にデータを送信するときは、図３（ｂ）のサブキャリアを使用するような制御信号をプリアンブルデータ発生部１２に供給する。プリアンブルデータ発生部１２は、同期用および、伝播係数推定用プリアンブル信号を選択部１３へ供給する。選択部１３は、パケット・フォーマットに従い、同期用プリアンブル、伝播係数推定用プリアンブル、データと順に選択し、ＯＦＤＭ変調部１４へ出力する。ＯＦＤＭ変調部１４は、選択部１３が出力するデータを周波数軸上データとして入力し、ＩＦＦＴ変換等の処理により、周波数データを時間データに変換し、所望のガードインターバルを付加したベースバンド信号を、周波数変換部１５へ供給する。周波数変換部１５は、ベースバンド信号を入力し、特定のRF帯の信号にアップコンバートして、不要な周波数帯域の信号をフィルタリング後に出力する。

図４に同期用プリアンブルの模式図を示す。図４（ａ）は、３キャリア間隔のサブキャリア配置図３（ａ）に対応し、有効シンボル長Ｔｕの１／３周期を基本とした１０回繰り返し波形である。図４（ｂ）は４キャリア間隔のサブキャリア配置図３（ｂ）に対応し、有効シンボル長Ｔｕの１／４周期を基本とした１０回繰り返し波形である。図４（ｃ）は５キャリア間隔のサブキャリア配置図３（ｃ）に対応し、有効シンボル長Ｔｕの１／５周期を基本とした１０回繰り返し波形である。ＭＡＣ部３ａは、初回に図４（ｂ）の示す同期用プリアンブルをパケット先頭に付加して無線送信部1ａから出力するように制御する。次にＭＡＣ部３ａは所定の時間内に無線受信部２ａからアクノリッジ信号が出力するかどうかを待つ。もしアクノリッジが検出されなければ、通信相手先がデータを受信できなかったとして、図４（ａ）の同期用プリアンブルをパケット先頭に付加してデータを再送信するように無線送信部1ａを制御する。

次にＭＡＣ部３ａは所定の時間内に無線受信部２ａからアクノリッジ信号が出力するかどうかを待つ。もしアクノリッジが検出されなければ、通信相手先がデータを受信できなかったとして、図４（ｃ）の同期用プリアンブルをパケット先頭に付加してデータを再送信するように無線送信部1ａを制御する。

同様にアクノリッジ（ＡＣＫ）信号が出力するかどうかを待ち、出力されたら通信を終了し、出力されなければ、図４（ｂ）に示す同期用プリアンブルを再度送信する。以上のシーケンスに従いＡＣＫ信号が出力されるまで繰り返し実行する。

無線送信部１ａのＲＦ信号はアンテナ４ａから空中に送信され、アンテナ４ｂで受信される。無線通信装置ＴＲ２は無線通信装置ＴＲ１と同じ構成からなり、無線送信部１ｂ、無線送信部２ｂ、ＭＡＣ部３ｂから構成される。アンテナ４ｂで受信されたＲＦ信号は、無線受信部２ｂへ供給される。図５は無線受信部２ｂの構成を示すブロック図である。

無線受信部２ｂは、周波数変換部２１、周波数補正部２２、Ｔｕ／３相関部２３、Ｔｕ／４相関部２４、Ｔｕ／５相関部２５、周波数推定部２６、ＯＦＤＭ復調部２７、誤り訂正部２８から構成される。ＲＦ信号は周波数変換部２１で直交復調されベースバンド信号として出力される。ベースバンド信号は、相関部２３，２４，２５と周波数補正部２２に入力される。周波数推定部２６は、各相関部の出力から周波数誤差を推定し、周波数補正部へ周波数誤差を出力するとともに、受信パケットの同期用プリアンブルパターンが図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のいずれであるかを推定し、ＭＡＣ部３ｂへ出力する。周波数補正部２２は周波数推定部２６の周波数誤差に基づいてベースバンド信号の周波数誤差を補正し、ＯＦＤＭ復調部２７へ出力する。ＯＦＤＭ復調部２７はキャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号を時間軸ＯＦＤＭ信号として入力し、周波数軸ＯＦＤＭ復調信号として誤り訂正部２８へ出力する。誤り訂正部では、復調信号を誤り訂正し、ビットデータとしてＭＡＣ部３ｂへ出力する。

