JP2014027730A - Control device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は制御装置に関し、特に、小容量のコンデンサを用いたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device, and more particularly to a control device that controls an inverter in a motor driving device using a small-capacitance capacitor.
複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合には、モータに対して適切なタイミングでモータ電流を流し、コイル端子に電圧を印加すること、すなわち通電タイミングの最適化が重要である。この通電タイミングの基準を検出する方式としては、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式がある。 When driving a synchronous motor having a plurality of phase coils, it is important to apply a motor current to the motor at an appropriate timing and apply a voltage to the coil terminal, that is, to optimize the energization timing. As a method for detecting the reference of the energization timing, there are various methods such as a method for detecting a counter electromotive voltage and a method for detecting a zero cross current phase.
たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動方式においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する。 For example, in a so-called sensorless driving method in which a motor is driven without using a motor rotor position sensor, a back electromotive voltage generated in the motor coil due to the rotation of the motor is detected from the motor coil terminal when the motor coil is energized.
また、特許文献1には、交流電源からリアクタコイルを介して供給される交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された大容量の平滑コンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換して同期モータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置が開示されている。リアクタコイルは、交流電源からモード駆動装置に供給される交流電力の力率を改善するために設けられている。また、平滑コンデンサとしては、直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きな容量値を有するものが使用されている。 Patent Document 1 discloses a rectifier circuit that full-wave rectifies an AC voltage supplied from an AC power source through a reactor coil, a large-capacity smoothing capacitor connected between output terminals of the rectifier circuit, and a rectifier circuit. A motor drive device is disclosed that includes an inverter that converts the direct current power into alternating current power and supplies the same to a synchronous motor. The reactor coil is provided in order to improve the power factor of AC power supplied from the AC power source to the mode driving device. As the smoothing capacitor, a capacitor having a sufficiently large capacity value that can improve the ripple of the DC voltage waveform is used.
しかし、特許文献1のモータ駆動装置では、装置寸法が大きく、入力電流波形の改善が不十分であり、高力率化が困難であった。そこで、特許文献2においては、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサを用いた簡易な構成で、入力電流波形の改善と、高力率化を実現し、電源高調波成分を低減化している。
However, in the motor drive device of Patent Document 1, the device size is large, the improvement of the input current waveform is insufficient, and it is difficult to increase the power factor. Therefore, in
しかし、特許文献2においては、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が必要となり、制御装置の構成が複雑になるという問題があった。
However,
それゆえに、この発明の主たる目的は、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることが可能な制御装置を提供することである。 Therefore, a main object of the present invention is to provide a control device capable of improving the input current waveform, increasing the power factor, reducing the power supply harmonic current, and simplifying the configuration.
この発明に係る制御装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置であって、モータの回転数に対応する正弦波およびその三次高調波を生成する第1の波形生成部と、正弦波に対する三次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部と、重畳量設定部で設定された重畳量の三次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、インバータからモータに流れる交流電流と正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、指令値生成部で生成されたモータ電圧振幅指令値を重畳量設定部で設定された重畳量に応じた上限値以下に制限する電圧制限部と、第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と電圧制限部で上限値以下に制限されたモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータをPWM制御する制御部とを備えたものである。 A control device according to the present invention includes a rectifier circuit that full-wave rectifies an AC voltage, a small-capacitance capacitor connected between output terminals of the rectifier circuit, and converts DC power from the rectifier circuit into AC power for conversion into a motor. A control device that controls an inverter in a motor drive device that includes an inverter to be supplied, the first waveform generating unit that generates a sine wave corresponding to the rotational speed of the motor and its third harmonic, and a third order for the sine wave A superposition amount setting unit for setting a superposition amount of harmonics, a second waveform generation unit for superimposing a third harmonic of the superposition amount set by the superposition amount setting unit on a sine wave, and generating a motor voltage waveform; and an inverter The command value generator that generates the motor voltage amplitude command value so that the phase difference between the AC current flowing from the motor to the motor and the sine wave becomes the target phase difference, and the motor voltage amplitude command value generated by the command value generator A voltage limiter that limits the amount to be less than or equal to the upper limit value according to the amount of overlap set by the amount setting unit, a motor voltage waveform that is generated by the second waveform generator, and a motor voltage that is limited to be less than or equal to the upper limit value by the voltage limiter And a control unit that PWM-controls the inverter based on the amplitude command value.
また、この発明に係る他の制御装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置であって、モータの回転数に対応する正弦波およびその三次高調波を生成する第1の波形生成部と、モータの出力を検出するモータ出力検出部と、モータ出力検出部の検出結果に基づいて、正弦波に対する三次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部と、重畳量設定部で設定された重畳量の三次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、インバータからモータに流れる交流電流と正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と指令値生成部で生成されたモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータをPWM制御する制御部とを備えたものである。 In addition, another control device according to the present invention includes a rectifier circuit for full-wave rectification of an AC voltage, a small-capacitance capacitor connected between output terminals of the rectifier circuit, and DC power from the rectifier circuit is converted to AC power. A control device that controls the inverter in a motor drive device that includes an inverter that supplies the motor, and a first waveform generation unit that generates a sine wave corresponding to the rotational speed of the motor and a third harmonic thereof, A motor output detection unit that detects the output of the motor, a superimposition amount setting unit that sets the superimposition amount of the third harmonic with respect to the sine wave based on the detection result of the motor output detection unit, and a superimposition set by the superimposition amount setting unit A second waveform generator for generating a motor voltage waveform by superimposing the third harmonic of the quantity on the sine wave, and a mode so that the phase difference between the alternating current flowing from the inverter to the motor and the sine wave becomes the target phase difference. Control that performs PWM control of the inverter based on the command value generation unit that generates the voltage amplitude command value, the motor voltage waveform generated by the second waveform generation unit, and the motor voltage amplitude command value generated by the command value generation unit Part.
