JP4718041B2 - Inverter control method and apparatus - Google Patents

Description

【００１８】
しかし、この方法では、３相インバータは線間電圧を最大Ｖｄｃまで出力できるにも拘わらず、３相インバータの線間電圧の振幅を原理的に０．８６×Ｖ_dcまでしか線形に制御できない（「半導体電力変換方式調査専門委員会編：半導体電力変換回路」、電気学会、１９８９年、ｐ１２５参照）。
【００１９】
平滑用の大容量コンデンサを設けることなく単相整流回路の出力電圧を３相インバータに供給する構成では、直流電圧を大きく脈動させることになるため、１００％直流電圧を利用する方式を採用することが望まれる。
【００２０】
これを実現する方式として、各相電圧指令に３ｎ次（ここで、ｎは正の整数）の高調波を重畳する方式が知られているが、瞬時電流のフィードバックにより常時電圧が変化する（すなわち、振幅や周波数が絶えず変わっている）ような制御系では３ｎ次調波を決定することが困難になるので、上記の要望を簡単には実現することができず、ひいては電圧利用率を十分には高めることができない。
【００２１】
また、インバータの制御をマイコンにより行う場合において、キャリア周波数を高周波化すれば、電圧指令演算処理、ＰＷＭ演算などの処理をより短時間で行うことが必要になるので、高速処理が可能なマイコンやＤＳＰを採用しなければならず、コストを重視する家電機器などにはこれらのマイコン、ＤＳＰを採用することが困難である。そして、高速処理可能なマイコン、ＤＳＰを採用しても、電流制御演算やＰＷＭ演算の所要時間は５０μｓを越えるので、キャリア周波数を２０ｋＨｚ未満にしかできない。
【００２２】
さらに、従来は、電流偏差に基づいてＰＩ制御演算を行って電圧指令を算出するようにしている。
【００２３】
したがって、整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくした場合には、整流回路の出力電圧（直流電圧）が電源電圧のゼロクロス近傍では極めて小さくなり、実電流を電流指令に追従させるための所望の電圧を３相インバータから出力できなくなる期間が必ず発生する。
【００２４】
そして、実電流が電流指令に追従しない場合には、ＰＩ制御演算部の積分部にはその期間の偏差が絶えず加算され、ひいては制御系全体が不安定になってしまう（ワインドアップ現象が起こる）。
【００２５】
また、図１６に示すように、ダイオード整流回路の出力端子間に小容量フィルムコンデンサ（例えば、従来のインバータに用いられるコンデンサの１／１００程度の容量のコンデンサ）を接続するとともに、３相分のインバータ主回路を接続してなるインバータ（以下、コンデンサレスインバータと略称する）を制御し、所望の性能を得るために論文４に示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置は、図１７に示す構成を有する。
【００２６】
このインバータ制御装置は、速度指令ω_m＊とモータ実速度ω_mとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉ_q＊｜を出力するＰＩ演算部１１１と、電源電圧Ｖ₁を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ²θ₁を出力するｓｉｎ²θ₁発生部１１２と、信号ｓｉｎ²θ₁と値｜ｉ_q＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉ_q＊として出力する乗算器１１３とを含むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
【００２７】
そして、直流電圧Ｖ_dc、ｑ軸電流ｉ_q、モータ実速度ω_mを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉ_d＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸電流指令ｉ_d＊、ｉ_q＊とｄｑ軸実電流ｉ_d、ｉ_qとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令Ｖ_d＊’、Ｖ_q＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令Ｖ_d＊’、Ｖ_q＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令Ｖ_d＊、Ｖ_q＊を出力する非干渉制御部１１７とを有している。なお、λ_aは速度起電圧定数、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数である。
【００２８】
【数２】

【００２９】
【数３】

【００３０】
上記の構成のインバータ制御装置においては、ｄ軸電流指令ｉ_d＊を数２により算出している。しかし、以下の不都合を生じてしまう。
【００３１】
（１）ｄ軸電流指令ｉ_d＊は端子電圧に対する制約から決められているため、モータ効率については適切なものになっていない。
【００３２】
例えば、モータの速度低下と共に磁石磁束が発生する速度起電圧が下がった場合、これを補償し、モータ端子電圧を増加させるべくｄ軸電流指令が演算される。すなわち、ｄ軸電流は正の値に向かって増加する。そして、ｄ軸電流指令が正の値に達するとリラクタンストルクは磁石トルクと逆方向（ブレーキ）に作用する。この結果、モータトルク−電流比が低下し、モータ効率が悪化してしまう。
【００３３】
（２）制御演算式が複雑な上、磁気飽和が原因で電流の増大（出力の増大）と共に変化するｑ軸インダクタンスを演算に用いているので、所定のｄ軸電流指令を精度よく算出するためには、予め電流に対するｑ軸インダクタンスＬ_qの変化を測定し、それをデータテーブルとして持つなどの必要が生じる。
【００３４】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくすることにより装置の信頼性向上、小型化やコストダウンを達成するとともに、モータに発生する鉄損の増加を防止し、さらには制御を安定化し、ひいては、電源側の力率向上や電源高調波の低減を達成することができ、さらには、モータ電流の増加による効率の低下を解消することができるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させる方法である。
【００３６】
請求項２のインバータ制御方法は、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う方法である。
【００３８】
請求項３及び請求項４のインバータ制御方法は、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御する方法である。
【００３９】
請求項５のインバータ制御方法は、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御する方法である。
【００４０】
請求項６のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御する方法である。
【００４１】
請求項７のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する装置であって、ｄ軸電流を略一定に保持するｄ軸電流保持手段と、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるｑ軸電流脈動手段とを含むものである。
【００４２】
請求項８のインバータ制御装置は、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う制御手段を含むものである。
【００４４】
請求項９及び請求項１０のインバータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御手段として、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するものである。
【００４５】
請求項１１のインバータ制御装置は、前記ｄ軸電流保持手段およびｑ軸電流脈動手段として、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するものを採用するものである。
【００４６】
請求項１２のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する装置であって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御するｄ−ｑ軸電流制御手段を含むものである。
【００４７】
請求項１３のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する方法である。
【００４８】
請求項１４のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する方法である。
【００４９】
請求項１５のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する処理、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する処理を行う方法である。
【００５０】
請求項１６のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段を含むものである。
【００５１】
請求項１７のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段を含むものである。
【００５２】
請求項１８のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段を含むものである。
【００５３】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるのであるから、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００５４】
さらに説明する。
【００５５】
上述のとおり整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するようにコンデンサの容量を設定したインバータシステムをコンデンサレスインバータと称する。
【００５６】
コンデンサレスインバータにおいて、入力波形の高力率化、高調波レス化（電源電流の正弦波化）のためにモータトルクを電源周波数の２倍周波で脈動させるために、ｄ軸電流を略一定にするとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させることによって、インバータ直流側電圧に必要な電圧がコンデンサレスインバータの直流電圧と略一致することを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００５７】
そして、この場合には、界磁方向の磁束を脈動させないのであるから、界磁の脈動制御に伴う鉄損増加を防止することができる。
【００５８】
また、所望の電流を得るためのインバータ直流電圧が電源周波数で０〜２^1/2Ｖ１（Ｖ１は電源電圧の実効値）で脈動するコンデンサレスインバータの直流電圧と略一致するので、１００％インバータの直流電圧を利用した電流制御を行うことができ、モータ出力を極大化することができる。
【００５９】
請求項２のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する場合に、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行うのであるから、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができる。
【００６０】
さらに説明する。
【００６１】
コンデンサレスインバータにおいて、常時電圧が変化する相電圧指令を線間電圧制御が可能な諸量に変換し、これに基づいて３相インバータを制御することによって、インバータ直流電圧を１００％利用してモータ端子電圧を制御することができ、この結果、従来のＰＷＭ制御に比べて広範囲なトルク−速度範囲での運転が可能になることを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００６３】
請求項３及び請求項４のインバータ制御方法であれば、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するのであるから、請求項１または請求項２の作用に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高めることができる。
【００６４】
さらに説明する。
【００６５】
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサは３相インバータのスイッチング時に発生する電流リプル成分を吸収するためのものであり、このリプル電流により生ずるコンデンサの電圧リプルの大きさがキャリア周波数に逆比例するとともに、コンデンサ容量にも逆比例することを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００６６】
そして、キャリア周波数を高めることによりコンデンサ容量を小さくすることができ、ひいては、小型化、コストダウン、入力特性の高性能化を達成することができる。
【００６７】
請求項５のインバータ制御方法であれば、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するのであるから、請求項１から請求項４の何れかの作用に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【００６８】
さらに説明する。
【００６９】
ＰＩ制御演算に代えて比例制御演算を採用すれば、積分部が存在していないので、偏差が加算されることによる不安定化を防止することができ、しかもＰＩ制御演算に比べて比例ゲインを高く設定でき、電流制御の応答性を高めることができることを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００７０】
請求項６のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御するのであるから、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、モータの速度起電力が高くなる高速回転時においても、電流を広い範囲でモータに流し込むことができ、出力を極大化できる。しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００７１】
請求項７のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流保持手段によって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流脈動手段によって、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させることができる。
【００７２】
したがって、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００７３】
請求項８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する場合に、制御手段によって、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行うことができる。
【００７４】
したがって、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができる。
【００７６】
請求項９及び請求項１０のインバータ制御装置であれば、前記ＰＷＭ制御手段として、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルスに基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するのであるから、請求項７または請求項８の作用に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高めることができる。そして、キャリア周波数を高めることによりコンデンサ容量を小さくすることができ、ひいては、小型化、コストダウンや入力特性の高性能化を達成することができる。
【００７７】
請求項１１のインバータ制御装置であれば、前記ｄ軸電流保持手段およびｑ軸電流脈動手段として、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するものを採用するのであるから、請求項７から請求項１０の何れかの作用に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【００７８】
請求項１２のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ−ｑ軸電流制御手段によって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御することができる。
【００７９】
したがって、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、モータの速度起電力が高くなる高速回転時においても、電流を広い範囲でモータに流し込むことができ、出力を極大化できる。しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００８０】
請求項１３のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算するのであるから、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができる。
【００８１】
請求項１４のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正するのであるから、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができる。
【００８２】
請求項１５のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する処理、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する処理、もしくは電源電圧と直流電圧との偏差に基づいてｄ軸電流指令の補正を行う処理を行うのであるから、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができる。
【００８３】
請求項１６のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、演算手段によって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算することができる。
【００８４】
したがって、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができる。
【００８５】
請求項１７のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、補正手段によって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正することができる。
【００８６】
したがって、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができる。
【００８７】
請求項１８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、演算手段によって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算し、第１補正手段によって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正し、もしくは第２補正手段によって、電源電圧と直流電圧との偏差に基づいてｄ軸電流指令の補正を行うことができる。
【００８８】
したがって、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができる。
【００８９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００９０】
図１はこの発明のインバータ制御方法が適用されたモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００９１】
このモータ制御装置は、交流電源１を入力とするダイオードブリッジ整流回路２と、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子間に接続された小容量のコンデンサ（スイッチングリプルを除去するためのコンデンサ）３ａと、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子間に接続された３相インバータ３と、３相インバータ３の出力端子間にＹ結線された固定子巻線４ａを有するモータ｛永久磁石が回転子の内部に装着されたブラシレスＤＣモータ（以下、ＩＰＭと称する）｝４と、電源電圧を検出する絶縁アンプ１ａと、検出された電源電圧のゼロクロスを検出するコンパレータ１ｂと、ゼロクロス検出信号を制御マイコン５に供給するフォトカプラ１ｃと、モータ４の回転子４ｂと連結されたパルスエンコーダ４ｃと、パルスエンコーダ４ｃからのパルスを計数してモータ回転位置角として制御マイコン５に供給するカウンタ４ｄと、ｕ相電流、ｗ相電流を検出する電流検出器４ｅｕ、４ｅｗと、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子電圧（直流電圧）を検出する絶縁アンプ２ａと、検出された直流電圧、ｕ相電流およびｗ相電流をデジタル値に変換して制御マイコン５に供給するＡＤ変換器４ｆとを有している。
【００９２】
以下において、このように大容量の平滑用コンデンサを含まないインバータ制御装置をコンデンサレスインバータと称する。
【００９３】
図２は制御マイコンの内部構成を示すブロック図である。
【００９４】
この制御マイコン５は、ｕ相電流ｉ_u、ｗ相電流ｉ_wを入力とし、モータ回転位置角θ_eに基づいてｄ−ｑ座標変換を行ってｄ軸検出電流、ｑ軸検出電流を出力するｄ−ｑ座標変換部５１と、電源電圧のゼロクロスを入力として位相を発生する位相発生部５２と、発生された位相を入力としてｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令演算部５３と、ｄ軸電流指令発生部５４と、ｑ軸電流指令とｑ軸検出電流との差分に基づく比例制御を行ってｑ軸電圧指令を算出するｑ軸比例制御部５５と、ｄ軸電流指令とｄ軸検出電流との差分に基づく比例制御を行ってｄ軸電圧指令を算出するｄ軸比例制御部５６と、ｑ軸比例制御部５５からの出力およびｄ軸比例制御部５６からの出力を入力として線間電圧振幅を演算する線間電圧振幅演算部５７と、ｑ軸比例制御部５５からの出力およびｄ軸比例制御部５６からの出力を入力として電圧位相を演算する電圧位相演算部５８と、線間電圧振幅および直流電圧Ｖ_dcを入力として変調率を演算する変調率演算部５９と、モータ回転位置角と電圧位相との和および変調率を入力として各相パルス幅を演算するＰＷＭ演算部６０と、各相パルス幅がセットされるＰＷＭタイマ部６１とを有している。なお、前記ＰＷＭ演算部６０は、変調率が所定値を越えないように制限する変調率リミッタ部６０ａを含んでいる。
【００９５】
前記ｄ−ｑ座標変換部５１における処理は次のとおりである。
【００９６】
３相／ｄ−ｑ座標間の変換行列は、対称３相動作では零相分が０となるため、これを省略して、数４となる。
【００９７】
【数４】