図６は、Ｔｕ／３相関部２３、Ｔｕ／４相関部２４、Ｔｕ／５相関部２５の動作を説明する図である。図６（ａ）は、繰り返し周期Ｔｕ／３の信号の同期用プリアンブル信号が送信された場合の周波数変換部２１が出力するベースバンド信号である。Ｔｕ／３相関部２３は、既知であるＴｕ／３繰り返し波形と、ベースバンド信号との複素相関を演算する。図６（ｂ−２３）に示すようにベースバンド信号とＴｕ／３繰り返し波形とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。また図６（ｃ−２３）に示すようにキャリア周波数誤差が生じると相関ピークタイミングごとに相関値の位相が変化するためキャリア周波数誤差を推定することができる。Ｔｕ／４相関部２４は、既知であるＴｕ／４繰り返し波形と、ベースバンド信号との複素相関を演算する。ベースバンド信号とＴｕ／４繰り返し波形は波形が一致しないため、図６（ｂ−２４）に示すように複素相関値のピークはあらわれない。Ｔｕ／５相関部２５も同様に、ベースバンド信号とＴｕ／５繰り返し波形は波形が一致しないため、図６（ｂ−２５）に示すように複素相関値のピークはあらわれない。このようにピーク値の最も大きな値を出力する相関部を選択することから、同期プリアンブル信号の繰り返し周期を推定し、ピーク値の最も大きな値の相関位相からキャリア周波数誤差を精度よく推定することができる。ＭＡＣ部３ｂは、無線受信部２ｂの出力するデータのＣＲＣチェックを実施し、受信が出来たと確認できた場合は、周波数推定部２６の出力する繰り返し周期おなじ、Ｔｕ／３繰り返し波形を同期用プリアンブル信号としてパケット先頭にもちいたＡＣＫ信号を送信するように無線送信部２ｂに制御信号を出力する。

以上のようにキャリア間隔の異なる複数の同期用プリアンブル信号を通信相手のＡＣＫ信号を受信するまで、パケット毎に変えながら送信し、データ受信側では、受信した同じサブキャリア間隔の同期用プリアンブル信号をパケット先頭に用いてＡＣＫ信号を出力する。以上のように特定のマルチパスフェージング環境で通信を確立することができ、かつ送受信間の伝送路環境の相関が高いことを利用するで、ＡＣＫ信号の受信精度も高めることができる。なお本実施形態では、同期用プリアンブルはサブキャリア間隔３パターンに限定したが、サブキャリア間隔のパターン数が変わっても同様の効果が得られることは言うまでもない。また。同期用プリアンブルのパターン送信順序を変えたとしても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（実施形態２）
実施形態２は、実施形態１と比較して、無線送信装置１ａ、１ｂから送信する同期用プリアンブル信号と、無線受信装置２ａ、２ｂの構成が異なる。実施形態１では、パケット毎に、キャリア間隔の異なる同期用プリアンブルを送信する方法であったが、実施形態２ではキャリア間隔の異なるショートプリアンブルを時分割し、同期用プリアンブルとして送信する。図７に、実施形態２で用いる同期用プリアンブル信号の模式図を示す。同期用プリアンブル信号は、繰り返し周期の異なる信号が、繰り返し周期の小さいものから大きいものの順に時分割で並べられた構成となっている。

図７のｔ１〜ｔ５は、サブキャリア配置としては図３（ｃ）で示した５サブキャリア間隔であり、繰り返し周期は５サブキャリア周波数の逆数と等しいＴｕ／５、繰り返し数は５回であることを表す。ｔ６〜ｔ９はサブキャリア配置としては図３（ｂ）で示した４サブキャリア間隔であり、繰り返し周期は４サブキャリア周波数の逆数と等しいＴｕ／４、繰り返し数は４回であることを表す。ｔ１０〜ｔ１２はサブキャリア配置としては図３（ａ）で示した３サブキャリア間隔であり、繰り返し周期は３サブキャリア周波数の逆数と等しいＴｕ／３、繰り返し数は３回であることを表す。