この発明に係る制御装置によれば、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることができる。 According to the control device of the present invention, it is possible to improve the input current waveform, increase the power factor, reduce the power supply harmonic current, and simplify the configuration.
[全体構成]
この発明の一実施の形態によるモータ駆動装置は、図1に示すように、整流回路1、コンデンサ2、直流電圧センサ3、直流電流センサ4、インバータ5、交流電流センサ6、およびコントローラ7を備える。このモータ駆動装置は、交流電源8からの単相交流電力を三相交流電力に変換して同期モータ9に供給し、同期モータ9を回転駆動させるものである。
[overall structure]
As shown in FIG. 1, the motor drive device according to one embodiment of the present invention includes a rectifier circuit 1, a
整流回路1は、4つのダイオードD1〜D4を含み、交流電源8からの単相交流電圧を全波整流する。コンデンサ2は、整流回路1の正側出力端子1aと負側出力端子1bの間に接続される。コンデンサ2としては、通常の平滑コンデンサの1/100程度の容量値(たとえば、10〜20μF)のものが使用される。コンデンサ2は、同期モータ9の回生エネルギーによってインバータ5が破壊されることを防止するために設けられている。リアクタコイルは設けられていない。
The rectifier circuit 1 includes four diodes D1 to D4, and full-wave rectifies the single-phase AC voltage from the
直流電圧センサ3は、コンデンサ2の端子間に現れる直流電圧Vdcの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。直流電流センサ4は、整流回路1からインバータ5に流れる直流電流Idcの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。
The
インバータ5は、コントローラ7によってPWM(pulse width modulation:パルス幅変調)制御され、整流回路1からの直流電力を三相交流電力に変換して同期モータ9に供給する。インバータ5は、6個のスイッチング素子s1〜s6と6個のダイオードd1〜d6を含む。スイッチング素子s1〜s3は、整流回路1の正側出力端子1aと同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uとの間にそれぞれ接続される。スイッチング素子s4〜s6は、同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uと整流回路1の負側出力端子1bとの間にそれぞれ接続される。ダイオードd1〜d6は、それぞれスイッチング素子s1〜s6に逆並列に接続される。スイッチング素子s1〜s6の各々は、たとえばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)で構成される。
The
交流電流センサ6は、同期モータ9の三相入力端子9w,9v,9uのうちの所定の入力端子(図1では、9u)に流れる交流電流Iuの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ7に出力する。同期モータ9は、三相コイルを含むステータと、永久磁石を含むローラとを備える。三相入力端子9w,9v,9uを介して三相コイルに三相交流電力を供給すると、三相交流電力の周波数に応じた回転数でロータが回転駆動される。
The AC
コントローラ7は、マイクロコンピュータで構成され、センサ3,4,6の出力信号に基づいてインバータ5のスイッチング素子s1〜s6の各々をPWM制御する。コントローラ7は、回転数設定部10、正弦波生成部11、モータ出力検出部12、重畳量設定部13、三次高調波生成部14、および加算器15を備える。
The controller 7 is constituted by a microcomputer, and performs PWM control of each of the switching elements s1 to s6 of the
回転数設定部10は、同期モータ9の目標回転数を設定する。なお、同期モータ9の回転数(rpm)は、回転数設定部10で設定される目標回転数に等しい。正弦波生成部11は、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。正弦波生成部11は、回転数設定部10で設定された目標回転数と時間経過に従って、正弦波データテーブルから同期モータ9のU相、V相、およびW相に対応した正弦波データを読出すとともに、U相の正弦波データに基づいてU相のモータ電圧位相情報を出力する。
The rotation
モータ出力検出部12は、直流電圧センサ3および直流電流センサ4の出力信号に基づいて同期モータ9の出力Pを検出し、その検出値を示す信号を重畳量設定部13に与える。重畳量設定部13は、モータ出力検出部12の出力信号、すなわち同期モータ9の出力Pに基づいて、正弦波に対する三次高調波の重畳量kを設定する。この重畳量kは、正弦波の振幅に対する三次高調波の振幅の比である。
The
重畳量設定部13は、モータ9の出力Pが増大したことに応じて重畳量kを維持または増大させる。重畳量設定部13は、重畳量kを0.16以上で0.40以下の範囲内で変化させる。正弦波に三次高調波を重畳することにより、インバータ5の出力電圧を上げたり、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。この点については、後で詳細に説明する。
The superposition
三次高調波生成部14は、正弦波生成部11と同様に、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。三次高調波生成部14は、回転数設定部10で設定された目標回転数の3倍の回転数と時間経過に従って、正弦波データテーブルから正弦波データを読出す。また、三次高調波生成部14は、読み出した正弦波データに、重畳量設定部13で設定された重畳量kを乗算して三次高調波データを生成する。
Similar to the sine
加算器15は、正弦波生成部11からのU相、V相、およびW相に対応した正弦波データと、三次高調波生成部14からの三次高調波データとをそれぞれ加算して、U相、V相、およびW相に対応したモータ電圧波形データを生成する。
The
また、コントローラ7は、位相差検出部16、目標位相差格納部17、PI(Proportional Integral:比例積分)演算部18、電圧制限部19、およびPWM信号生成部20を含む。
The controller 7 includes a phase
位相差検出部16は、正弦波生成部11からのU相のモータ電圧位相情報と、交流電流センサ6からのU相電流Iuを示す信号とに基づいて、U相のモータ電圧Vuと電流Iuとの位相差を検出し、検出値を示す信号を出力する。
The phase
たとえば、位相差検出部は、2個所のモータ電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比から位相差を算出する(特開2001−112287号公報参照)。 For example, the phase difference detection unit integrates each current sampling data sampled every two motor voltage phase periods to obtain a motor current signal area, and calculates the phase difference from the area ratio of both motor current signal areas (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-318867). 2001-112287).