【００９８】
ここで、Ｃは数５と記すことができる。
【００９９】
【数５】

【０１００】
そして、演算負荷を少なくするために、ｉ_u＋ｉ_w＝−ｉ_vの関係を用いて数４の変換を行うと、
ｉ_d＝２^1/2｛−ｉ_u・ｓｉｎ（θ_e−π／３）−ｉ_w・ｓｉｎθ_e｝
ｉ_q＝２^1/2｛−ｉ_u・ｃｏｓ（θ_e−π／３）−ｉ_w・ｃｏｓθ_e｝
の関係を得ることができる。この結果、電流検出器、ＡＤ変換の必要数を削減することができる。
【０１０１】
したがって、ｄ−ｑ座標変換部５１においては、
ｉ_d＝２^1/2｛−ｉ_u・ｓｉｎ（θ_e−π／３）−ｉ_w・ｓｉｎθ_e｝
ｉ_q＝２^1/2｛−ｉ_u・ｃｏｓ（θ_e−π／３）−ｉ_w・ｃｏｓθ_e｝
の演算を行ってｄ軸電流（界磁電流）、ｑ軸電流を検出することができる。
【０１０２】
前記位相発生部５２は、電源電圧のゼロクロスに基づいてリセットされる電源位相タイマを含み、電源位相タイマの値に基づいて、電源電圧のゼロクロスを基準とする電源位相φ₁（＝ω₁・ｔ）（ただし、ω₁は電源角周波数）を発生する。
【０１０３】
前記ｑ軸電流指令演算部５３は、
ｉ_q＊＝Ｉ_qm・ｓｉｎ²ω₁・ｔ
（ただし、ω₁は電源角周波数、Ｉ_qmはｑ軸電流の振幅）
の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ_q＊を算出する。
【０１０４】
前記ｄ軸電流指令発生部５４は、
ｉ_d＊＝−Ｉ_d
（ただし、Ｉ_dは一定）
により定まるｄ軸電流指令ｉ_d＊を出力する。
【０１０５】
このように、ｄ軸電流指令値を一定にすることが「ｄ軸電流を略一定に保持する」ことに該当することはもちろんであるが、実際のｄ軸電流値を一定にすることも「ｄ軸電流を略一定に保持する」ことに該当する。
【０１０６】
前記ｑ軸比例制御部５５は、
ｖ_q＊＝Ｋ_pq・ε_q
（ただし、ｑ軸電流偏差ε_q＝ｉ_q＊−Ｉ_q、Ｋ_pqは比例定数）
の演算を行ってｑ軸電圧指令を算出する。
【０１０７】
前記ｄ軸比例制御部５６は、
ｖ_d＊＝Ｋ_pd・ε_d
（ただし、ｄ軸電流偏差ε_d＝ｉ_d＊−Ｉ_d、Ｋ_pdは比例定数）
の演算を行ってｄ軸電圧指令を算出する。
【０１０８】
したがって、ＰＩ制御を行う場合と比較して、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【０１０９】
前記線間電圧振幅演算部５７は、
Ｖ_m＝（ｖ_q＊²＋ｖ_d＊²）^1/2
の演算を行って、線間電圧振幅２^1/2・Ｖ_mを算出する。
【０１１０】
前記電圧位相演算部５８は、
δ＝ｔａｎ^-1（ｖ_q＊／ｖ_d＊）
の演算を行って電圧位相δを算出する。
【０１１１】
前記変調率演算部５９は、
Ｋ_s＝２^1/2・Ｖ_m／Ｖ_dc
の演算を行って変調率Ｋ_sを算出する。
【０１１２】
前記Ｋｓリミッタ部６０ａは、変調率Ｋ_sが１を越えた場合に、変調率Ｋ_sを１に制限する。換言すれば、電圧振幅指令値２^1/2・Ｖ_mが直流電圧Ｖ_dcを越えた場合に、電圧振幅指令をＶ_dcにクランプする。
【０１１３】
前記ＰＷＭ演算部６０は、
τ₄／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀）
τ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎφ₀
τ₀／Ｔ_c＝１−Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３＋φ₀）
（ただし、０≦（φ₀＝φ）≦π／３、０≦φ₀≦６０°、Ｔ_c＝τ₀＋τ₄＋τ₆）の演算を行って各相のパルス幅を演算する。ここで、Ｔ_cはＰＷＭのキャリア周期である。
【０１１４】
ここで、領域をインバータ出力電圧位相φによりＩ：０以上π／３未満、ＩＩ：π／３以上２π／３未満、ＩＩＩ：２π／３以上π未満、ＩＶ：π以上４π／３未満、Ｖ：４π／３以上５π／３未満、ＶＩ：５π／３以上２π未満のＩ〜ＶＩに分けて、位相φ₀＝φ−（π／３）・（ｎ−１）（ｎは領域を表す番号）の演算を行う。
【０１１５】
前記ＰＷＭタイマ部６１は、算出されたパルス幅に対応させて表１に示すように、各相のタイマにトランジスタスイッチ状態を”１”から”０”、もしくは”０”から”１”に切り換える時間を設定する。ここで、スイッチ状態”１”は上アームトランジスタオン、下アームトランジスタオフを、スイッチ状態”０”は上アームトランジスタオフ、下アームトランジスタオンを、それぞれ示す。
【０１１６】
【表１】

【０１１７】
なお、Ｖ₀、Ｖ₇の定義は後述する。
【０１１８】
図３は制御マイコンにおける処理を説明するフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、キャリア割り込み毎に行われる。すなわち、キャリア周期Ｔ_cで処理が開始される。
【０１１９】
ステップＳＰ１において、ｕ相電流ｉ_uおよびｗ相電流ｉ_wを入力し、ステップＳＰ２において、モータ回転位置角θ_e、ｕ相電流ｉ_uおよびｗ相電流ｉ_wに基づいてｄ−ｑ座標変換を行ってｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qを算出し、ステップＳＰ３において、ｄ軸電流指令ｉ_d＊およびｑ軸電流指令ｉ_q＊を出力し、ステップＳＰ４において、ｄ軸電流偏差ε_dおよびｑ軸電流偏差ε_qを算出し、ステップＳＰ５において、ｄ軸電圧指令ｖ_d＊およびｑ軸電圧指令ｖ_q＊を算出し、ステップＳＰ６において、線間電圧振幅２^1/2・Ｖ_mおよび電圧位相δを算出し、ステップＳＰ７において、直流電圧Ｖ_dcおよびモータ回転位置角θ_eを入力し、ステップＳＰ８において、変調率Ｋ_sを算出し、ステップＳＰ９において、変調率Ｋ_sが１よりも大きいか否かを判定する。
【０１２０】
そして、変調率Ｋ_sが１よりも大きいと判定された場合には、ステップＳＰ１０において、変調率を制限し、Ｋ_s＝１に設定する。
【０１２１】
ステップＳＰ９において変調率Ｋ_sが１以下であると判定された場合、またはステップＳＰ１０の処理が行われた場合には、ステップＳＰ１１において、モータ回転位置角θ_eと電圧位相δとを加算してインバータ出力電圧位相φを算出し、ステップＳＰ１２において、各相パルス幅を算出し、ステップＳＰ１３において、ＰＷＭタイマにおいて各相のタイマにタイマ値をセット（場合によっては各相トランジスタの初期スイッチ状態を再設定）し、そのまま元の処理に戻る。
【０１２２】
この結果、モータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができ、電源電流（すなわち、整流回路の入力電流）を正弦波化し、入力力率＝１の制御を達成することができる。
【０１２３】
さらに説明する。
【０１２４】
整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくした場合（当然のことながらリアクトルも接続しない）、整流回路の入力からインバータ出力までの間にエネルギー蓄積要素がなくなるため、モータ効率をη_M、インバータ効率をη_INVとすれば、インバータ瞬時入力Ｐ_I（整流回路でのロスを無視すれば、整流回路の入力と等しい）とモータ瞬時出力Ｐ_Mとの間に、
Ｐ₁・η_INV＝Ｐ_M・η_M
∵
Ｐ₁＝ｖ₁・ｉ₁＝２／Ｖ₁・Ｉ₁・ｓｉｎ²（ω₁・ｔ）
ｖ₁＝２^1/2・Ｖ₁・ｓｉｎ（ω₁・ｔ）
ｉ₁＝２^1/2・Ｉ₁・ｓｉｎ（ω₁・ｔ）
Ｐ_M＝ω_M・τ_M
ここで、Ｖ₁は電源電圧実効値、Ｉ₁は入力電流実効値
の関係が成り立つ。ここで、モータ効率η_M、インバータ効率η_INV（整流回路の効率も含む）はインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化するが、各動作点では一定である。そして、それぞれを１００％と仮定するとともに、モータ回転数を一定と仮定すれば、
τ_M＝Ｔ_M・ｓｉｎ²θ₁＝（１／２）・Ｔ_M・（１−ｃｏｓ２θ₁）
ここで、θ₁＝ω₁・ｔ
のようにモータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができれば、Ｐ₁＝Ｐ_Mの関係からインバータに接続された整流回路の入力電流波形を正弦波とし、かつ力率＝１の制御を達成することができる（図４参照）。
【０１２５】
なお、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
【０１２６】
一例として、小型空気調和機用として用いられている圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０³ｋｇｍ²について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算してみれば、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル振幅Ｔ_M／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場合の速度リプルω_rippleは約１．６％である（図５参照）。したがって、モータ速度を一定と仮定することができる。
【０１２７】
もちろん、モータ速度を落とせば速度リプル率は増加するが、空気調和機などでは１０ｒｐｓ以下で運転する必要性がないので、それほど大きな問題とはならない。
【０１２８】
一方、モータとしてＩＰＭを採用する場合、そのトルクτ_Mはｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_qを用い、数６と記すことができるので、数６を基に制御すべき電流を定めることができる。
【０１２９】
【数６】

【０１３０】
ここで、ｎは極対数、λ_aは逆起電力定数、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンスである。
ｄ軸電流を一定として、ｑ軸電流のみを変動させる場合には、数７となる。
【０１３１】
【数７】

【０１３２】
この電流制御に必要なモータ端子電圧（すなわち、インバータ出力電圧）について考える。
【０１３３】
ＩＰＭのｄ−ｑ軸電圧方程式は、数８となる。
【０１３４】
【数８】

【０１３５】
ここで、Ｒは巻線抵抗、ω_Mは回転角速度、ｐは微分演算子である。
【０１３６】
これに数７を代入すると、数９の関係を得る。
【０１３７】
【数９】

【０１３８】
そして、インバータ３から出力すべき相電圧は、数１となる。
【０１３９】
適当なＩ_qm、Ｉ_dにおけるｄ−ｑ軸電圧Ｖ_d、Ｖ_qとこのｄ−ｑ軸電圧を出力するために必要な直流電圧波形２^1/2・Ｖ_mの計算例を図６に示す。また、図中のＶ_dcは整流回路を介して電源側から得られる電圧波形を示している。インバータはＰＷＭ制御により直流電圧以下の電圧を出力できる。すなわち、２^1/2・Ｖ_mに比べＶ_dcが高い場合に所定のｄ−ｑ軸電流を得ることができる。ここで、２^1/2・Ｖ_mの大きさは回転数に比例する速度起電力に応答して、高速回転になればなるほど大きくなる。
【０１４０】
なお、計算に用いた電気的定数は表２のとおりであり、中大型ルームエアコンの単相２００Ｖインバータ機に使われているＩＰＭである。
【０１４１】
【表２】

【０１４２】
そして、インバータ出力電圧の制約（Ｖ_dc＞２^1/2・Ｖ_M）を加味し、ｄ軸電流を略一定に保持するとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させ、図７中（Ａ）にＢに示す最大出力ラインを得た。図７中（Ａ）には、大容量電解コンデンサを有する図１４の従来のインバータ｛Ｖ_dc＝２６０Ｖ一定｝での最大出力ラインを併記している｛図７中（Ａ）のＡ参照｝。
【０１４３】
また、最大出力ラインＡ、Ｂ上の同じ回転数でのトルク波形を図７中（Ｂ）にそれぞれＡ、Ｂで示している。なお、図７中（Ｂ）のＣはｄ軸電流、ｑ軸電流を共に脈動させた場合のトルク波形を、図７中（Ｂ）のＢ１はＢのトルク波形の平均トルクを、それぞれ示している。
【０１４４】
ｄ軸電流を略一定に保持するとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるようにインバータを制御する場合のモータトルクは、電源入力波形を改善するために電源周波数の２倍周波で脈動｛図７中（Ｂ）のＢ参照｝しているが、その最大値は、直流電圧がほぼ電源電圧波高値で、一定な従来のインバータの最大トルクに概ね一致し、制御の有効性（トルクをフルに引き出すこと）が確認できる。
【０１４５】
なお、図７中（Ａ）から分かるように、従来インバータに比べ高速回転時のトルクが減少しているのは、同一仕様のＩＰＭを採用したためである。ただし、このトルクの減少はモータの巻線を少なくすることで解決することができるので、特に不都合とはならない。
【０１４６】
さらに説明する。
【０１４７】
表２の機器定数のモータを採用し、モータ回転数を８０ｒｐｓに設定し、数１、数８の演算式を用いて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を共に脈動させるインバータ制御装置とｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置とのシミュレーション結果を図８中（Ａ）（Ｂ）に示す。そして、数６によりトルクを算出し、モータ１回転中の平均トルクを求めた結果、前者のインバータ装置におけるモータ平均トルクは０．７Ｎｍ、後者のインバータ装置におけるモータ平均トルクは２．６Ｎｍである。
【０１４８】
なお、図８中、Ｖ_dcが単相コンデンサレスインバータの直流電圧を、２^1/2・Ｖ_mが所望の電流制御を行うために必要とされる直流電圧を、ε_vが両電圧の差分を、それぞれ示している。差分ε_vが負の範囲では、直流電圧に比べ電流制御に必要なインバータ直流電圧が低いため、所望の電流制御ができる。
【０１４９】
図８中（Ａ）と図８中（Ｂ）とを比較すると、ｄ軸電流およびｑ軸電流を共に脈動させるインバータ制御装置では所望の電圧が得られない、差分ε_v（＝２^1/2・Ｖ_m−Ｖ_dc）が正となる範囲が広くあるのに対して、ｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置によれば、それが殆どなくなっていることが分かる。
【０１５０】
ひいては、入力波形の高力率化、高調波レス化（電源電流の正弦波化）を実現できる。
【０１５１】
また、出力できるトルクも、ｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置による方が４倍程度大きい。
【０１５２】
また、図１のインバータ制御装置においては、比例制御を用いているため、定常偏差はあるものの、電源周波数の２倍周波でトルクを変動させる動作を行うことができる。また、モータトルクは所定の振幅で変動するが、モータ回転数が高速な場合、その速度変動は十分小さい。
【０１５３】
さらに説明する。
【０１５４】
ダイオードブリッジ整流回路２の出力電圧は電源電圧のゼロクロス近傍では極めて小さくなり、実電流を電流指令に追従させるための所望の電圧を３相インバータ３が出力できなくなる期間が必ず発生する。
【０１５５】
そして、検出電流と指令電流との差分（偏差）に対して比例ゲインを乗算するとともに、偏差を積分した結果に対して積分ゲインを乗算し、これら乗算結果の和に基づいて電圧指令を算出するＰＩ制御演算を行うと、実電流が電流指令に追従しない場合には、ＰＩ制御演算部の積分部にはその期間の偏差が絶えず加算され、これに起因して制御系全体が不安定になってしまう（ワインドアップ現象）。
【０１５６】
しかし、ＰＩ制御演算部に代えて比例制御部を採用すれば、偏差が絶えず加算されることに起因するワインドアップ現象の発生を防止でき、制御系を安定化することができる。
【０１５７】
そして、比例制御では、ＰＩ制御に比べ比例ゲインを高く設定でき、電流制御の応答性をさらに高めることができ、脈動するｑ軸電流指令に正確に（位相遅れなく）追従させることができ、ひいては、インバータ回路に接続された整流回路の入力力率を高め、電源電流波形の正弦波化を実現することができる。
【０１５８】
なお、積分動作がないため、略一定に制御するｄ軸電流に定常偏差が発生するが、これは定常偏差を勘案し、ｄ軸電流指令を高めに設定することで解決することができる。
【０１５９】
次いで、電圧制御を説明する。
【０１６０】
図１のインバータ制御装置において、常時電圧が変化する（すなわち、振幅や周波数が絶えず変わっている）相電圧指令を線間電圧制御が可能な諸量に変換し、これに基づきインバータを制御することが好ましく、インバータ直流電圧を１００％利用してモータ端子電圧を制御することができ、この結果、従来のＰＷＭ制御に比べて広範囲なトルク−速度範囲での運転が可能となる。
【０１６１】
さらに説明する。
【０１６２】
数１の相電圧を便宜的に複素平面上に、αを数１０で与えた場合に、数１１により投影する。
【０１６３】
【数１０】