図８は、実施形態２の無線受信装置２ｂのブロック図である。実施形態１で用いた同一機能のブロックについては、同じ番号を付している。実施形態１と異なる点は、周波数推定部２９の動作である。

図９は、実施形態２の同期用プリアンブル信号を受信した場合のＴｕ／３相関部２３、Ｔｕ／４相関部２４、Ｔｕ／５相関部２５の動作を説明する図である。図９（ａ）は、繰り返し周期Ｔｕ／５、Ｔｕ／４、Ｔｕ／３信号を時分割した同期用プリアンブル信号が送信された場合の周波数変換部２１が出力するベースバンド信号である。

Ｔｕ／３相関部２３は、既知であるＴｕ／３繰り返し波形と、ベースバンド信号との複素相関を演算する。図６（ｂ−２３）に示すようにベースバンド信号とＴｕ／３繰り返し波形とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

Ｔｕ／４相関部２４は、既知であるＴｕ／４繰り返し波形と、ベースバンド信号との複素相関を演算する。図６（ｂ−２４）に示すようにベースバンド信号とＴｕ／４繰り返し波形とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

Ｔｕ／５相関部２５は、既知であるＴｕ／５繰り返し波形と、ベースバンド信号との複素相関を演算する。図６（ｂ−２５）に示すようにベースバンド信号とＴｕ／５繰り返し波形とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

例えば、周波数推定部２９は、各相関部出力をそれぞれの繰り返し周期で持って最大値検出を行う。例えば、Ｔｕ／３相関部出力はＴｕ／３周期で最大値検出を行う。最大値を示す時間の相関位相と最大相関値を保持する。次に、各相関出力の最大相関値を比較し最も大きな最大相関値を検出した相関部の保持している相関位相からキャリア周波数誤差を推定する。

以上のようにサブキャリア間隔の異なる複数の同期用プリアンブル信号を時分割で送信することにより、周波数選択性マルチパスフェージング環境下でのキャリア周波数同期性能を高めることができる。また図には示さないが、繰り返し周期が異なる時間波形の境界であるｔ５とｔ６および、ｔ９とｔ１０が非連続になると、帯域外スペクトルが増大するため、連続になるようにサブキャリア位相または、振幅を調整することが望ましい。また、キャリア間隔の大きいショートプリアンブルからキャリア間隔の小さいショートプリアンブルを順に時分割多重した同期用プリアンブル信号を用いることで、キャリア周波数誤差の捕捉を効率的に行うことができる。なお同期用プリアンブルはキャリア間隔と３パターンに限定したが、キャリア間隔とパターン数が変わっても同様の効果が得られることは言うまでもない。

（実施形態３）
実施形態３は、実施形態２と比較して、無線送信装置１ａ、１ｂから送信する同期用プリアンブル信号と、無線受信装置２ａ、２ｂの構成が異なる。実施形態２では、同一パケット内で、キャリア間隔の異なるショートプリアンブルを時分割多重し、同期用プリアンブルとして送信する方法であったが、本実施形態では、同一パケット内で、サブキャリア間隔は変わらないが、サブキャリア群の異なるショートプリアンブルを時分割多重して同期用プリアンブルとして送信する。

図１０に実施形態３で用いるショートプリアンブルのサブキャリア配置を表したものである。ａ１は、４の整数倍のサブキャリアを用いたものである。ｂ１、ｃ１、ｄ１はａ１のサブキャリア配置をそれぞれサブキャリア単位で−３、−２、−１キャリアシフトした配置となっている。またｅ１、ｆ１、ｇ１はａ１のサブキャリア配置をそれぞれサブキャリア単位で＋１、＋２、＋３キャリアシフトした配置となっている。ａ１、ｂ１、ｃ１、ｄ１、ｅ１、ｆ１、ｇ１は全て４キャリア間隔のサブキャリアであることから、時間波形の繰り返し周期は、キャリア間隔の逆数と等しいＴｕ／４になる。