目標位相差格納部17は、目標とする位相差情報を格納している。PI演算部18は、位相差検出部16で検出された位相差と、目標位相差格納部17に格納された目標位相差情報との誤差データを算出し、その誤差データに対して比例制御および積分制御を実行してモータ出力電圧振幅値を出力する。
The target phase
電圧制限部19は、PI演算部18で生成されたモータ電圧振幅指令値を重畳量設定部13で設定された重畳量kに応じた上限値PWMmax以下に制限する。k=0である場合のPWMmaxを1とすると、k≧0.16の範囲においてPWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2)である。この数式の導出方法については後述する。
The
PWM信号生成部20は、加算器15からのU相、V相、およびW相に対応したモータ電圧波形データと、PI演算部18で生成されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて6個のPWM信号を生成し、それらのPWM信号をインバータ5に与える。インバータ5のスイッチング素子s1〜s6は、それぞれ6個のPWM信号に従ってオンおよびオフする。これにより、同期モータ9に三相交流電力が供給され、同期モータ9のローラが回転駆動される。
The PWM
[三次高調波とモータ相間電圧の振幅との関係]
次に、三次高調波の重畳量kとモータ相間電圧の振幅との関係について説明する。ここでは、U相モータ電圧VuとV相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳した場合における重畳量kとU−V相間電圧Vuvの振幅との関係について説明するが、V相とW相、あるいはW相とU相についても同様である。
[Relationship between third harmonic and amplitude of motor phase voltage]
Next, the relationship between the superposition amount k of the third harmonic and the amplitude of the motor phase voltage will be described. Here, the relationship between the superposition amount k and the amplitude of the U-V phase voltage Vuv when the third harmonic Vh is superimposed on the U-phase motor voltage Vu and the V-phase motor voltage Vv will be described. The same applies to the W phase and the U phase.
正弦波生成部11で生成された正弦波データに三次高調波データを重畳させない場合、つまりk=0である場合、図2に示すように、U相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvの振幅が1.0(100%)であるとき、U相とV相の間の電圧であるU−V相間電圧Vuvは振幅が1.73の正弦波となる。ここでは説明の簡単化のため、正弦波データは最大値が1で振幅が1の正弦波であるものとし、PWM信号生成部20の出力データの最大値を1とする。
When the third harmonic data is not superimposed on the sine wave data generated by the
また、正弦波データに三次高調波データを重畳させることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を最大化させることが可能である。すなわち図3に示すように、U相およびV相のモータ出力電圧振幅が1.0(100%)であり、重畳量kが0.16(16%、1/6)である場合、U−V相間電圧Vuvは振幅が1.73の正弦波となる。すなわち、U相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳させても、重畳させなくても、U−V相間電圧Vuvは同じである。また、U相とV相で位相が120度ずれているので、三次高調波VhはU−V相間電圧Vuvの波形に影響を与えることがなく、U−V相間電圧Vuvの波形は正弦波となる。 Further, by superimposing the third harmonic data on the sine wave data, it is possible to maximize the amplitude of the U-V interphase voltage Vuv. That is, as shown in FIG. 3, when the U-phase and V-phase motor output voltage amplitudes are 1.0 (100%) and the superposition amount k is 0.16 (16%, 1/6), U− The V-phase voltage Vuv is a sine wave having an amplitude of 1.73. That is, the U-V phase voltage Vuv is the same whether or not the third harmonic Vh is superimposed on the U-phase motor voltage Vu and the V-phase motor voltage Vv. Further, since the phases are shifted by 120 degrees between the U phase and the V phase, the third harmonic Vh does not affect the waveform of the U-V phase voltage Vuv, and the waveform of the U-V phase voltage Vuv is a sine wave. Become.
特徴的であるのは、U相モータ電圧Vuに三次高調波Vhを重畳した後の合成U相波Vuhの最大値が0.86となり、V相モータ電圧Vvに三次高調波Vhを重畳した後の合成V相波Vvhの最大値が0.86となることである。つまり、三次高調波Vhを正弦波に重畳させると合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの最大値が1よりも小さくなる。このため、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの振幅を1にすることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を1.73よりも大きくすることができる。 What is characteristic is that the maximum value of the combined U-phase wave Vuh after superimposing the third-order harmonic Vh on the U-phase motor voltage Vu becomes 0.86, and after the third-order harmonic Vh is superimposed on the V-phase motor voltage Vv. The maximum value of the combined V-phase wave Vvh is 0.86. That is, when the third harmonic Vh is superimposed on the sine wave, the maximum values of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh are smaller than 1. Therefore, by setting the amplitudes of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh to 1, the amplitude of the U-V phase voltage Vuv can be made larger than 1.73.