【０１６４】
【数１１】

【０１６５】
そして、変換して得られたｖｐの時間積を数１２により演算する。
【０１６６】
【数１２】

【０１６７】
この結果、数１で表される電圧の時間積軌跡は、電圧振幅Ｖ_m、並びに電源周波数ωが一定の場合には、複素平面上で、半径Ｖ_m／ω、接線速度Ｖ_mで回転する円軌跡を描くことが分かる（図９参照）。
【０１６８】
一方、３相インバータ出力の相電圧は直流電圧Ｖ_dcの中点の電位を基準に、インバータ端子電位ｖｕ’、ｖｖ’、ｖｗ’、並びにモータ中性点電位ｖ_nに対し、数１１を用い、数１３の関係を得る。
【０１６９】
【数１３】

【０１７０】
そして、この関係から各トランジスタのオン状態によりインバータ電圧ｖ_p’として、表３の関係を得る。
【０１７１】
【表３】

【０１７２】
また、表３のとおり、３相インバータのスイッチング状態を電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７として表記する。
【０１７３】
ｖ_pとｖ_p’とを対比して分かるように、前者のベクトルが連続して変化するのに対して、後者は図１０に示すような離散的なベクトル｛長さが（２／３）^1/2・Ｖ_dcの６種のベクトルと、大きさが０の２種のベクトル｝となる。
【０１７４】
ここで、電圧ベクトルを用い数１の正弦波電圧を実現するための各電圧ベクトルの出力時間（パルス幅）を時間積軌跡により導出する。従来は各相毎の信号波と搬送波との比較によりパルス幅を算出していたのに対し、３相のトランジスタスイッチング状態を示す（すなわち、線間電圧情報を含む）電圧ベクトルを用いパルス幅を導出することで、線間電圧制御が可能なＰＷＭ制御を実現できる。
【０１７５】
図１１は電源位相φが０〜π／３についてｖ_pの時間積λ_pの微小区間を拡大して示している。そして、仮に、電圧ベクトルＶ₄、Ｖ₆、並びにＶ₀を適宜配置している。
【０１７６】
図１１中のＰ０からＰ１に至る時間をＴ_cとすると、Ｐ０Ｐ１＝Ｖ₁・Ｔ_cの近似式が成り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三角形△Ｐ０ｑＰ１に着目し、正弦定理を適用すると、数１４の関係が成り立つ。
【０１７７】
【数１４】

【０１７８】
数１４に基づき、Ｔ_c＝τ₀＋τ₄＋τ₆（ここで、τ_xは電圧ベクトルＶｘの出力時間）に留意して、数１５の関係を得ることができる。
【０１７９】
【数１５】

【０１８０】
ここで、Ｋ_s＝２^1/2・Ｖ_m／Ｖ_dcの関係にあり、数１５が負にならない条件からＫ_sは０〜１の範囲を可変できる。
【０１８１】
したがって、線間電圧振幅２^1/2・Ｖ_mをＶ_dcまで線形に制御できる。従来の線間電圧振幅２^1/2・Ｖ_mを０．８６×Ｖ_dcまでしか線形に制御できない場合に比べ、２４％直流電圧を有効に利用できることが分かる。
【０１８２】
また、数１５の導出過程では便宜上、電圧振幅Ｖ_m、並びに電源周波数ωを一定としたが、数１５によるパルス幅演算では、
（１） 電源周波数ωの情報が不要、
（２） 図１１の微小区間（微小時間Ｔ_c間）で出力すべき平均電圧を高速に制御可能（通常、Ｔ_cは主にトランジスタのオンオフ応答時間に基づいて定まり、ＩＧＢＴ素子では２００μｓ以下に設定できる）、
であり、常時電圧が変化するような電流制御系に採用することが可能なＰＷＭ制御であることが分かる。
【０１８３】
なお、上記以外の位相角においては、３相交流波の対称性を使って、トランジスタを表４のように読み替えればよい。
【０１８４】
【表４】

【０１８５】
ここで、各領域の位相範囲は、Ｉ：０以上π／３未満、ＩＩ：π／３以上２π／３未満、ＩＩＩ：２π／３以上π未満、ＩＶ：π以上４π／３未満、Ｖ：４π／３以上５π／３未満、ＶＩ：５π／３以上２π未満であり、数１５の位相φ₀はφ₀＝φ−（π／３）・（ｎ−１）（ｎは領域を示す番号）である。
【０１８６】
前記小容量のコンデンサ３ａは、３相インバータ３のスイッチング時に発生する電流リプル成分を吸収するために設けられている。
【０１８７】
そして、このコンデンサ３ａの容量を極小化することができれば、全体としての小型化、コストダウン、入力特性の高性能化（電源力率の向上、電源電流の正弦波化）をより高めることができる。
【０１８８】
図１２は３相インバータをスイッチング制御（ＰＷＭ）し、ｕ相電流として波高値Ｉ_mが負荷に供給されている時の直流部の電流波形を模式的に示している。
【０１８９】
ここで、この電流波形のキャリア周波数ｆ_c（＝１／Ｔ_c）成分の電流波高値Ｉ_hは、ＰＷＭデューティーが５０％（トランジスタのオン期間とオフ期間とが等しい）の時、最大値となり、概ね
Ｉ_h＝Ｉ_m／２
となる。
【０１９０】
コンデンサ３ａの容量をＣとすれば、直流部に発生する電圧リプルの大きさＥ_rを、
Ｅ_r＝Ｉ_h／（２π・ｆ_c・Ｃ）＝Ｉ_m／（４π・ｆ_c・Ｃ）
と求めることができる。
【０１９１】
具体的には、Ｉ_m＝２０Ａ、ｆ_c＝２ｋＨｚ、Ｃ＝２０μＦの場合、リプル電圧Ｅ_rは２０Ｖになる。そして、このリプル電圧は電源周波数の２倍周波で脈動する直流電圧に重畳されるため、この値が大きくなると、
（１） ３相インバータの電流制御系が不安定になる、
（２） トランジスタ素子やコンデンサの耐圧を越え、回路を破損する、
などの不都合が発生する。
【０１９２】
しかし、電圧リプルの演算式から分かるように、キャリア周波数ｆ_cを高めることができれば、リプル電圧を上昇させることなくコンデンサ３ａの容量を小さくすることができる。
【０１９３】
そこで、図１３中（Ａ）に示すインバータ出力電圧の時間積軌跡△Ｐ１ｑＰ０を、所望の電圧を得るために必要な軌跡Ｐ１→Ｐ０から外れないように、図１３中（Ｂ）のように、相似形の三角形にｍ分割（ｍは正の整数）する。
【０１９４】
これにより、電圧ベクトルを切り替える頻度（すなわち、キャリア周波数）を、分割した三角形の数ｍだけ高めることができる。
【０１９５】
この処理は、数１５により得た各パルス幅τに対して、
τ’＝τ／ｍ
の簡単な演算を行うだけで実現することができる。
【０１９６】
特に、ｍを２ⁿ（ｎは正の整数）に選べば、単なるシフト演算を使うことができ、ＰＷＭ演算時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数をｍ倍に高めることができる。
【０１９７】
この結果、安価なマイコンを用いる場合でもコンデンサ３ａの容量を低減することができる。そして、高速なマイコンやＤＳＰを用いれば、コンデンサ３ａの容量を極小化することができる。ひいては、装置全体のさらなる小型化を実現することができる。
【０１９８】
以上の説明から明らかなように、上記のインバータ制御装置は、インバータ直流電圧を１００％利用して、モータ出力を最大限発揮させるものである。換言すれば、特にモータに対して高速回転が要求される運転状態（モータが回転により発生する速度起電圧が高くなる状態）で効果を発揮する。
【０１９９】
なお、上記の実施態様において、直流電圧が概ね０になるまで、電流が制御できるようにｄ軸電流を制御することもできる。
【０２００】
図１８はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【０２０１】
このインバータ制御装置は、速度指令ω_m＊とモータ実速度ω_mとの偏差を算出する第１減算部７１と、速度指令ω_m＊とモータ実速度ω_mとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉ_q＊｜｛脈動するｑ軸電流の平均値（直流分）に相当する値｜ｉ_q＊｜｝を出力するＰＩ演算部７２とを含む速度制御部７０と、電源電圧ｖ₁を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ²θ₁を出力するｓｉｎ²θ１発生部７３と、信号ｓｉｎ²θ₁と値｜ｉ_q＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉ_q＊として出力する乗算器７４と、電流位相指令β＊および値｜ｉ_q＊｜を入力として数１６の演算を行ってｄ軸電流指令ｉ_d＊を出力するｄ軸電流演算部７５と、ｄｑ軸電流指令ｉ_d＊、ｉ_q＊とｄｑ軸実電流ｉ_d、ｉ_qとの偏差を算出する第２、第３減算部７６、７７と、ｄｑ軸電流指令ｉ_d＊、ｉ_q＊とｄｑ軸実電流ｉ_d、ｉ_qとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖ_d＊’、ｖ_q＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部７８、７９と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖ_d＊’、ｖ_q＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖ_d＊、ｖ_q＊を出力する非干渉制御部８０とを有している。
【０２０２】
【数１６】

【０２０３】
図１９は記憶した電流位相指令β＊をデータテーブルから参照するための位相指令発生部の構成の一例を示すブロック図である。
【０２０４】
この位相指令発生部は、ｄ軸電流ｉ_dを入力として移動平均を出力する移動平均部８１と、移動平均および値｜ｉ_q＊｜を入力として数６によりトルク演算を行ってモータトルクτ_mを出力するトルク演算部８２と、モータ実速度ω_mおよびモータトルクτ_mを入力として該当する電流位相指令β＊を出力する電流位相指令テーブル部８３とを有している。
【０２０５】
ここでは、ｄ軸電流の移動平均処理を行い電流位相指令β＊に伴うｄ軸電流指令の変化による不安定現象を回避している。
【０２０６】
なお、図１８中の速度制御部のＰＩ演算出力である｜ｉ_q＊｜をインバータの３相電流振幅指令｜Ｉ_m＊｜とするとともに、｜ｉ_q＊｜＝（３／２）^1/2・｜Ｉ_m＊｜・ｃｏｓβ＊、｜ｉ_d＊｜＝−（３／２）^1/2・｜Ｉ_m＊｜・ｓｉｎβ＊の演算を行うようにしてもよい。
【０２０７】
この方法によれば、ＰＩ演算出力にリミッタを設けることで電流振幅制限を容易に行うことができ、ひいては、インバータのスイッチング素子の電流容量とのマッチングを簡単に行うことができる。
【０２０８】
また、前記電流位相指令β＊としては、各負荷条件毎に実機試験によりデータを作成しておき、これらを記憶すればよい。このときに用いる電流位相指令β＊として従来のインバータのものを用いることが可能である（この場合には、従来のインバータとの間でデータを共有化することができる）が、図１８のインバータ制御装置によって効率を最大にする電流位相指令β＊を測定し、測定結果を用いることが好ましい。
【０２０９】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０２１０】
図２０は従来のインバータ（直流電圧が一定に制御されるインバータ）を用いて制御を行った場合に、永久磁石を回転子の内部に埋め込んでなるブラシレスＤＣモータ（以下、ＩＰＭモータと称する）が最大効率となる電流位相βを示す図である。ここで、トルクは一定、かつｄ−ｑ軸電流は一定になるような制御を行い、モータ回転数を５０ｒｐｓに設定している。また、ＩＰＭモータの機器定数は表５に示すとおりであった。
【０２１１】
【表５】