図１１に同期用プリアンブル信号の時間波形を模式的に表したものである。繰り返し周期Ｔｕ／４のショートプリアンブル単位で構成され、各ショートプリアンブルの符号は図１０のサブキャリア配置の符号と対応するものとする。すなわち４キャリア間隔のサブキャリアを用い、サブキャリア配置の異なるショートプリアンブルが時分割されている。時間配置順序としてはｂ１、ｃ１、ｄ１、ａ１、ｅ１、ｆ１、ｇ１、ｆ１、ｅ１、ａ１となり、ショートプリアンブル単位でサブキャリア単位で＋１キャリアずつシフトし、ｇ１以降はサブキャリア単位で−１キャリアずつシフトし、最終ショートプリアンブルはサブキャリア配置が正負対称となるａ１である。このように、全サブキャリアを同期プリアンブルとして使用することで、４キャリア間隔で特定のサブキャリアがヌルになるような周波数選択性マルチパスフェージング環境下での同期耐性を強化することができる。

また、ショートプリアンブル間が不連続であると帯域外スペクトルが増大するため、連続になるようにサブキャリア位相または、振幅を調整することが望ましい。

例えば、同期用プリアンブル信号の先頭のショートプリアンブルｂ１のサブキャリアの振幅位相を式（２）とすると、ｂ１の時間波形は、ショートシンボルの先頭をt=0とした場合に式（３）で表される。

ここで、繰り返し周期Ｔｕ／４経過後の各サブキャリアの位相は式（３）からt=0を０位相とした場合、式（４）の位相となる。

ｂ１の次に時間的に配置されるｃ１のサブキャリア位相をたとえば式（２）を＋１キャリアシフトした式（５）とすると、ｃ１の波形はｂ１とｃ１の境界を連続にするため、式（６）となる。ここでt=0はショートシンボルの先頭すなわち、時間的にはｂ１とｃ１の境界を表す。

ここで、繰り返し周期Ｔｕ／４経過後の各サブキャリアの位相は式（６）からt=0を０位相とした場合、式（７）の位相となる。

ｃ１の次に時間的に配置されるｄ１のサブキャリア位相をたとえば式（５）を＋１キャリアシフトした式（８）とすると、ｄ１の波形はｃ1とｄ１の境界を連続にするため、式（９）となる。ここでt=0はショートシンボルの先頭をすなわち時間的にはｃ１とｄ１の境界を表す。

以降同様に、ｄ１、ａ１、ｅ１、ｆ１、ｇ１、ｆ１、ｅ１、ａ１と順に各ショートプリアンブルの時間境界を連続になるように、各サブキャリアの位相および振幅を決定する。

図１２は、実施形態３の無線受信装置２ｂの構成を示すブロック図である。実施形態２で用いた同一機能のブロックについては、同じ番号を付している。実施形態２の相関部と異なり、ａ１相関部３０ａ、ｂ１相関部３０ｂ、ｃ１相関部３０ｃ、ｄ１相関部３０ｄ、ｅ１相関部３０ｅ、ｆ１相関部３０ｆ、ｇ１相関部３０ｇを用いている。

ａ１相関部３０ａは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ａ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ａ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｂ１相関部３０ｂは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｂ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｂ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｃ１相関部３０ｃは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｃ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｃ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｄ１相関部３０ｃは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｄ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｄ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｅ１相関部３０ｅは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｅ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｅ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｆ１相関部３０ｅは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｆ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｆ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

ｇ１相関部３０ｅは既知のＴｕ／４の繰り返し波形ｇ１とベースバンド信号との複素相関を演算し、ベースバンド信号とＴｕ／４の繰り返し波形ｇ１とが一致するタイミングで複素相関値のピークが現れる。