具体的には、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16(=1/0.86,116%)にしたとき、U−V相間電圧Vuvは振幅が2.0の正弦波となる。このように、三次高調波VhをU相モータ電圧VuおよびV相モータ電圧Vvに16%重畳させることにより、U−V相間電圧Vuvの振幅を、三次高調波Vhを重畳させない場合より16%上昇させ、直流電圧Vdcを最大限利用することができる。ただし、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16よりも大きくすると、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの波形が歪むので、それらのモータ出力電圧振幅は1.16以下に制限する必要がある。 Specifically, when the motor output voltage amplitude of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh is 1.16 (= 1 / 0.86, 116%), the U-V interphase voltage Vuv has an amplitude of 2. 0.0 sine wave. Thus, by superimposing the third harmonic Vh on the U-phase motor voltage Vu and the V-phase motor voltage Vv by 16%, the amplitude of the U-V interphase voltage Vuv is increased by 16% compared to the case where the third harmonic Vh is not superimposed. The DC voltage Vdc can be utilized to the maximum. However, if the motor output voltage amplitudes of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh are larger than 1.16, the waveforms of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh are distorted. Must be limited to 1.16 or less.
図4は、三次高調波Vhの重畳量kとU−V相間電圧Vuvの最大値Auvとの関係を示す図である。図4では、k=0のときのU−V相間電圧Vuvの最大値Auvを1としている。図4から分かるように、kを0から増加させていくVuvの最大値Auvが徐々に増大し、k=0.16であるときにVuvの最大値Auvがピークとなる。kを0.16から増大させていくとVuvの最大値Auvが徐々に減少し、k=0.4ではVuvの最大値Auvはk=0のときの値(すなわち1)とほぼ等しくなる。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the superposition amount k of the third harmonic Vh and the maximum value Auv of the U-V interphase voltage Vuv. In FIG. 4, the maximum value Auv of the U-V phase voltage Vuv when k = 0 is set to 1. As can be seen from FIG. 4, the maximum value Auv of Vuv that increases k from 0 gradually increases, and the maximum value Auv of Vuv peaks when k = 0.16. As k is increased from 0.16, the maximum value Auv of Vuv gradually decreases, and when k = 0.4, the maximum value of Vuv Auv becomes substantially equal to the value when k = 0 (ie, 1).
[三次高調波の重畳量とモータ出力電圧振幅の上限値との関係]
上述のように、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16(=1/0.86,116%)にしたとき、U−V相間電圧Vuvは振幅が2.0の正弦波となる。ただし、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhのモータ出力電圧振幅を1.16よりも大きくすると、合成U相波Vuhおよび合成V相波Vvhの振幅が1を超えてしまい、1を超えた部分が1に制限されるので、それらの波形が歪む。したがって、この場合は、モータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。ここで、三次高調波の重畳量kとモータ出力電圧振幅の上限値との関係について説明する。
[Relationship between amount of superposition of third harmonic and upper limit of motor output voltage amplitude]
As described above, when the motor output voltage amplitude of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh is 1.16 (= 1 / 0.86, 116%), the U-V phase voltage Vuv has an amplitude of 2 0.0 sine wave. However, if the motor output voltage amplitudes of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh are larger than 1.16, the amplitudes of the combined U-phase wave Vuh and the combined V-phase wave Vvh exceed 1 and exceed 1. Since these parts are limited to 1, their waveforms are distorted. Therefore, in this case, it is necessary to limit the motor output voltage amplitude to 1.16 or less. Here, the relationship between the superposition amount k of the third harmonic and the upper limit value of the motor output voltage amplitude will be described.
正弦波をsinθとし、三次高調波をsin3θとし、正弦波と三次高調波の合成波をyとすると、yは次式(1)で表わされる。
y=sinθ+ksin3θ …(1)
上式(1)を微分すると、y′=cosθ+3kcos3θ=cosθ(1+12kcos2θ−9k)となる。ここで、yが極値を持つとして、y′=0とすると、cosθ=0よりθ=π/2,3π/2となり、1+12kcos2θ−9k=0よりcos2θ=(9k−1)/12kとなる。θ=π/2,3π/2のときyは極小値となり、cos2θ=(9k−1)/12kのときyは極大値となる。
If the sine wave is sin θ, the third harmonic is sin 3θ, and the combined wave of the sine wave and the third harmonic is y, y is expressed by the following equation (1).
y = sin θ + k sin 3θ (1)
When the above equation (1) is differentiated, y ′ = cos θ + 3 k cos 3θ = cos θ (1 + 12 k cos 2 θ−9 k). Here, assuming that y has an extreme value and y ′ = 0, from cos θ = 0, θ = π / 2, 3π / 2, and from 1 + 12 kcos 2 θ−9k = 0, cos 2 θ = (9k−1) / 12k. When θ = π / 2, 3π / 2, y is a minimum value, and when cos 2 θ = (9k−1) / 12k, y is a maximum value.
1≧cos2θ≧0であるので、1≧(9k−1)/12k≧0である。9k−1≧0であるからk≧1/9である。また、9k−1≦12kであるからk≧−1/3である。したがって、k≧1/9である。k≧1/9は、yの半周期においてyのピークが2つに分散する条件である。なお、k<1/9である場合は、yのピークはθ=θ=π/2,3π/2のみであり、yの半周期においてピークは2つに分散しない。 Since 1 ≧ cos 2 θ ≧ 0, 1 ≧ (9k−1) / 12k ≧ 0. Since 9k-1 ≧ 0, k ≧ 1/9. Further, since 9k-1 ≦ 12k, k ≧ −1 / 3. Therefore, k ≧ 1/9. k ≧ 1/9 is a condition in which y peaks are dispersed into two in a half cycle of y. When k <1/9, the peak of y is only θ = θ = π / 2, 3π / 2, and the peak is not dispersed into two in the half cycle of y.