【０２１２】
図２０から分かるように、定格トルク以下では電流位相βは約３０°で余り大きな変化がなく、定格トルクよりも大きい場合にはトルクの増加に伴って４０°程度まで電流位相βが増大する。
【０２１３】
コンデンサレスインバータにおいてはｑ軸電流ｉ_qが電源位相に同期して大きく脈動するが、脈動するｑ軸電流の平均値（直流分）に相当する値｜ｉ_q＊｜に対して数１６の演算を行って略一定のｄ軸電流指令ｉ_d＊を得ることができ、しかもほぼ最大効率近傍でＩＰＭモータを駆動できることが本件発明者による実機試験の結果分かった。なお、βは電気角であり、電圧との位相関係を図２１に示すように設定している。
【０２１４】
そして、図１８に示す構成のインバータ制御装置を用いれば、ｄ軸電流演算部７５において数１６の演算を行って略一定のｄ軸電流指令ｉ_d＊を得ることができる。このようにして得られたｄ軸電流指令ｉ_d＊、ｑ軸電流指令ｉ_q＊、ｄ−ｑ軸電流ｉ_d、ｉ_qに基づいてＰＩ演算、非干渉制御などを行ってｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖ_d＊、ｖ_q＊を出力することができ、ほぼ最大効率近傍でＩＰＭモータを駆動することができる。
尚、効率が許容範囲内であれば、最大効率が得られる電流位相βに所定値△βを加算もしくは減算した値を電流位相指令β＊として採用することができる。
さらに、インバータ素子容量の観点からモータに供給する電流を極小にする目的でモータの力率が略１となるような電流位相を指令値として採用することもできる。
【０２１５】
図２２はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０２１６】
このインバータ制御装置が図１８のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧ｖ₁および直流電圧ｖ_dcを入力としてｄ軸電流指令補正値を算出するｄ軸電流指令補正値演算部７５ａと、ｄ軸電流演算部７５から出力されるｄ軸電流指令値Ｉ_d＊にｄ軸電流指令補正値を加算して補正後のｄ軸電流指令ｉ_d＊を出力し、第２減算部７６に供給する加算部７５ｂをさらに設けた点のみである。
【０２１７】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０２１８】
図２３は負荷に応じてｄ軸電流ｉ_dが変化した場合の直流電圧ｖ_dcの波形を示す図である。なお、図２３中（ａ）がｄ軸電流が大きい場合を、（ｂ）がｄ軸電流が小さい場合を、それぞれ示している。
【０２１９】
図２３から分かるように、ｑ軸電流ｉ_qが負荷とともに小さくなり、その結果、ｄ軸電流ｉ_dが小さくなるとｖ_min（直流電圧ｖ_dcの最小値）が上昇し、ひいては電源電流ｉ₁の通流幅θが狭まる。また、電源力率は、論文１に示されるように、ｃｏｓΦ＝｛（θ＋ｓｉｎθ）／π｝^1/2により算出できる。したがって、通流幅θの縮小に伴って電源力率が低下する。
【０２２０】
しかし、図２２のインバータ制御装置を採用した場合には、ｄ軸電流指令補正値演算部７５ａと加算部７５ｂとによってｄ軸電流指令を増加させるべく補正処理を行うので、直流電圧ｖ_dcの最小値ｖ_minを下降させることができる。
【０２２１】
この結果、ｄ軸電流を略一定に保持する制御を行う場合であっても、通流幅θを拡大することができ、ひいては電源力率の低下を防止することができる。
【０２２２】
図２４は図２２のインバータ制御装置を具体化して示すブロック図である。
【０２２３】
このインバータ制御装置においては、入力電圧ｖ₁を入力として絶対値｜ｖ₁｜を演算する絶対値演算部７５ａ１と、演算された絶対値｜ｖ₁｜から直流電圧ｖ_dcを減算して偏差を算出する減算部７５ａ２と、偏差に比例ゲインＫを乗算してｄ軸電流指令補正値を出力する比例ゲイン部７５ａ３とでｄ軸電流指令補正値演算部７５ａを構成している。
【０２２４】
この構成のインバータ制御装置を採用した場合には、入力電圧ｖ₁の絶対値｜ｖ₁｜と直流電圧ｖ_dcとの偏差を算出し、この偏差に比例ゲインＫを乗算してｄ軸電流指令補正値を得、ｄ軸電流指令補正値を加算することにより、与えられたｄ軸電流指令を補正することができる。
【０２２５】
図２５は図２４のインバータ制御装置の作用を説明する波形図である。なお、図２５中（ａ）が直流電圧ｖ_dcおよび電源電流ｉ₁を、（ｂ）がｄ軸電流を、それぞれ示している。
【０２２６】
ｄ軸電流を電流位相指令β＊のみに基づいて決定した場合には、直流電圧ｖ_dcの最小値ｖ_min’が大きく、電源電流ｉ₁の通流幅が小さいのであるが、この実施態様では、入力電圧ｖ₁の絶対値｜ｖ₁｜と直流電圧ｖ_dcとの偏差に基づいてｄ軸電流指令を補正することにより、直流電圧ｖ_dcの最小値ｖ_minを小さくし、電源電流ｉ₁の通流幅を拡大して高力率化を達成することができる。
【０２２７】
図２６はこの発明のインバータ制御方法が適用されるＩＰＭモータ制御システムの構成を示す図である。
【０２２８】
このＩＰＭモータ制御システムは、交流電源９１の端子間にダイオード全波整流回路９２を接続し、ダイオード全波整流回路９２の出力端子間に、小容量のフィルムコンデンサ（従来の大容量電解コンデンサの容量の１／１００程度の容量のフィルムコンデンサ）９３を接続するとともに、３相インバータ９４を接続し、３相インバータ９４の出力をＩＰＭモータ９５の固定子巻線９５ａに供給している。
【０２２９】
そして、ＩＰＭモータ９５の回転子９５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する従来公知の位置検出器９６と、ダイオード全波整流回路９２の入力電圧を検出する入力電圧検出部９７と、ダイオード全波整流回路９２の出力電圧（直流電圧）を検出する直流電圧検出部９８と、入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部９９と、モータ電流を検出するモータ電流検出部１００と、検出されたモータ電流、回転位置、ゼロクロス、入力電圧、直流電圧、および略一定値に保持されるｄ軸電流指令Ｉ_d＊、速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令Ｉ_qm＊を入力として所定の処理を行い、スイッチング指令を出力する制御マイコン１０１と、スイッチング指令を入力として３相インバータ９４の各スイッチングトランジスタに供給すべきスイッチング信号を出力するベース駆動回路１０２とを有している。
【０２３０】
図２７は電源位相同期処理を説明するフローチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧のゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開始し、ステップＳＰ１において、位相θ₁（ｊ）を０にセットし、そのまま元の処理に戻る。
【０２３１】
なお、ここで、および以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別するものである。
【０２３２】
図２８は電源位相発生処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ステップＳＰ１において、前回の位相角θ₁（ｋ−１）を入力し、ステップＳＰ２において、前回の位相角θ₁（ｋ−１）に所定の定数Δθを加算して現在の位相角θ₁（ｋ）を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２３３】
なお、前記定数Δθは、例えば、次のように設定する。
【０２３４】
電源周波数ｆ₁＝５０Ｈｚの場合、ｓｉｎ演算処理上、θ₁＝３６００を電源位相３６０°とし、割込周期Ｔ_sを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ・ｆ₁・Ｔ_s）は３６となる。
【０２３５】
図２９は電流制御処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔ_s毎に行われる。
【０２３６】
ステップＳＰ１において、回転位置信号θ_m（ｎ）、回転速度ω_m（ｎ）、直流電圧ｖ_dc（ｎ）、モータ電流ｉ_u（ｎ）、ｉ_v（ｎ）、ｉ_w（ｎ）を入力し（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数である）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演算処理を行ってｄｑ軸電流ｉ_d（ｎ）、ｉ_q（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉ_d（ｎ）＊、ｉ_q（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５において、ε_d（ｎ）＝ｉ_d（ｎ）＊−ｉ_d（ｎ）、ε_q（ｎ）＝ｉ_q（ｎ）＊−ｉ_q（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏差ε_d（ｎ）、ε_q（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６において、ｖ_d’（ｎ）＝Ｋ_pd・ε_d（ｎ）＋Ｋ_id・Σε_d（ｎ）、ｖ_q’（ｎ）＝Ｋ_pq・ε_q（ｎ）＋Ｋ_iq・Σε_q（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステップＳＰ７において、非干渉制御演算［ｖ_d（ｎ）＝ｖ_d’（ｎ）−Ｌ_q・ｉ_q（ｎ）・ｎ・ω_m、およびｖ_q（ｎ）＝ｖ_q’（ｎ）＋｛λ_a＋Ｌ_d・ｉ_d（ｎ）｝・ｎ・ω_m］を行ってｄｑ軸電圧指令ｖ_d（ｎ）、ｖ_q（ｎ）を算出し、ステップＳＰ８において、ｄｑ→３相座標変換演算処理を行って各相電圧指令ｖ_u（ｎ）＊、ｖ_v（ｎ）＊、ｖ_w（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ９において、数１７の演算を行って各相パルス幅τ_u（ｎ＋１）、τ_v（ｎ＋１）、τ_w（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【０２３７】
【数１７】