周波数推定部２９は、各相関部出力を繰り返し周期Ｔｕ／４で最大値検出を行い、最大値の相関位相と最大相関値を保持する。次に、各相関出力の最大相関値を比較し最も大きな最大相関値を検出した相関部の保持している相関位相からキャリア周波数誤差を推定する。以上のようにキャリア間隔の異なる複数の同期用プリアンブル信号を時分割で送信することにより、周波数選択性マルチパスフェージング環境下でのキャリア周波数同期性能を高めることができる。また各ショートプリアンブルの時間境界を連続にすることにより、帯域外スペクトルが増大をおさえた同期用プリアンブルを実現することができる。なお同期用プリアンブルは４キャリア間隔のショートプリアンブルを用いたが、キャリア間隔が変わっても同様の効果が得られることは言うまでもない。またショートプリアンブルがサブキャリア単位で１キャリアシフトするに時分割多重した同期プリアンブルを用いたが、隣り合ったショートプリアンブルがnキャリアシフト（nは整数）であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）無線ＬＡＮの通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。マルチキャリアを用いた通信システム、特にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに対しても同様に本発明を適用することができる。

ＴＲ１、ＴＲ２ 無線通信装置
４ａ、４ｂ アンテナ

Claims (7)

1. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもつ信号を送信するデータ送信方法であって、
   互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔をもった第１の同期用プリアンブルを用いて送信し、データ送信が失敗したと判断したら、前記特定のサブキャリア間隔とは異なるサブキャリア間隔をもった第２の同期用プリアンブルを用いて送信することを特徴とする、データ送信方法。
2. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもつ信号で通信する通信方法であって、
   互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔をもった第１の同期用プリアンブルを用いて送信し、データ送信が失敗したと判断したら、前記特定のサブキャリア間隔とは異なるサブキャリア間隔をもった第２の同期用プリアンブルを用いて送信し、受信側では、データ受信が成功した場合に、受信データに使用されたサブキャリア間隔の同期用プリアンブルを時分割多重したパケットでアクノリッジ信号を出力することを特徴とする通信方法。
3. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもち、互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔からなるショートプリアンブル信号を複数回繰り返した信号で構成される同期用プリアンブル信号を送信するデータ送信方法であって、
   少なくとも２つ以上のサブキャリア間隔の異なるショートプリアンブルを時分割多重した同期プリアンブル信号を送信することを特徴とするデータ送信方法。
4. 前記２つ以上のサブキャリア間隔の異なるショートプリアンブルを時分割多重方法は、サブキャリア間隔の大きいものから順に時分割多重することを特徴とする請求項３のデータ送信方法
5. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもち、互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔からなるショートプリアンブル信号を複数回繰り返した信号で構成される同期用プリアンブル信号で、前記同期プリアンブル信号が、少なくとも２つ以上のサブキャリア間隔の異なるショートプリアンブルを時分割多重したものを受信するデータ受信装置であって、
   少なくとも２つ以上のサブキャリア間隔の異なるショートプリアンブルの相関回路を具備することを特徴とするデータ受信装置
6. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもち、互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔を用いてショートプリアンブル信号を複数回繰り返した信号で構成される同期用プリアンブル信号を送信するデータ送信方法であって、
   サブキャリア間隔を保ちながら、使用するサブキャリアを変更したショートプリアンブルを時分割多重した同期プリアンブル信号を送信することを特徴とするデータ送信方法。
7. ＯＦＤＭ方式を利用した先頭に同期用プリアンブルを時分割多重したパケット構成をもち、互いに直交する所定の周波数間隔からなる複数のサブキャリアの内、特定のサブキャリア間隔を用いてショートプリアンブル信号を複数回繰り返した信号で構成される同期用プリアンブル信号で、サブキャリア間隔を保ちながら、使用するサブキャリアを変更したショートプリアンブルを時分割多重した同期プリアンブル信号を受信するデータ受信装置であって、
   前記ショートプリアンブルのパターンに応じた相関回路を具備することを特徴とするデータ受信装置。