また、上式(1)を変形すると、y=sinθ+k(4cos2θ−1)sinθとなる。ここで、cos2θ=(9k−1)/12kのときyは極大値となり、sin2θ=1−cos2θ=(3k+1)/12kである。yの極大値ymaxは、次式(2)で表わされる。
ymax=[(3k+1)/12k]0.5(6k+2)/3 …(2)
ymaxの逆数をPWMmaxとすると、PWMmaxは次式(3)で表わされる。モータ出力電圧振幅は、PWMmax以下に制限する必要がある。
PWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2) …(3)
たとえばk=0.16であるとき、ymax=0.86であり、モータ出力電圧振幅を1/0.86=1.16にすると相間電圧が最大になる。ただし、モータ出力電圧振幅が1.16を超えると合成波の波形が歪むのでモータ出力電圧振幅を1.16以下に制限する必要がある。
Further, when the above equation (1) is modified, y = sin θ + k (4 cos 2 θ−1) sin θ. Here, when cos 2 θ = (9k−1) / 12k, y becomes a maximum value, and sin 2 θ = 1−cos 2 θ = (3k + 1) / 12k. The maximum value ymax of y is expressed by the following equation (2).
ymax = [(3k + 1) / 12k] 0.5 (6k + 2) / 3 (2)
When the reciprocal of ymax is PWMmax, PWMmax is expressed by the following equation (3). The motor output voltage amplitude must be limited to PWMmax or less.
PWMmax = 3 [12 k / (3 k + 1)] 0.5 / (6 k + 2) (3)
For example, when k = 0.16, ymax = 0.86, and when the motor output voltage amplitude is 1 / 0.86 = 1.16, the interphase voltage becomes maximum. However, if the motor output voltage amplitude exceeds 1.16, the waveform of the composite wave is distorted, so it is necessary to limit the motor output voltage amplitude to 1.16 or less.
モータ出力電圧振幅が上限値PWMmaxを超えると、相間電圧が正弦波とはならず電圧歪みが発生し、モータ電流に多くの高調波成分が重畳され電源高調波が増加する。そこで、本実施の形態では、電圧制限部19においてモータ出力電圧振幅を上限値PWMmax以下に制限する。
When the motor output voltage amplitude exceeds the upper limit value PWMmax, the interphase voltage does not become a sine wave but voltage distortion occurs, and many harmonic components are superimposed on the motor current and the power supply harmonics increase. Therefore, in the present embodiment, the
[三次高調波と直流電流の関係]
次に、三次高調波とインバータ5に流れる直流電流Idcとの関係について説明する。図5(a)(b)は、三次高調波の重畳量kが0.16である場合における直流電流Idcなどの波形を示すタイムチャートである。特に、図5(a)は、合成U相波Vuh、合成V相波Vvh、合成W相波Vwh、および三角波Vtの波形を示し、図5(b)は、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw、直流電流Idc、および交流電圧Vacの波形を示している。
[Relationship between third harmonic and DC current]
Next, the relationship between the third harmonic and the direct current Idc flowing through the
本実施の形態では、コンデンサ2の容量値が小さいので、直流電圧Vdcは交流電圧Vacと略同じ波形であり、交流電圧Vacの2倍の周波数で変動する。また、直流電流Idcの最大値は、合成波Vuh,Vvh,Vwhと同様に変化する。
In the present embodiment, since the capacitance value of
各相の端子電圧は、各相の電圧に応じてキャリア周波数で変調されたPWM信号により制御される。PWM変調されたインバータ出力電圧に応じて、直流電流IdcにはU、V、W相のうちの最大電圧相のモータ電流と最小電圧相のモータ電流の逆符号成分とが観測される。たとえば、U相モータ電圧Vuが最大電圧となり、W相モータ電圧Vwが最小電圧となる区間では、直流電流IdcにはU相電流IuとW相電流Iwの逆符号成分とが観測される。 The terminal voltage of each phase is controlled by a PWM signal modulated at a carrier frequency according to the voltage of each phase. In accordance with the PWM-modulated inverter output voltage, the DC current Idc is observed with a motor current in the maximum voltage phase of U, V, and W phases and an inverse sign component of the motor current in the minimum voltage phase. For example, in the section where the U-phase motor voltage Vu is the maximum voltage and the W-phase motor voltage Vw is the minimum voltage, the U-phase current Iu and the opposite sign components of the W-phase current Iw are observed in the DC current Idc.
図6(a)(b)は、三次高調波の重畳量kが0.4である場合における直流電流Idcなどの波形を示すタイムチャートであって、図5(a)(b)と対比される図である。図6(a)(b)から分かるように、重畳量を増大させることにより、各相の電圧波形のピークが2つに分散する点が明瞭になっている。また、各相のピークが2つに分散したことにより、キャリア変調された各相のPWM波形も同様に変化し、k=0.16の場合と比較して直流電流Idcにも分散効果が明瞭になっている。 FIGS. 6A and 6B are time charts showing waveforms of the direct current Idc and the like in the case where the superposition amount k of the third harmonic is 0.4, and are compared with FIGS. 5A and 5B. FIG. As can be seen from FIGS. 6A and 6B, it is clear that the peak of the voltage waveform of each phase is dispersed into two by increasing the amount of superposition. In addition, since the peak of each phase is dispersed into two, the PWM waveform of each phase subjected to carrier modulation changes in the same manner, and the dispersion effect is also clearly seen in the DC current Idc as compared with the case of k = 0.16. It has become.
電圧波形のピークが2つに分散したため、各相の端子電圧の変動が緩和され、PWM変調された直流電流波形にもキャリア周波数単位でのオン/オフ幅の変動が緩和され、直流電流Idcの密度が分散している。このように、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させることで、直流電流Idcの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることができる。 Since the peak of the voltage waveform is dispersed into two, fluctuations in the terminal voltage of each phase are mitigated, and fluctuations in the on / off width in carrier frequency units are also mitigated in the PWM-modulated DC current waveform, and the DC current Idc The density is dispersed. Thus, by superimposing the third harmonic on the sine wave of the fundamental wave of each phase, it is possible to intentionally generate a sparse / dense distribution of the direct current Idc and disperse the density.