次いで、図２９のステップＳＰ３の処理を説明する。
【０２３８】
図３０は図２９のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【０２３９】
ステップＳＰ１において、電源位相θ₁（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉ_q（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉ_q（ｎ）＊＝｜ｉ_q（ｎ）＊｜・ｓｉｎ²θ₁（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ_q（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉ_d（ｎ）＊＝−λ_a／Ｌ_d＋（１／Ｌ_d）［｛ｖ_dc／ｎ／ω_m（ｎ）｝²−｛Ｌ_q・ｉ_q（ｎ）｝²］^1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉ_d（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４０】
したがって、演算が複雑である。
【０２４１】
図３１はこの発明による図２９のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【０２４２】
ステップＳＰ１において、電源位相θ₁（ｎ）、電流位相指令β＊、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉ_q（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉ_q（ｎ）＊＝｜ｉ_q（ｎ）＊｜・ｓｉｎ²θ₁（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ_q（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉ_d（ｎ）＊＝−｜ｉ_q（ｎ）＊｜・ｔａｎβ＊の演算を行ってｄ軸電流指令ｉ_d（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４３】
したがって、演算を簡単化することができるとともに、モータ効率が最大値となるような電流位相指令β＊を用いているため、モータ効率を極大化することができる。
【０２４４】
図３２はこの発明による図２９のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【０２４５】
ステップＳＰ１において、電源位相θ₁（ｎ）、電源電圧ｖ₁（ｎ）、電流位相指令β＊、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉ_q（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉ_q(n)＊＝｜ｉ_q（ｎ）＊｜・ｓｉｎ²θ₁（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ_q（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉ_d（ｎ）＊＝−｜ｉ_q（ｎ）＊｜・ｔａｎβ＊−Ｋ_pv・｛ｖ_dc（ｎ）−ｖ₁（ｎ）｝の演算を行ってｄ軸電流指令ｉ_d（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４６】
したがって、負荷と共にｑ軸電流が小さくなり、それに応答して一定に設定されるｄ軸電流指令の大きさが小さくなった場合にも、直流電圧と入力電圧（電源電圧）との偏差に応答して、ｄ軸電流の大きさを増大すべく補正が働き、モータ端子電圧を下げることができる。さらに、ｄ軸電流を制御する系を採用しているため、モータのインダクタンスの影響により電流に対する制御遅れが絶えず生じる電圧制御系（電流の検出を行わない制御系）を採用する場合に比べて、端子電圧を安定かつ、高速に制御することができる。そして、ひいては、入力電流の通電幅θを拡大でき、入力力率（電源力率）を向上できる。
【０２４７】
【発明の効果】
請求項１の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２４８】
請求項２の発明は、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができるという特有の効果を奏する。
【０２５０】
請求項３及び請求項４の発明は、請求項１または請求項２の効果に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高め、コンデンサ容量を小さくできることができるという特有の効果を奏する。
【０２５１】
請求項５の発明は、請求項１から請求項４の何れかの効果に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができるという特有の効果を奏する。
【０２５２】
請求項６の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、高速回転時において、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５３】
請求項７の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５４】
請求項８の発明は、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができるという特有の効果を奏する。
【０２５６】
請求項９及び請求項１０の発明は、請求項７または請求項８の効果に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高め、コンデンサ容量を小さくできることができるという特有の効果を奏する。
【０２５７】
請求項１１の発明は、請求項７から請求項１０の何れかの効果に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができるという特有の効果を奏する。
【０２５８】
請求項１２の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、高速回転時において、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５９】
請求項１３の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができるという特有の効果を奏する。
【０２６０】
請求項１４の発明は、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができるという特有の効果を奏する。
【０２６１】
請求項１５の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２６２】
請求項１６の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができるという特有の効果を奏する。
【０２６３】
請求項１７の発明は、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができるという特有の効果を奏する。
【０２６４】
請求項１８の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御方法が適用されたモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】制御マイコンの内部構成を示すブロック図である。
【図３】制御マイコンにおける処理を説明するフローチャートである。
【図４】コンデンサレスインバータによる入力波形の改善を説明する原理図である。
【図５】速度リプルを説明する図である。
【図６】インバータ端子電圧と直流部の電圧波形の一例を示す図である。
【図７】最大出力時のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】電流制御に必要な直流電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】複素平面上における円軌跡を説明する図である。
【図１０】インバータ電圧ベクトルを説明する図である。
【図１１】電圧時間積に着目してパルス幅を設定する処理を説明する概略図である。
【図１２】３相インバータをスイッチング制御し、ｕ相電流として波高値Ｉ_mが負荷に供給されている時の直流部の電流波形を模式的に示す図である。
【図１３】キャリアの高周波化を説明する図である。
【図１４】整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサを有するインバータ制御装置の構成を示す電気回路図である。
【図１５】平滑用コンデンサおよびチョッパ回路を有するインバータ制御装置の構成を示す電気回路図である。
【図１６】ダイオード整流回路の出力端子間に小容量フィルムコンデンサを接続するとともに、３相分のインバータ主回路を接続してなるインバータを示す電気回路図である。
【図１７】図１６に示すインバータを制御し、所望の性能を得るために論文４に示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１８】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図１９】記憶した電流位相指令β＊をデータテーブルから参照するための位相指令発生部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２０】従来のインバータを用いて制御を行った場合に、ＩＰＭモータが最大効率となる電流位相βを示す図である。
【図２１】フェーザ図である。
【図２２】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図２３】負荷に応じてｄ軸電流ｉｄが変化した場合の直流電圧ｖｄｃの波形を示す図である。
【図２４】図２２のインバータ制御装置を具体化して示すブロック図である。
【図２５】図２４のインバータ制御装置の作用を説明する波形図である。
【図２６】この発明のインバータ制御方法が適用されるＩＰＭモータ制御システムの構成を示す図である。
【図２７】電源位相同期処理を説明するフローチャートである。
【図２８】電源位相発生処理を説明するフローチャートである。
【図２９】電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図３０】図２９のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【図３１】この発明による図２９のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【図３２】この発明による図２９のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
１ 交流電源 ２ ダイオードブリッジ整流回路
３ インバータ ４ モータ
５３ ｑ軸電流指令演算部 ５４ ｄ軸電流指令発生部
５５ ｑ軸比例制御部 ５６ ｄ軸比例制御部
７５ ｄ軸電流演算部 ７５ａ ｄ軸電流指令補正値演算部
７５ａ１ 絶対値演算部 ７５ａ２ 減算部
７５ａ３ 比例ゲイン部 ７５ｂ 加算[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and an apparatus for improving the efficiency of an input waveform of a rectifier circuit connected to a power source and reducing harmonics in a system including a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter.
[0002]
[Prior art]
As is conventionally known, an inverter circuit is a circuit that converts a DC power source into variable frequency, variable voltage AC power with high efficiency by switching control of a transistor.
[0003]
The inverter circuit is widely applied to, for example, home appliances and industrial equipment that need to control the rotation speed and torque of a motor.
[0004]
In general, a diode bridge circuit having a simple circuit configuration is used to convert an AC power source into a DC power source, and a large-capacity smoothing capacitor is used to remove voltage ripple after rectification.
[0005]
In this case, inconveniences such as power factor reduction and higher harmonics occur on the power source side. Therefore, in order to prevent or suppress such inconvenience, the input side of the diode bridge circuit or the DC A power factor improving reactor having a large inductance is connected to the side (see FIG. 14).
[0006]
Recently, it has been proposed to provide a chopper composed of a switching transistor and a diode on the DC side of the diode bridge circuit for the purpose of improving the performance with respect to the power factor and power harmonic (see FIG. 15). .
[0007]
When such an inverter circuit is adopted, a large-capacity smoothing capacitor and a power factor improving reactor are required, and the size increases with the adoption of these, and the cost increases. There is.
[0008]
In addition, a chopper circuit is required to achieve high performance of the power supply harmonic characteristics, and there is a disadvantage that the cost is further increased.
[0009]
Furthermore, since electrolytic capacitors are generally used as large-capacity smoothing capacitors, the life of the inverter circuit including the diode bridge circuit is shortened due to the short life of the electrolytic capacitor, and the temperature of the electrolytic capacitor is reduced. There is an inconvenience that the use environment of the inverter circuit including the diode bridge circuit is restricted due to the characteristics.
[0010]
In order to eliminate such inconvenience, the large-capacity smoothing capacitor of the rectifier is omitted, the d-axis current is changed at twice the power supply frequency, and the motor terminal voltage is lowered by field weakening control. Even when the DC voltage pulsates and drops significantly, the motor current can be made to flow, and the current conduction width of the inverter input (rectifier circuit input) is widened to increase the input power factor and improve the power supply harmonic characteristics. Inverter control method to achieve high performance ("Inverter control method of PM motor with diode rectifier circuit with high input power factor", Isao Takahashi, 2000 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, p1591; Have been proposed).
[0011]
As a more specific method, the d-axis current is made sinusoidal, and the PI control based on the deviation between the q-axis current command and the q-axis current feedback amount is performed to obtain the q-axis voltage command (“PM motor” Of high-speed field-weakening of single-phase diode rectifier circuit by Hitoshi Haga, Isao Takahashi, 2000 Annual Meeting of the Institute of Electrical Engineers of Japan, p1125, hereinafter abbreviated as paper 2), and The d-axis current command value is obtained from the expression of the field weakening condition, the PI control based on the deviation from the d-axis current feedback amount is performed to obtain the d-axis voltage command, and the PI control based on the rotational speed deviation (speed deviation) is performed. The q-axis current command value is obtained by multiplying the absolute value of the current command oscillating at twice the power frequency in accordance with the ripple on the input side, and PI control based on the deviation from the q-axis current feedback amount is performed. line To obtain the q-axis voltage command (“High power factor of diode rectifier circuit using high-speed field weakening of PM motor”, Hitoshi Haga, Isao Takahashi, 2000 IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group SPC-00- 64, hereinafter referred to as Paper 3).
[0012]
Furthermore, “High-efficiency inverter control method using field weakening of IPM motor”, Hitoshi Haga, Isao Takahashi, 2001 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, p. 1214 (hereinafter abbreviated as Paper 4) has also been proposed.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
When the methods described in the papers 1 and 2 are adopted, there is a disadvantage that the iron loss increases because the magnetic flux in the field direction is pulsated at twice the power supply frequency.
[0014]
When the method of paper 3 is adopted, it is necessary to superimpose a voltage for pulsating both the d-axis current and the q-axis current at twice the power supply frequency on the inverter output, and a larger voltage is required. There is an inconvenience of becoming.
[0015]
Further, in the papers 1 to 3, the relationship between the inverter output voltage and the DC voltage necessary for performing current control is not described in detail. Therefore, the control method of the output voltage or output current to be supplied to the motor in order to make maximum use of the inverter DC voltage is unknown.
[0016]
Furthermore, in order to control the desired dq-axis current, the desired dq-axis voltage command is calculated from the actual current and the command current, and the three-phase voltage A method of performing PWM by converting into a command and comparing a carrier wave such as a triangular wave with a three-phase voltage command as a signal wave is generally employed.
[0017]
[Expression 1]

[0018]
However, in this method, although the three-phase inverter can output the line voltage up to the maximum Vdc, the amplitude of the line voltage of the three-phase inverter is 0.86 × V in principle._dc(Refer to “Semiconductor Power Conversion Method Research Committee: Semiconductor Power Conversion Circuit”, The Institute of Electrical Engineers of Japan, 1989, p125).
[0019]
In the configuration in which the output voltage of the single-phase rectifier circuit is supplied to the three-phase inverter without providing a smoothing large-capacity capacitor, the DC voltage is greatly pulsated, so a method using 100% DC voltage is adopted. Is desired.
[0020]
As a method for realizing this, there is known a method of superimposing 3n-order harmonics (where n is a positive integer) on each phase voltage command, but the voltage is constantly changed by instantaneous current feedback (ie, In such a control system where the amplitude and frequency are constantly changing), it is difficult to determine the 3n-order harmonics, so the above-mentioned demand cannot be easily realized, and the voltage utilization rate is sufficiently increased. Can not be increased.
[0021]
In addition, when controlling the inverter with a microcomputer, if the carrier frequency is increased, it is necessary to perform processing such as voltage command calculation processing and PWM calculation in a shorter time. A DSP must be employed, and it is difficult to employ these microcomputers and DSPs for home appliances that place importance on cost. Even if a microcomputer and DSP capable of high-speed processing are employed, the time required for current control calculation and PWM calculation exceeds 50 μs, so the carrier frequency can only be less than 20 kHz.
[0022]
Further, conventionally, a voltage command is calculated by performing PI control calculation based on the current deviation.
[0023]
Therefore, when the capacity of the smoothing capacitor in the rectifying unit is 0 or extremely small, the output voltage (DC voltage) of the rectifying circuit becomes extremely small near the zero cross of the power supply voltage, and the actual current follows the current command. There is always a period during which the desired voltage cannot be output from the three-phase inverter.
[0024]
When the actual current does not follow the current command, the deviation of the period is constantly added to the integration unit of the PI control calculation unit, and the entire control system becomes unstable (windup phenomenon occurs). .
[0025]
In addition, as shown in FIG. 16, a small-capacity film capacitor (for example, a capacitor having a capacity of about 1/100 that of a capacitor used in a conventional inverter) is connected between the output terminals of the diode rectifier circuit, and for three phases. An inverter control apparatus for controlling an inverter (hereinafter abbreviated as a capacitorless inverter) connected to an inverter main circuit and implementing the control method shown in the paper 4 to obtain a desired performance is shown in FIG. It has the structure shown in.
[0026]
This inverter control device has a speed command ω_m* And actual motor speed ω_mThe value of the PI deviation (proportional / integral calculation) and the value | i_q* PI output unit 111 and power supply voltage V₁Is a signal sin synchronized with this²θ₁Output sin²θ₁Generator 112 and signal sin²θ₁And value | i_q* Product with q-axis current command i_qA q-axis current command calculation unit 110 including a multiplier 113 that outputs as *.
[0027]
And DC voltage V_dcQ-axis current i_q, Motor actual speed ω_mIs used as an input and the calculation of Equation 2 is performed to obtain the d-axis current_dId * calculation unit 114 that outputs * and dq-axis current command i_d*, I_q* And dq axis actual current i_d, I_qAnd the first dq axis voltage command V_d* ’, V_qD-axis and q-axis PI calculation units 115 and 116 for outputting * 'and the first dq-axis voltage command V_d* ’, V_q* 'Is used as an input to calculate the second dq axis voltage command V_d*, V_qAnd a non-interference control unit 117 that outputs *. Λ_aIs the speed electromotive force constant, L_dIs d-axis inductance, L_qIs the q-axis inductance, and n is the number of pole pairs.
[0028]
[Expression 2]

[0029]
[Equation 3]