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ2を使用しているので、インバータ5の出力電流であるモータ電流Iu,Iv,Iwと、インバータ5の入力電流である直流電流Idcは、整流回路1の入力電流である交流電流に高調波電流Ihを生じさせる。
In the motor drive device of the present embodiment, the reactor coil is removed and the small-
各相のモータ電圧波形の最大となる相のモータ電流と、最少となる相のモータ電流の逆符号成分とが直流電流Idcに現れる。したがって、位相が120度ずつずれた3相の電流波形で最大、最少の2つの電流が出現すると、モータ電圧波形1周期で直流電流Idcは3相×2の6回変動する。すなわちモータ電気角周波数の6倍の周波数で直流電流Idcが変動する。機械角ではモータ極数の1/2の周期で1回転することから、4極モータの場合、電気角2周期で1回転となる。 The motor current of the phase having the maximum motor voltage waveform of each phase and the inverse sign component of the motor current of the minimum phase appear in the DC current Idc. Therefore, when the maximum and minimum two currents appear in the three-phase current waveform whose phases are shifted by 120 degrees, the DC current Idc fluctuates six times of three phases × 2 in one cycle of the motor voltage waveform. That is, the direct current Idc fluctuates at a frequency six times the motor electrical angular frequency. Since the mechanical angle makes one revolution with a period of ½ of the number of motor poles, in the case of a four-pole motor, it makes one revolution with two electrical angles.
以上より、機械角1回転中に直流電流Idcの変動は(モータの相数×2)×(極数/2)回発生し、電流波形の脈動を周波数に換算すると(モータの相数)×(極数)×(回転数)で表され、交流電流に電源高調波電流Ihとなって現れる。 As described above, the fluctuation of the DC current Idc occurs during one rotation of the mechanical angle (number of motor phases × 2) × (number of poles / 2) times, and the pulsation of the current waveform is converted into frequency (number of motor phases) × It is represented by (number of poles) × (number of rotations) and appears as a power supply harmonic current Ih in the alternating current.
[三次高調波と電源高調波電流の関係]
次に、三次高調波と電源高調波電流Ihの関係について説明する。電源高調波電流Ihとは、交流電源8の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことをいうが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流Ihに対して規制値が設けられている。
[Relationship between third harmonic and power supply harmonic current]
Next, the relationship between the third harmonic and the power supply harmonic current Ih will be described. The power supply harmonic current Ih refers to a current having a frequency component that is an integral multiple of the sine wave waveform of the
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ2を使用しているので、モータ電流Iu,Iv,Iwおよび直流電流Idcの影響によって交流電流に高調波電流Ihが発生する。このため、交流電流の脈動が、交流電源8の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値Ihmaxを満足できない可能性がでてくる。そこで、本実施の形態では、モータの出力Pに応じて三次高調波の重畳量kを調整することにより、インバータ5で発生する電流脈動に起因する電源高調波電流Ihを抑制し規制値Ihmaxをクリアする。
In the motor drive device of the present embodiment, the reactor coil is removed and the small-
具体的には、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させて直流電流Idcの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることで、(モータの相数)×(極数)×(回転数)で表される周波数の高調波成分を抑制する。 Specifically, the third harmonic is largely superimposed on the sine wave of the fundamental wave of each phase to intentionally generate a sparse / dense distribution of the DC current Idc, and the density is dispersed, thereby (the number of motor phases) × The harmonic component of the frequency represented by (the number of poles) × (the number of rotations) is suppressed.
なお、三次高調波の重畳量kが大きいほど直流電流Idcの疎密の分布は大きくなり、電源高調波電流Ihを低減させる効果は高くなるが、図4で示したように、k=0.16を境に相間電圧振幅は低下する。したがって、極端に大きな重畳量kで三次高調波を重畳させると、相間電圧振幅が低下し、電圧不足でモータ相電流が増加し、その結果、電源高調波電流Ihが逆に増加する可能性がある。よって、直流電流Idcの粗密の分布の増加とモータ相電流の増加とのトレードオフを考慮し、実験により確認して重畳量kを決定する。 Note that as the superposition amount k of the third harmonic becomes larger, the density distribution of the direct current Idc becomes larger and the effect of reducing the power supply harmonic current Ih becomes higher. However, as shown in FIG. 4, k = 0.16. The phase-to-phase voltage amplitude decreases at the boundary. Therefore, if the third harmonic is superposed with an extremely large superposition amount k, the interphase voltage amplitude decreases, the motor phase current increases due to insufficient voltage, and as a result, the power harmonic current Ih may increase conversely. is there. Therefore, in consideration of a tradeoff between an increase in the density distribution of the direct current Idc and an increase in the motor phase current, the superposition amount k is determined by confirmation through experiments.