[0030]
In the inverter control device configured as described above, the d-axis current command i_d* Is calculated by Equation 2. However, the following inconvenience occurs.
[0031]
(1) d-axis current command i_d* Is determined by restrictions on terminal voltage, so motor efficiency is not appropriate.
[0032]
For example, when the speed electromotive force at which the magnet magnetic flux is generated decreases as the motor speed decreases, the d-axis current command is calculated to compensate for this and increase the motor terminal voltage. That is, the d-axis current increases toward a positive value. When the d-axis current command reaches a positive value, the reluctance torque acts in the opposite direction (brake) to the magnet torque. As a result, the motor torque-current ratio is reduced, and the motor efficiency is deteriorated.
[0033]
(2) Since the control equation is complicated and the q-axis inductance that changes with an increase in current (increase in output) due to magnetic saturation is used in the calculation, a predetermined d-axis current command is accurately calculated. Q-axis inductance L with respect to the current in advance_qIt is necessary to measure changes in the data and have it as a data table.
[0034]
OBJECT OF THE INVENTION
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems. By reducing the capacity of the smoothing capacitor of the rectifying unit to 0 or extremely small, the reliability of the device can be improved, the size can be reduced, and the cost can be reduced. The increase in generated iron loss can be prevented, the control can be stabilized, and the power factor on the power supply side can be improved and the harmonics of the power supply can be reduced. An object of the present invention is to provide an inverter control method and apparatus that can be eliminated.
[0035]
[Means for Solving the Problems]
The inverter control method according to claim 1 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit is greatly pulsated at twice the power supply frequency. When controlling the three-phase inverter to set the capacitance of the capacitor connected to the motor and to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the d-axis current is held substantially constant and the q-axis current is set to the power supply frequency. This is a method of pulsating at twice the frequency.
[0036]
  The inverter control method according to claim 2, DIn controlling the -q axis current, PWM is performed to control the inverter line voltage.
[0038]
  Claim 3 and5. The inverter control method according to claim 4, wherein each pulse obtained by PWM control is divided so that the width thereof is 1 / m (m is a positive integer), and a three-phase inverter is based on the divided pulse width. This is a method for controlling the switching of each of the transistors.
[0039]
The inverter control method according to claim 5 calculates a dq-axis voltage command by multiplying a deviation between the d-axis current and the q-axis current by a proportional gain, and a three-phase inverter based on the calculated dq-axis voltage command. Is a PWM control method.
[0040]
The inverter control method according to claim 6 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs between the output terminals of the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. When controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the d-axis current is kept substantially constant during high-speed rotation of the motor. In this method, the three-phase inverter is controlled so as to cause the q-axis current to pulsate at twice the power supply frequency.
[0041]
The inverter control device according to claim 7 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and is arranged between output terminals of the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. Is a device for controlling the three-phase inverter to set the capacitance of the capacitor connected to the motor and to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, and to maintain the d-axis current substantially constant. And q-axis current pulsating means for pulsating the q-axis current at twice the power supply frequency.
[0042]
  The inverter control device according to claim 8, DIn controlling the q-axis current, the control means for performing PWM to control the inverter line voltage is included.
[0044]
  Claim 9 andThe inverter control device according to claim 10, as said PWM control means, divides each pulse obtained by PWM control so that its width becomes 1 / m (m is a positive integer), and the divided pulse width Based on the above, the switching control of each transistor of the three-phase inverter is adopted.
[0045]
The inverter control device according to claim 11 calculates, as the d-axis current holding unit and the q-axis current pulsating unit, a dq-axis voltage command by multiplying a deviation between the d-axis current and the q-axis current by a proportional gain. The one that performs PWM control of the three-phase inverter based on the dq-axis voltage command is adopted.
[0046]
The inverter control device according to claim 12 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and is arranged between output terminals of the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency. Is a device that controls the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor and sets the d-axis current substantially constant during high-speed rotation of the motor. It includes d-q axis current control means for holding and controlling the three-phase inverter to pulsate the q-axis current at twice the power supply frequency.
[0047]
The inverter control method according to claim 13 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, the output voltage of the single-phase rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency, and the output voltage or output current of the three-phase inverter is increased. In controlling the three-phase inverter to supply to the motor,
This is a method of calculating a d-axis current command for keeping the d-axis current substantially constant in response to a predetermined current phase.
[0048]
The inverter control method according to claim 14 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, wherein the output voltage of the single-phase rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency, and the output voltage or output current of the three-phase inverter is increased. In controlling the three-phase inverter to supply to the motor,
This is a method of correcting a d-axis current command for keeping the d-axis current substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage.
[0049]
The inverter control method according to claim 15 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, wherein the output voltage of the single-phase rectifier circuit is greatly pulsated at twice the power supply frequency, and the output voltage or output current of the three-phase inverter is increased. In controlling the three-phase inverter to supply to the motor,
In response to a predetermined current phase, processing for calculating a d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant, and in response to the power supply voltage and the DC voltage, the d-axis current is maintained substantially constant. This is a method of performing a process of correcting the d-axis current command for the purpose.
[0050]
The inverter control device according to claim 16 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and pulsates the output voltage of the single-phase rectifier circuit at a frequency that is twice the power supply frequency, thereby generating the output voltage or output current of the three-phase inverter. It controls the three-phase inverter to supply to the motor,
In response to a predetermined current phase, a calculation means for calculating a d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant is included.
[0051]
The inverter control device according to claim 17 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and pulsates the output voltage of the single-phase rectifier circuit at twice the power supply frequency to obtain the output voltage or output current of the three-phase inverter. It controls the three-phase inverter to supply to the motor,
It includes correction means for correcting a d-axis current command for keeping the d-axis current substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage.
[0052]
The inverter control device according to claim 18 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, wherein the output voltage of the single-phase rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency, and the output voltage or output current of the three-phase inverter is increased. It controls the three-phase inverter to supply to the motor,
A computing means for computing a d-axis current command for keeping the d-axis current substantially constant in response to a predetermined current phase, and a d-axis current being kept substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage. It includes a correcting means for correcting the d-axis current command for the purpose.
[0053]
[Action]
The inverter control method according to claim 1 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency. In setting the capacity of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the d-axis current is held substantially constant and the q-axis current is Because it pulsates at twice the power supply frequency, it simplifies the configuration, simplifies the control, prevents an increase in iron loss, improves the power supply power factor, and reduces power supply harmonics. can do.
[0054]
Further explanation will be given.
[0055]
As described above, an inverter system in which the capacitance of the capacitor is set so that the output voltage of the rectifier circuit pulsates greatly at twice the power supply frequency is referred to as a capacitorless inverter.
[0056]
In a capacitorless inverter, the d-axis current is made substantially constant in order to cause the motor torque to pulsate at twice the power supply frequency in order to increase the power factor of the input waveform and reduce the harmonics (sine wave of the power supply current). In addition, by pulsing the q-axis current at twice the power supply frequency, it was found that the voltage required for the inverter DC side voltage substantially matches the DC voltage of the capacitorless inverter, and the present invention was completed. .
[0057]
In this case, since the magnetic flux in the field direction is not pulsated, it is possible to prevent an increase in iron loss accompanying the pulsation control of the field.
[0058]
Further, the inverter DC voltage for obtaining a desired current is 0 to 2 at the power supply frequency.^1/2Since it substantially matches the DC voltage of the capacitorless inverter that pulsates with V1 (V1 is the effective value of the power supply voltage), current control using the DC voltage of the 100% inverter can be performed, and the motor output can be maximized. it can.
[0059]
The inverter control method according to claim 2 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. When setting the capacity of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, Since PWM is performed to control the voltage, the power source power factor can be improved, power source harmonics can be reduced, and the DC voltage utilization rate can be significantly increased.
[0060]
Further explanation will be given.
[0061]
In a capacitorless inverter, a phase voltage command whose voltage is constantly changing is converted into various quantities capable of line voltage control, and a three-phase inverter is controlled based on this, thereby using a 100% inverter DC voltage and a motor. The terminal voltage can be controlled, and as a result, it has been found that operation in a wider torque-speed range is possible compared to conventional PWM control, and the present invention has been completed.
[0063]
  Claim 3 andAccording to the inverter control method of claim 4, each pulse obtained by PWM control is divided so that the width thereof is 1 / m (m is a positive integer), and 3 based on the divided pulse width. Since each transistor of the phase inverter is controlled to switch,1Or claims2In addition to the above operation, the carrier frequency can be increased without substantially increasing the processing time of data processing.
[0064]
Further explanation will be given.
[0065]
The capacitor connected between the output terminals of the single-phase rectifier circuit is for absorbing a current ripple component generated at the time of switching of the three-phase inverter, and the magnitude of the voltage ripple of the capacitor generated by this ripple current becomes the carrier frequency. The present invention was completed by finding that it is inversely proportional and inversely proportional to the capacitor capacity.
[0066]
By increasing the carrier frequency, the capacitance of the capacitor can be reduced. As a result, downsizing, cost reduction, and high performance of input characteristics can be achieved.
[0067]
According to the inverter control method of claim 5, the dq axis voltage command is calculated by multiplying the deviation between the d axis current and the q axis current by a proportional gain, and 3 based on the calculated dq axis voltage command. Since the phase inverter is subjected to PWM control, in addition to the operation of any one of claims 1 to 4, responsiveness can be enhanced and control can be stabilized.
[0068]
Further explanation will be given.
[0069]
If a proportional control calculation is adopted instead of the PI control calculation, the integration unit does not exist, so that instability due to the addition of a deviation can be prevented, and the proportional gain can be increased compared to the PI control calculation. The present invention has been completed by finding that it can be set high and the current control response can be improved.
[0070]
The inverter control method according to claim 6 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. When setting the capacity of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the d-axis current is kept substantially constant during high-speed rotation of the motor. Since the three-phase inverter is controlled to cause the q-axis current to pulsate at twice the power supply frequency, the configuration is simplified, the control is simplified, and the motor speed electromotive force becomes high. However, the current can flow into the motor in a wide range, and the output can be maximized. In addition, the power source power factor can be improved, and power harmonics can be reduced.
[0071]
The inverter control device according to claim 7 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. In setting the capacitance of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the d-axis current holding means makes the d-axis current substantially constant. The q-axis current can be pulsated at twice the power supply frequency by the q-axis current pulsating means.
[0072]
Therefore, it is possible to simplify the configuration, simplify the control, prevent an increase in iron loss, improve the power source power factor, and reduce the power source harmonics.
[0073]
The inverter control device according to claim 8 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. When controlling the dq axis current by the control means when setting the capacity of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor PWM can be performed to control the inverter line voltage.
[0074]
Therefore, the power factor can be improved, the power harmonics can be reduced, and the utilization factor of the DC voltage can be remarkably increased.
[0076]
  Claim 9 andIf it is the inverter control apparatus of Claim 10, as said PWM control means, each pulse obtained by PWM control was divided | segmented so that the width | variety might become 1 / m (m is a positive integer), and it divided | segmented Since it employs what controls switching of each transistor of the three-phase inverter based on the pulse,7Or claims8In addition to the above operation, the carrier frequency can be increased without substantially increasing the processing time of data processing. By increasing the carrier frequency, the capacitance of the capacitor can be reduced. As a result, downsizing, cost reduction, and higher performance of input characteristics can be achieved.
[0077]
In the inverter control device according to claim 11, as the d-axis current holding means and the q-axis current pulsating means, a dq-axis voltage command is calculated by multiplying a deviation between the d-axis current and the q-axis current by a proportional gain. In addition to the action of any one of claims 7 to 10, the responsiveness can be improved because the three-phase inverter is PWM controlled based on the calculated dq axis voltage command. At the same time, the control can be stabilized.
[0078]
The inverter control device according to claim 12 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and outputs the single-phase rectifier circuit so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit greatly pulsates at twice the power supply frequency. In setting the capacity of the capacitor connected between the terminals and controlling the three-phase inverter so as to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter to the motor, the dq axis current control means allows the motor to rotate at high speed. The three-phase inverter can be controlled so that the d-axis current is kept substantially constant and the q-axis current is pulsated at twice the power supply frequency.
[0079]
Therefore, the configuration is simplified, the control is simplified, and even during high-speed rotation where the speed electromotive force of the motor is high, current can be flowed into the motor in a wide range, and the output can be maximized. In addition, the power source power factor can be improved, and power harmonics can be reduced.
[0080]
The inverter control method according to claim 13 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and causes the output voltage of the single-phase rectifier circuit to pulsate greatly at twice the power supply frequency, so that the output voltage or output of the three-phase inverter In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant is calculated in response to a predetermined current phase. In addition to the improvement, it is possible to maximize the efficiency regardless of the motor rotational speed by preventing the motor current from increasing with a simple control calculation.
[0081]
15. The inverter control method according to claim 14, comprising a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, wherein the output voltage of the single-phase rectifier circuit is greatly pulsated at twice the power supply frequency, and the output voltage or output of the three-phase inverter. In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant is corrected in response to the power supply voltage and the DC voltage. It is possible to prevent the power factor from being lowered due to the change.
[0082]
The inverter control method according to claim 15 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and causes the output voltage of the single-phase rectifier circuit to pulsate greatly at twice the power supply frequency, so that the output voltage or output of the three-phase inverter In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, a process for calculating a d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant in response to a current phase that maximizes motor efficiency, and a power source In response to the voltage and the DC voltage, a process for correcting the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant, or a correction of the d-axis current command based on the deviation between the power supply voltage and the DC voltage is performed. Since the process is performed, the input power factor can be improved, a simple control calculation can be performed, the increase in the motor current can be prevented, and the efficiency can be maximized regardless of the motor rotational speed, and d Even if holding current substantially constant, it is possible to it is possible to prevent a reduction in power factor due to the change in the load, or to ensure a larger conducting width to achieve a high power factor of.
[0083]
The inverter control device according to claim 16 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and causes the output voltage of the single-phase rectifier circuit to pulsate greatly at twice the power supply frequency, so that the output voltage or output of the three-phase inverter In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, the calculation means calculates a d-axis current command for keeping the d-axis current substantially constant in response to the current phase that maximizes the motor efficiency. be able to.
[0084]
Therefore, it is possible to improve the input power factor, to prevent an increase in the motor current with a simple control calculation, and to maximize the efficiency regardless of the motor rotation speed.
[0085]
The inverter control device according to claim 17 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and causes the output voltage of the single-phase rectifier circuit to pulsate at a frequency twice the power supply frequency to output or output the three-phase inverter. In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, the correction means corrects the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage. it can.
[0086]
Therefore, it is possible to prevent the power factor from being lowered due to the load change.
[0087]
The inverter control device according to claim 18 includes a single-phase rectifier circuit and a three-phase inverter, and causes the output voltage of the single-phase rectifier circuit to pulsate greatly at twice the power supply frequency, so that the output voltage or output of the three-phase inverter In controlling the three-phase inverter to supply current to the motor, the calculation means calculates a d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant in response to the current phase that maximizes the motor efficiency. In response to the power supply voltage and the DC voltage by the first correction means, the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant is corrected, or the power supply voltage and the DC voltage are corrected by the second correction means. The d-axis current command can be corrected based on the deviation.
[0088]
Therefore, it is possible to improve the input power factor, to prevent the motor current from increasing with a simple control calculation, to maximize the efficiency regardless of the motor rotation speed, and to increase the power factor accompanying the load change. Can be prevented, or the energization width can be reliably increased to achieve a high power factor.
[0089]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of an inverter control method and apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
[0090]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor control device to which the inverter control method of the present invention is applied.
[0091]
This motor control device includes a diode bridge rectifier circuit 2 having an AC power supply 1 as an input, a small-capacitance capacitor (capacitor for removing switching ripple) 3 a connected between output terminals of the diode bridge rectifier circuit 2, Motor having a three-phase inverter 3 connected between the output terminals of the diode bridge rectifier circuit 2 and a stator winding 4a Y-connected between the output terminals of the three-phase inverter 3 {a permanent magnet is mounted inside the rotor The brushless DC motor (hereinafter referred to as IPM)} 4, the insulation amplifier 1 a for detecting the power supply voltage, the comparator 1 b for detecting the zero cross of the detected power supply voltage, and the zero cross detection signal are supplied to the control microcomputer 5. Photocoupler 1c, pulse encoder 4c connected to rotor 4b of motor 4, and pulse encoder 4 Counter 4d which counts the pulses from the motor 4 and supplies them to the control microcomputer 5 as the motor rotation position angle, current detectors 4eu and 4ew for detecting the u-phase current and the w-phase current, and the output terminal voltage of the diode bridge rectifier circuit 2 ( And an AD converter 4f that converts the detected DC voltage, u-phase current, and w-phase current into digital values and supplies them to the control microcomputer 5.
[0092]
Hereinafter, an inverter control device that does not include a large-capacity smoothing capacitor is referred to as a capacitorless inverter.
[0093]
FIG. 2 is a block diagram showing the internal configuration of the control microcomputer.
[0094]
This control microcomputer 5 has a u-phase current i_u, W-phase current i_wIs input, and the motor rotation position angle θ_eA dq coordinate conversion unit 51 that performs dq coordinate conversion based on the output and outputs a d-axis detection current and a q-axis detection current, a phase generation unit 52 that generates a phase with a zero cross of the power supply voltage as an input, and a generation A q-axis current command calculation unit 53 that generates a q-axis current command by using the input phase, a d-axis current command generation unit 54, and proportional control based on the difference between the q-axis current command and the q-axis detection current a q-axis proportional control unit 55 that calculates a q-axis voltage command, a d-axis proportional control unit 56 that calculates a d-axis voltage command by performing proportional control based on the difference between the d-axis current command and the d-axis detected current, q A line voltage amplitude calculation unit 57 that calculates the line voltage amplitude using the output from the axis proportional control unit 55 and the output from the d axis proportional control unit 56 as inputs, and the output from the q axis proportional control unit 55 and the d axis proportional Using the output from the controller 56 as input, the voltage phase is And voltage phase calculation section 58 to calculate line voltage amplitude and the DC voltage V_dcThe modulation rate calculation unit 59 for calculating the modulation rate with the input as input, the PWM calculation unit 60 for calculating the pulse width of each phase with the input of the sum of the motor rotation position angle and the voltage phase and the modulation rate, and the pulse width of each phase are set. PWM timer unit 61 to be used. The PWM calculation unit 60 includes a modulation rate limiter 60a that limits the modulation rate so as not to exceed a predetermined value.
[0095]
The processing in the dq coordinate conversion unit 51 is as follows.
[0096]
The conversion matrix between the three-phase / dq coordinates is expressed by Equation 4 because the zero-phase component is 0 in the symmetrical three-phase operation.
[0097]
[Expression 4]

[0098]
Here, C can be written as Equation 5.
[0099]
[Equation 5]

[0100]
In order to reduce the computation load, i_u+ I_w= -I_vWhen the transformation of Equation 4 is performed using the relationship of
i_d= 2^1/2{-I_u・ Sin (θ_e-Π / 3) -i_w・ Sinθ_e}
i_q= 2^1/2{-I_u・ Cos (θ_e-Π / 3) -i_w・ Cos θ_e}
Can get a relationship. As a result, the necessary number of current detectors and AD conversions can be reduced.
[0101]
Therefore, in the dq coordinate conversion unit 51,
i_d= 2^1/2{-I_u・ Sin (θ_e-Π / 3) -i_w・ Sinθ_e}
i_q= 2^1/2{-I_u・ Cos (θ_e-Π / 3) -i_w・ Cos θ_e}
The d-axis current (field current) and the q-axis current can be detected by performing the above calculation.
[0102]
The phase generator 52 includes a power phase timer that is reset based on the zero cross of the power voltage, and based on the value of the power phase timer, the power phase φ with respect to the zero cross of the power voltage₁(= Ω₁T) (however, ω₁Generates the power supply angular frequency).
[0103]
The q-axis current command calculation unit 53 is
i_q* = I_qm・ Sin²ω₁・ T
(However, ω₁Is the power angular frequency, I_qmIs the amplitude of the q-axis current)
Q-axis current command i_q* Is calculated.
[0104]
The d-axis current command generator 54 is
i_d* =-I_d
(However, I_dIs constant)
D-axis current command i determined by_d* Is output.
[0105]
As described above, making the d-axis current command value constant corresponds to “holding the d-axis current substantially constant”, but it is also possible to make the actual d-axis current value constant. This corresponds to “holding the d-axis current substantially constant”.
[0106]
The q-axis proportional control unit 55
v_q* = K_pq・ Ε_q
(However, q-axis current deviation ε_q= I_q* -I_q, K_pqIs a proportional constant)
The q-axis voltage command is calculated by performing the above calculation.
[0107]
The d-axis proportional control unit 56
v_d* = K_pd・ Ε_d
(However, d-axis current deviation ε_d= I_d* -I_d, K_pdIs a proportional constant)
To calculate a d-axis voltage command.
[0108]
Therefore, compared with the case where PI control is performed, responsiveness can be improved and control can be stabilized.
[0109]
The line voltage amplitude calculation unit 57 includes:
V_m= (V_q*²+ V_d*²)^1/2
To calculate the line voltage amplitude 2^1/2・ V_mIs calculated.
[0110]
The voltage phase calculation unit 58 is
δ = tan^-1(V_q* / V_d*)
The voltage phase δ is calculated by performing the above calculation.
[0111]
The modulation factor calculation unit 59
K_s= 2^1/2・ V_m/ V_dc
To calculate the modulation factor K_sIs calculated.
[0112]
The Ks limiter 60a has a modulation factor K_sIs greater than 1, the modulation factor K_sIs limited to 1. In other words, the voltage amplitude command value 2^1/2・ V_mIs the DC voltage V_dcIs exceeded, the voltage amplitude command is set to V_dcClamp to
[0113]
The PWM calculation unit 60 includes:
τ_Four/ T_c= K_s・ Sin (π / 3-φ₀)
τ₆/ T_c= K_s・ Sinφ₀
τ₀/ T_c= 1-K_s・ Sin (π / 3 + φ₀)
(However, 0 ≦ (φ₀= Φ) ≦ π / 3, 0 ≦ φ₀≦ 60 °, T_c= Τ₀+ Τ_Four+ Τ₆) To calculate the pulse width of each phase. Where T_cIs a PWM carrier cycle.
[0114]
Here, the region is determined by the inverter output voltage phase φ from I: 0 to less than π / 3, II: from π / 3 to less than 2π / 3, III: from 2π / 3 to less than π, IV: from π to less than 4π / 3, V : 4π / 3 or more and less than 5π / 3, VI: 5π / 3 or more and less than 2π, I to VI, phase φ₀= Φ− (π / 3) · (n−1) (where n is a number representing a region) is calculated.
[0115]
The PWM timer unit 61 switches the transistor switch state from “1” to “0” or “0” to “1” for each phase timer as shown in Table 1 in accordance with the calculated pulse width. Set the time. Here, the switch state “1” indicates that the upper arm transistor is on and the lower arm transistor is off, and the switch state “0” indicates that the upper arm transistor is off and the lower arm transistor is on.
[0116]
[Table 1]

[0117]
V₀, V₇The definition of will be described later.
[0118]
FIG. 3 is a flowchart for explaining processing in the control microcomputer. The process of this flowchart is performed for each carrier interrupt. That is, the carrier period T_cThe process is started.
[0119]
In step SP1, u-phase current i_uAnd w-phase current i_wIn step SP2, the motor rotational position angle θ_e, U-phase current i_uAnd w-phase current i_wD-axis coordinate conversion based on d-axis current i_dAnd q-axis current i_qIn step SP3, the d-axis current command i is calculated._d* And q-axis current command i_q* Is output, and in step SP4, the d-axis current deviation ε_dAnd q-axis current deviation ε_qIn step SP5, the d-axis voltage command v is calculated._d* And q-axis voltage command v_q* Is calculated, and the line voltage amplitude 2 is calculated in step SP6.^1/2・ V_mAnd the voltage phase δ are calculated, and in step SP7, the DC voltage V_dcAnd motor rotation position angle θ_eIn step SP8, the modulation factor K_sAnd in step SP9, the modulation factor K_sWhether or not is greater than 1 is determined.
[0120]
And the modulation factor K_sIs determined to be larger than 1, in step SP10, the modulation rate is limited, and K_s= 1.
[0121]
Modulation factor K in step SP9_sIs determined to be 1 or less, or when the process of step SP10 is performed, in step SP11, the motor rotational position angle θ_eAnd the voltage phase δ are added to calculate the inverter output voltage phase φ, the pulse width of each phase is calculated in step SP12, and the timer value is set in the timer of each phase in the PWM timer in step SP13 (in some cases The initial switch state of each phase transistor is reset), and the process returns to the original process.
[0122]
As a result, the motor torque can be controlled to fluctuate at twice the power supply frequency, the power supply current (that is, the input current of the rectifier circuit) is sine waved, and the control of the input power factor = 1 can be achieved. it can.
[0123]
Further explanation will be given.
[0124]
When the capacity of the smoothing capacitor in the rectifier is 0 or extremely small (no reactor is connected as a matter of course), there is no energy storage element between the input of the rectifier circuit and the inverter output, so the motor efficiency is reduced to η_M, Η inverter efficiency_INVThen, the inverter instantaneous input P_I(If the loss in the rectifier circuit is ignored, it is equal to the input of the rectifier circuit) and the instantaneous motor output P_MBetween
P₁・ Η_INV= P_M・ Η_M
∵
P₁= V₁・ I₁= 2 / V₁・ I₁・ Sin²(Ω₁・ T)
v₁= 2^1/2・ V₁・ Sin (ω₁・ T)
i₁= 2^1/2・ I₁・ Sin (ω₁・ T)
P_M= Ω_M・ Τ_M
Where V₁Is the effective value of the power supply voltage, I₁Is the effective value of the input current
The relationship holds. Where motor efficiency η_M, Inverter efficiency η_INV(Including the efficiency of the rectifier circuit) varies depending on the waveform control method of the inverter and the motor output, but is constant at each operating point. And assuming that each is 100% and assuming that the motor speed is constant,
τ_M= T_M・ Sin²θ₁= (1/2) · T_M・ (1-cos2θ₁)
Where θ₁= Ω₁・ T
If the motor torque can be controlled to fluctuate at twice the power supply frequency as shown in FIG.₁= P_MTherefore, the control of the power factor = 1 can be achieved with the input current waveform of the rectifier circuit connected to the inverter as a sine wave (see FIG. 4).
[0125]
In addition, although the speed ripple accompanying the torque ripple of the double frequency of a power supply frequency generate | occur | produces, the magnitude | size becomes small so that it can be disregarded at the time of high speed rotation by the effect of an inertia.
[0126]
As an example, moment of inertia of a compressor mechanism and a motor used for a small air conditioner: 0.5 × 10^Threekgm²If the power supply frequency is 50 Hz, the average torque is 2 Nm (that is, the torque ripple amplitude T_M/ 2 = 2Nm), the velocity ripple amplitude is 1 rps. Speed ripple ω when the motor speed is controlled to 60 rps_rippleIs about 1.6% (see FIG. 5). Therefore, it can be assumed that the motor speed is constant.
[0127]
Of course, if the motor speed is decreased, the speed ripple rate increases. However, in an air conditioner or the like, there is no need to operate at 10 rps or less, so this is not a big problem.
[0128]
On the other hand, when IPM is used as the motor, its torque τ_MIs the d-axis current i_dQ-axis current i_qAnd can be written as Equation 6, so that the current to be controlled can be determined based on Equation 6.
[0129]
[Formula 6]

[0130]
Where n is the number of pole pairs, λ_aIs the back electromotive force constant, L_dIs d-axis inductance, L_qIs the q-axis inductance.
When the d-axis current is constant and only the q-axis current is varied, Equation 7 is obtained.
[0131]
[Expression 7]

[0132]
Consider the motor terminal voltage (that is, the inverter output voltage) necessary for this current control.
[0133]
The dq-axis voltage equation of IPM is expressed by Equation 8.
[0134]
[Equation 8]

[0135]
Where R is winding resistance and ω_MIs a rotational angular velocity, and p is a differential operator.
[0136]
If Expression 7 is substituted for this, the relationship of Expression 9 is obtained.
[0137]
[Equation 9]

[0138]
And the phase voltage which should be output from the inverter 3 becomes Formula 1.
[0139]
Appropriate I_qm, I_dDq axis voltage V at_d, V_qAnd DC voltage waveform 2 required to output this dq axis voltage^1/2・ V_mAn example of the calculation is shown in FIG. Also, V in the figure_dcIndicates a voltage waveform obtained from the power supply side via the rectifier circuit. The inverter can output a voltage equal to or lower than the DC voltage by PWM control. That is, 2^1/2・ V_mCompared to V_dcWhen d is high, a predetermined dq axis current can be obtained. Where 2^1/2・ V_mIn response to a speed electromotive force proportional to the rotational speed, the magnitude of increases as the speed increases.
[0140]
The electrical constants used in the calculation are as shown in Table 2 and are IPMs used in single-phase 200V inverters for medium and large room air conditioners.
[0141]
[Table 2]

[0142]
And the inverter output voltage constraint (V_dc> 2^1/2・ V_M), The d-axis current was kept substantially constant, and the q-axis current was pulsated at twice the power supply frequency to obtain a maximum output line indicated by B in FIG. 7A, the conventional inverter {V of FIG._dc= 260V constant}, the maximum output line is also shown (see A in FIG. 7A).
[0143]
Further, torque waveforms at the same rotational speed on the maximum output lines A and B are indicated by A and B in FIG. 7B shows the torque waveform when both the d-axis current and the q-axis current are pulsated, and B1 in FIG. 7B shows the average torque of the B torque waveform. Yes.
[0144]
The motor torque when controlling the inverter to keep the d-axis current substantially constant and pulsate the q-axis current at twice the power supply frequency is twice the power supply frequency to improve the power input waveform. Pulsating {see B in FIG. 7B), the maximum value of which is almost the same as the maximum torque of a conventional inverter where the DC voltage is approximately the peak value of the power supply voltage, and the effectiveness of the control (Extracting torque fully) can be confirmed.
[0145]
As can be seen from FIG. 7A, the torque at the time of high-speed rotation is reduced compared to the conventional inverter because the IPM of the same specification is adopted. However, this reduction in torque can be solved by reducing the number of windings in the motor, and is not particularly inconvenient.
[0146]
Further explanation will be given.
[0147]
Inverter control device and d-axis current that pulsates both d-axis current and q-axis current by using the motors with the device constants in Table 2 and setting the motor rotation speed to 80 rps, and using the equations 1 and 8 (A) and (B) in FIG. 8 show the simulation results with the inverter control device that keeps q substantially constant and pulsates the q-axis current. And as a result of calculating a torque by Formula 6 and calculating | requiring the average torque during one motor rotation, the motor average torque in the former inverter apparatus is 0.7 Nm, and the motor average torque in the latter inverter apparatus is 2.6 Nm.
[0148]
In FIG. 8, V_dcIs the DC voltage of the single-phase capacitorless inverter 2^1/2・ V_mIs the DC voltage required to perform the desired current control, ε_vIndicates the difference between the two voltages. Difference ε_vIn the negative range, since the inverter DC voltage required for current control is lower than the DC voltage, desired current control can be performed.
[0149]
When comparing (A) in FIG. 8 and (B) in FIG. 8, the inverter controller that pulsates both the d-axis current and the q-axis current cannot obtain a desired voltage, and the difference ε_v(= 2^1/2・ V_m-V_dc) Has a wide range, the d-axis current is kept substantially constant, and the inverter control device that pulsates the q-axis current shows that it is almost eliminated.
[0150]
As a result, it is possible to increase the power factor of the input waveform and eliminate harmonics (sine wave of power supply current).
[0151]
Also, the torque that can be output is about four times larger with the inverter control device that keeps the d-axis current substantially constant and pulsates the q-axis current.
[0152]
In addition, since the inverter control device of FIG. 1 uses proportional control, it can perform an operation of varying the torque at twice the power supply frequency although there is a steady deviation. Further, although the motor torque varies with a predetermined amplitude, when the motor rotational speed is high, the speed variation is sufficiently small.
[0153]
Further explanation will be given.
[0154]
The output voltage of the diode bridge rectifier circuit 2 becomes extremely small in the vicinity of the zero cross of the power supply voltage, and there is always a period in which the three-phase inverter 3 cannot output a desired voltage for causing the actual current to follow the current command.
[0155]
Then, the difference (deviation) between the detected current and the command current is multiplied by a proportional gain, the result obtained by integrating the deviation is multiplied by an integral gain, and a voltage command is calculated based on the sum of these multiplication results. When the PI control calculation is performed, if the actual current does not follow the current command, a deviation of the period is constantly added to the integration unit of the PI control calculation unit, resulting in the entire control system becoming unstable. (Wind-up phenomenon).
[0156]
However, if a proportional control unit is employed instead of the PI control calculation unit, it is possible to prevent the occurrence of a windup phenomenon caused by the deviation being constantly added, and to stabilize the control system.
[0157]
In the proportional control, the proportional gain can be set higher than in the PI control, the response of the current control can be further increased, and the pulsating q-axis current command can be accurately followed (without phase delay). The input power factor of the rectifier circuit connected to the inverter circuit can be increased, and the power supply current waveform can be converted into a sine wave.
[0158]
Since there is no integration operation, a steady deviation occurs in the d-axis current that is controlled to be substantially constant. This can be solved by taking the steady deviation into consideration and setting the d-axis current command higher.
[0159]
Next, voltage control will be described.
[0160]
In the inverter control device of FIG. 1, the phase voltage command whose voltage is constantly changing (that is, the amplitude and frequency are constantly changing) is converted into various quantities capable of line voltage control, and the inverter is controlled based on this. It is preferable that the motor terminal voltage can be controlled using 100% of the inverter DC voltage. As a result, operation in a wider torque-speed range is possible as compared with the conventional PWM control.
[0161]
Further explanation will be given.
[0162]
For the sake of convenience, the phase voltage of Equation 1 is projected on the complex plane according to Equation 11 when α is given by Equation 10.
[0163]
[Expression 10]