図7(a)(b)は、重畳量kを0,0.16,0.30の三段階で変えた場合における2〜40次数の電源高調波電流Ihの変化を示す図である。特に図7(a)は0〜40次数の高調波電流Ihを示し、図7(b)は10〜22次数の高調波電流Ihを示している。実験では、4極モータを使用し、回転数を4500rpmとし、モータ出力電圧振幅を最大値の1.0(100%)に設定した。この場合、回転数に起因する電源高調波電流Ihは18次(3相×4極×4500rpm/60/50Hz)となる。図7(a)(b)から分かるように、回転数に起因する周波数近辺の高調波成分はモータ印加電圧に重畳させる三次高調波の重畳量kを大きくするほど小さくなった。たとえば、三次高調波の重畳量kを0から0.30へ増加させると17次の高調波電流の成分は0.17Aから0.07Aに減少した。図8は、重畳量kと15次高調波電流Ih(15)および17次高調波電流Ih(17)との関係を示す図である。図8から分かるように、重畳量kの増大に伴って高調波電流Ihは単調に減少した。 FIGS. 7A and 7B are diagrams illustrating changes in the power harmonic currents Ih of the 2nd to 40th orders when the superposition amount k is changed in three stages of 0, 0.16, and 0.30. In particular, FIG. 7A shows the harmonic current Ih of the 0th to 40th order, and FIG. 7B shows the harmonic current Ih of the 10th to 22nd order. In the experiment, a 4-pole motor was used, the rotation speed was 4500 rpm, and the motor output voltage amplitude was set to 1.0 (100%) of the maximum value. In this case, the power supply harmonic current Ih resulting from the rotational speed is 18th order (3 phases × 4 poles × 4500 rpm / 60/50 Hz). As can be seen from FIGS. 7 (a) and 7 (b), the harmonic component in the vicinity of the frequency due to the rotational speed becomes smaller as the amount of superposition of the third harmonic superimposed on the motor applied voltage is increased. For example, when the superposition amount k of the third harmonic is increased from 0 to 0.30, the component of the 17th harmonic current is decreased from 0.17 A to 0.07 A. FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the superposition amount k, the 15th harmonic current Ih (15), and the 17th harmonic current Ih (17). As can be seen from FIG. 8, the harmonic current Ih monotonously decreased as the amount of superposition k increased.
[モータ出力と重畳量の関係]
重畳量kを一定に保ってモータ9の出力Pを増大させると、直流電流Idcが増大し、電源高調波電流Ihも増大する。そこで、本実施の形態では、モータ9の出力Pの増大に応じて重畳量kを増大させ、電源高調波電流Ihの増大を抑制する。
[Relationship between motor output and superposition amount]
When the superposition amount k is kept constant and the output P of the
図9は、モータ9の出力Pと重畳量kとの関係を示す図である。図9に示すように、重畳量設定部13は、モータ9の出力Pに応じて重畳量kを変化させる。モータ9の出力Pは、モータ出力検出部12により、直流電圧センサ3および直流電流センサ4からの信号に基づいて検出される。モータ9の出力Pが0〜800[W]である場合はk=0.16一定とする。これにより、相間電圧が正弦波となる最大電圧を高くすることができ、モータ9を高速駆動することができる。
FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the output P of the
また、モータ9の出力Pが800〜1600[W]である場合は、モータ9の出力Pに比例してkを0.16から0.40まで単調に増大させる。これにより、モータ9の出力Pに伴う電源高調波電流Ihの増大を抑制することができる。モータ9の出力Pが1600〜2000[W]である場合は、k=0.40一定とする。これにより、過大な三次高調波の重畳を抑え、必要以上に高調波電流Ihを抑制することを防止することで正弦波状の相間電圧を大きくとり、モータ9をより高速駆動させることができる。
When the output P of the
以上のように、本実施の形態では、モータ9の出力Pの増大に応じて三次高調波の重畳量kを増大させるので、電源高調波電流Ihの増大を抑制することができる。また、モータ電圧振幅を重畳量kに応じた上限値PMWmax以下に制限するので、モータ電圧の波形が歪んで電源高調波電流Ihが増大するのを防止することができる。したがって、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ2を使用しながら、電源高調波電流Ihを低減して規制値Ihmax以下に抑制することができる。
As described above, in the present embodiment, the amount of superposition of the third harmonic is increased in accordance with the increase in the output P of the
また、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ2を使用するので、入力電流波形の改善および高力率化を図ることができる。また、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が不要であるので、特許文献2に記載されている装置に比べ、装置構成の簡単化を図ることができる。
In addition, since the
なお、この実施の形態では、モータ9の出力Pに応じて重畳量kを変化させたが、重畳量kを一定値に固定してもよい。本願発明者による実験では、k=0.35に設定した場合が最適であり、電源高調波電流Ihを低減することができ、かつ高いモータ電圧を得ることができた。この場合は、予め三次高調波を重畳した正弦波データを正弦波生成部11に格納しておけば、三次高調波の重畳に必要な計算処理を省略することができ、計算処理の負荷を軽減することができる。また、モータ出力検出部12、三次高調波生成部14、および加算器15を除去することができ、構成の簡単化を図ることができる。
In this embodiment, the superposition amount k is changed according to the output P of the
なお、本実施の形態は、たとえば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に適用可能である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品設計の自由度が向上し、部品点数の削減により製品品質・寿命を向上させることができ、さらに安価な製品を提供することができる。 The present embodiment can be applied to, for example, an air conditioner equipped with an inverter circuit, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, a vacuum cleaner, a blower, a heat pump water heater, and the like. For any product, the motor drive inverter device can be reduced in size and weight to increase the degree of freedom in product design, reduce the number of parts, improve product quality and life, and make it cheaper. Can be provided.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 整流回路、2 コンデンサ、3 直流電圧センサ、4 直流電流センサ、5 インバータ、6 交流電流センサ、7 コントローラ、8 交流電源、9 同期モータ、D1〜D4,d1〜d6 ダイオード、s1〜s6 スイッチング素子、10 回転数設定部、11 正弦波生成部、12 モータ出力検出部、13 重畳量設定部、14 三次高調波生成部、15 加算器、16 位相差検出部、17 目標位相差格納部、18 PI演算部、19 電圧制限部、20 PWM信号生成部。
1 rectifier circuit, 2 capacitor, 3 DC voltage sensor, 4 DC current sensor, 5 inverter, 6 AC current sensor, 7 controller, 8 AC power supply, 9 synchronous motor, D1 to D4, d1 to d6 diode, s1 to s6 switching element DESCRIPTION OF
Claims (12)
前記モータの回転数に対応する正弦波およびその三次高調波を生成する第1の波形生成部と、
前記正弦波に対する前記三次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部と、
前記重畳量設定部で設定された重畳量の前記三次高調波を前記正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、
前記インバータから前記モータに流れる交流電流と前記正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、
前記指令値生成部で生成されたモータ電圧振幅指令値を前記重畳量設定部で設定された重畳量に応じた上限値以下に制限する電圧制限部と、
前記第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と前記電圧制限部で前記上限値以下に制限されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて前記インバータをPWM制御する制御部とを備える、制御装置。 A rectifier circuit for full-wave rectification of an AC voltage, a small-capacitance capacitor connected between output terminals of the rectifier circuit, and an inverter that converts DC power from the rectifier circuit into AC power and supplies the AC power to a motor. A control device for controlling the inverter in the motor drive device,
A first waveform generator for generating a sine wave corresponding to the rotational speed of the motor and its third harmonic;
A superposition amount setting unit for setting a superposition amount of the third harmonic with respect to the sine wave;
A second waveform generation unit that generates a motor voltage waveform by superimposing the third harmonic of the superposition amount set by the superposition amount setting unit on the sine wave;
A command value generating unit that generates a motor voltage amplitude command value so that a phase difference between the alternating current flowing from the inverter to the motor and the sine wave becomes a target phase difference;
A voltage limiting unit that limits the motor voltage amplitude command value generated by the command value generation unit to an upper limit value or less according to the superposition amount set by the superposition amount setting unit;
A control unit that PWM-controls the inverter based on the motor voltage waveform generated by the second waveform generation unit and the motor voltage amplitude command value limited to the upper limit value or less by the voltage limiting unit. apparatus.
k≧0.16の範囲においてPWMmax=3[12k/(3k+1)]0.5/(6k+2)である、請求項1に記載の制御装置。 When the superposition amount is k, the upper limit is PWMmax, and PWMmax when k = 0 is 1,
2. The control device according to claim 1, wherein PWMmax = 3 [12 k / (3 k + 1)] 0.5 / (6 k + 2) in a range of k ≧ 0.16.
前記重畳量設定部は、前記モータ出力検出部によって検出された前記モータの出力に基づいて前記重畳量を設定する、請求項1または請求項2に記載の制御装置。 A motor output detector for detecting the output of the motor;
The control device according to claim 1, wherein the superimposition amount setting unit sets the superimposition amount based on the output of the motor detected by the motor output detection unit.
前記整流回路から出力される直流電流を検出する直流電流検出器とを備え、
前記モータ出力検出部は、前記直流電圧検出器および前記直流電流検出器の検出結果に基づいて前記モータの出力を検出する、請求項3から請求項5までのいずれかに記載の制御装置。 A DC voltage detector for detecting a DC voltage output from the rectifier circuit;
A direct current detector for detecting a direct current output from the rectifier circuit;
The control device according to any one of claims 3 to 5, wherein the motor output detection unit detects an output of the motor based on detection results of the DC voltage detector and the DC current detector.
前記モータの回転数に対応する正弦波およびその三次高調波を生成する第1の波形生成部と、
前記モータの出力を検出するモータ出力検出部と、
前記モータ出力検出部の検出結果に基づいて、前記正弦波に対する前記三次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部と、
前記重畳量設定部で設定された重畳量の前記三次高調波を前記正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第2の波形生成部と、
前記インバータから前記モータに流れる交流電流と前記正弦波の位相差が目標位相差になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、
前記第2の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と前記指令値生成部で生成されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて前記インバータをPWM制御する制御部とを備える、制御装置。 A rectifier circuit for full-wave rectification of an AC voltage, a small-capacitance capacitor connected between output terminals of the rectifier circuit, and an inverter that converts DC power from the rectifier circuit into AC power and supplies the AC power to a motor. A control device for controlling the inverter in the motor drive device,
A first waveform generator for generating a sine wave corresponding to the rotational speed of the motor and its third harmonic;
A motor output detector for detecting the output of the motor;
Based on the detection result of the motor output detection unit, a superposition amount setting unit that sets the superposition amount of the third harmonic with respect to the sine wave;
A second waveform generation unit that generates a motor voltage waveform by superimposing the third harmonic of the superposition amount set by the superposition amount setting unit on the sine wave;
A command value generating unit that generates a motor voltage amplitude command value so that a phase difference between the alternating current flowing from the inverter to the motor and the sine wave becomes a target phase difference;
A control apparatus comprising: a control unit that PWM-controls the inverter based on the motor voltage waveform generated by the second waveform generation unit and the motor voltage amplitude command value generated by the command value generation unit.
前記整流回路から出力される直流電流を検出する直流電流検出器とを備え、
前記モータ出力検出部は、前記直流電圧検出器および前記直流電流検出器の検出結果に基づいて前記モータの出力を検出する、請求項9から請求項11までのいずれかに記載の制御装置。 A DC voltage detector for detecting a DC voltage output from the rectifier circuit;
A direct current detector for detecting a direct current output from the rectifier circuit;
The control device according to claim 9, wherein the motor output detection unit detects an output of the motor based on detection results of the DC voltage detector and the DC current detector.
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