[0164]
## EQU11 ##

[0165]
Then, the time product of vp obtained by the conversion is calculated by Equation 12.
[0166]
[Expression 12]

[0167]
As a result, the time product trajectory of the voltage expressed by Equation 1 is expressed as voltage amplitude V_m, And the power supply frequency ω is constant, the radius V on the complex plane_m/ Ω, tangential velocity V_mIt can be seen that a circular trajectory rotating is drawn (see FIG. 9).
[0168]
On the other hand, the phase voltage of the 3-phase inverter output is DC voltage V_dcInverter terminal potentials vu ', vv', vw 'and motor neutral point potential v with reference to the midpoint potential_nOn the other hand, using Equation 11, the relationship of Equation 13 is obtained.
[0169]
[Formula 13]

[0170]
From this relationship, the inverter voltage v depends on the ON state of each transistor._pThe relationship of Table 3 is obtained as ′.
[0171]
[Table 3]

[0172]
Moreover, as shown in Table 3, the switching state of the three-phase inverter is expressed as voltage vectors V0 to V7.
[0173]
v_pAnd v_pAs can be seen in contrast to ', the former vector continuously changes, whereas the latter is a discrete vector {length (2/3) as shown in FIG.^1/2・ V_dc6 types of vectors and 2 types of vectors having a size of 0}.
[0174]
Here, the output time (pulse width) of each voltage vector for realizing the sine wave voltage of Formula 1 using the voltage vector is derived from the time product locus. In the past, the pulse width was calculated by comparing the signal wave for each phase and the carrier wave, but the pulse width was determined using a voltage vector indicating a three-phase transistor switching state (that is, including line voltage information). By deriving, PWM control capable of line voltage control can be realized.
[0175]
FIG. 11 shows that the power phase φ is 0 to π / 3._pTime product of λ_pThe micro section is enlarged and shown. And suppose voltage vector V_Four, V₆And V₀Are arranged as appropriate.
[0176]
The time from P0 to P1 in FIG._cThen, P0P1 = V₁・ T_cThe following approximate expression holds. Then, paying attention to the triangle ΔP0qP1 composed of voltage vectors and applying the sine theorem, the relationship of Equation 14 is established.
[0177]
[Expression 14]

[0178]
Based on Equation 14, T_c= Τ₀+ Τ_Four+ Τ₆(Where τ_xCan be obtained by paying attention to the output time of the voltage vector Vx).
[0179]
[Expression 15]

[0180]
Where K_s= 2^1/2・ V_m/ V_dcFrom the condition that the number 15 is not negative_sCan vary the range of 0-1.
[0181]
Therefore, the line voltage amplitude 2^1/2・ V_mV_dcCan be controlled linearly. Conventional line voltage amplitude 2^1/2・ V_m0.86 × V_dcIt can be seen that a 24% DC voltage can be used more effectively than in the case where only linear control is possible.
[0182]
Further, in the derivation process of Equation 15, for the sake of convenience, the voltage amplitude V_mAs well as the power supply frequency ω, the pulse width calculation by Equation 15
(1) Information on power supply frequency ω is unnecessary,
(2) Minute section (minute time T in FIG. 11)_cThe average voltage to be output can be controlled at high speed (usually T_cIs determined mainly based on the on / off response time of the transistor, and can be set to 200 μs or less for the IGBT element).
It can be seen that the PWM control can be employed in a current control system in which the voltage constantly changes.
[0183]
It should be noted that the transistors may be read as shown in Table 4 using the symmetry of the three-phase AC wave at a phase angle other than the above.
[0184]
[Table 4]

[0185]
Here, the phase ranges of each region are I: 0 or more and less than π / 3, II: π / 3 or more and less than 2π / 3, III: 2π / 3 or more and less than π, IV: π or more and less than 4π / 3, V: 4π / 3 or more and less than 5π / 3, VI: 5π / 3 or more and less than 2π, and the phase φ of Formula 15₀Is φ₀= Φ− (π / 3) · (n−1) (n is a number indicating a region).
[0186]
The small-capacitance capacitor 3a is provided to absorb a current ripple component generated when the three-phase inverter 3 is switched.
[0187]
If the capacitance of the capacitor 3a can be minimized, the overall size can be reduced, the cost can be reduced, and the performance of the input characteristics can be improved (improvement of power source power factor, sine wave of power source current). .
[0188]
FIG. 12 shows a switching control (PWM) of a three-phase inverter, and a peak value I as a u-phase current._mFig. 6 schematically shows a current waveform of a direct current portion when is supplied to a load.
[0189]
Here, the carrier frequency f of this current waveform_c(= 1 / T_c) Component current peak value I_hIs the maximum value when the PWM duty is 50% (the transistor ON period and the OFF period are equal),
I_h= I_m/ 2
It becomes.
[0190]
If the capacitance of the capacitor 3a is C, the magnitude E of the voltage ripple generated in the DC part_rThe
E_r= I_h/ (2π · f_c・ C) = I_m/ (4π · f_c・ C)
It can be asked.
[0191]
Specifically, I_m= 20A, f_c= 2kHz, C = 20μF, ripple voltage E_rBecomes 20V. And since this ripple voltage is superimposed on a DC voltage that pulsates at twice the power supply frequency, when this value increases,
(1) The current control system of the 3-phase inverter becomes unstable.
(2) The breakdown voltage of the transistor element or capacitor is exceeded, and the circuit is damaged.
Such inconvenience occurs.
[0192]
However, as can be seen from the voltage ripple equation, the carrier frequency f_cCan be increased, the capacitance of the capacitor 3a can be reduced without increasing the ripple voltage.
[0193]
Therefore, as shown in FIG. 13B, the time product trajectory ΔP1qP0 of the inverter output voltage shown in FIG. Divide m into similar triangles (m is a positive integer).
[0194]
Thereby, the frequency (namely, carrier frequency) which switches a voltage vector can be raised only the number m of the divided | segmented triangle.
[0195]
This processing is performed for each pulse width τ obtained by Equation 15.
τ ′ = τ / m
This can be realized simply by performing a simple calculation.
[0196]
In particular, m is 2ⁿIf n is selected as a positive integer, a simple shift operation can be used, and the carrier frequency can be increased by a factor of m with almost no increase in PWM operation time.
[0197]
As a result, the capacity of the capacitor 3a can be reduced even when an inexpensive microcomputer is used. If a high-speed microcomputer or DSP is used, the capacity of the capacitor 3a can be minimized. As a result, further downsizing of the entire apparatus can be realized.
[0198]
As is clear from the above description, the inverter control device uses the inverter DC voltage 100% to maximize the motor output. In other words, the effect is exhibited particularly in an operation state in which high-speed rotation is required for the motor (a state in which the speed electromotive force generated by the rotation of the motor is high).
[0199]
In the above embodiment, the d-axis current can be controlled so that the current can be controlled until the DC voltage becomes approximately zero.
[0200]
FIG. 18 is a block diagram showing another embodiment of the inverter control apparatus of the present invention.
[0201]
This inverter control device has a speed command ω_m* And actual motor speed ω_mA first subtraction unit 71 for calculating a deviation from the speed command ω_m* And actual motor speed ω_mThe value of the PI deviation (proportional / integral calculation) and the value | i_q* | {Value corresponding to the average value (DC component) of the pulsating q-axis current | i_qSpeed control unit 70 including PI calculation unit 72 that outputs * |}, and power supply voltage v₁Is a signal sin synchronized with this²θ₁Output sin²θ1 generator 73 and signal sin²θ₁And value | i_q* Product with q-axis current command i_q* Output as a multiplier 74, current phase command β * and value | i_q* |_dD-axis current calculation unit 75 that outputs *, and dq-axis current command i_d*, I_q* And dq axis actual current i_d, I_qSecond and third subtracting units 76 and 77 for calculating a deviation from the dq axis current command i_d*, I_q* And dq axis actual current i_d, I_qTo calculate the first dq axis voltage command v_d* ’, V_qD-axis and q-axis PI calculation units 78 and 79 for outputting * ', and the first dq-axis voltage command v_d* ’, V_q* 'Is used as an input to perform the calculation of Formula 3, and the second dq axis voltage command v_d*, V_qAnd a non-interference control unit 80 that outputs *.
[0202]
[Expression 16]

[0203]
FIG. 19 is a block diagram showing an example of the configuration of a phase command generator for referring to the stored current phase command β * from the data table.
[0204]
This phase command generator generates a d-axis current i_d, The moving average unit 81 that outputs the moving average, and the moving average and value | i_q* | Is input and the torque calculation is performed by Equation 6 to obtain the motor torque τ._mTorque calculating unit 82 and motor actual speed ω_mAnd motor torque τ_mAnd a current phase command table unit 83 for outputting a corresponding current phase command β *.
[0205]
Here, moving average processing of the d-axis current is performed to avoid an unstable phenomenon due to a change in the d-axis current command accompanying the current phase command β *.
[0206]
Note that the PI calculation output of the speed control unit in FIG._q* | Is the three-phase current amplitude command for the inverter |_m* | And_q* | = (3/2)^1/2・ | I_m* | ・ Cosβ *, | i_d* | =-(3/2)^1/2・ | I_mThe calculation of * | .sin β * may be performed.
[0207]
According to this method, it is possible to easily limit the current amplitude by providing a limiter for the PI operation output, and thus, matching with the current capacity of the switching element of the inverter can be easily performed.
[0208]
Further, as the current phase command β *, data may be created by an actual machine test for each load condition and stored. As the current phase command β * used at this time, a conventional inverter can be used (in this case, data can be shared with the conventional inverter). It is preferable to measure the current phase command β * that maximizes the efficiency by the control device and use the measurement result.
[0209]
The operation of the inverter control apparatus having the above configuration is as follows.
[0210]
FIG. 20 shows a brushless DC motor (hereinafter referred to as an IPM motor) in which a permanent magnet is embedded in a rotor when control is performed using a conventional inverter (an inverter whose DC voltage is controlled to be constant). It is a figure which shows the electric current phase (beta) used as maximum efficiency. Here, control is performed such that the torque is constant and the dq axis current is constant, and the motor rotational speed is set to 50 rps. The device constants of the IPM motor are as shown in Table 5.
[0211]
[Table 5]

[0212]
As can be seen from FIG. 20, the current phase β is less than about 30 ° below the rated torque, and there is no significant change. If it is greater than the rated torque, the current phase β increases up to about 40 ° as the torque increases.
[0213]
Q-axis current i for capacitorless inverter_qPulsates greatly in synchronization with the power supply phase, but the value corresponding to the average value (DC component) of the pulsating q-axis current | i_q* | The calculation of Expression 16 is performed for || to obtain a substantially constant d-axis current command i._dAs a result of an actual machine test by the inventor of the present invention, it was possible to obtain an asterisk (*) and to drive the IPM motor at about the maximum efficiency. Β is an electrical angle, and the phase relationship with the voltage is set as shown in FIG.
[0214]
When the inverter control device having the configuration shown in FIG. 18 is used, the d-axis current calculation unit 75 performs the calculation of Expression 16 to obtain a substantially constant d-axis current command i._d* Can be obtained. The d-axis current command i thus obtained is_d*, Q-axis current command i_q*, Dq axis current i_d, I_qBased on the above, PI calculation, non-interference control, etc. are performed, and d-axis and q-axis voltage commands v_d*, V_q* Can be output, and the IPM motor can be driven near the maximum efficiency.
If the efficiency is within an allowable range, a value obtained by adding or subtracting a predetermined value Δβ to the current phase β at which the maximum efficiency is obtained can be adopted as the current phase command β *.
Furthermore, from the viewpoint of inverter element capacity, a current phase at which the power factor of the motor is approximately 1 can be adopted as the command value for the purpose of minimizing the current supplied to the motor.
[0215]
FIG. 22 is a block diagram showing a main part of still another embodiment of the inverter control apparatus of the present invention.
[0216]
The difference between this inverter control device and the inverter control device of FIG.₁And DC voltage v_dcAs an input, a d-axis current command correction value calculator 75a that calculates a d-axis current command correction value, and a d-axis current command value I output from the d-axis current calculator 75._dD-axis current command i is corrected by adding d-axis current command correction value to *_dThe only difference is that an adder 75 b that outputs * and supplies it to the second subtractor 76 is provided.
[0217]
The operation of the inverter control apparatus having the above configuration is as follows.
[0218]
FIG. 23 shows the d-axis current i depending on the load._dDC voltage when V changes_dcIt is a figure which shows these waveforms. In FIG. 23, (a) shows a case where the d-axis current is large, and (b) shows a case where the d-axis current is small.
[0219]
As can be seen from FIG. 23, the q-axis current i_qDecreases with load, resulting in d-axis current i_dV becomes smaller_min(DC voltage v_dcThe minimum value of the power source current i₁Is reduced. Further, as shown in the paper 1, the power source power factor is cosΦ = {(θ + sinθ) / π}.^1/2Can be calculated. Therefore, the power factor of the power source decreases as the flow width θ decreases.
[0220]
However, when the inverter control device of FIG. 22 is employed, the d-axis current command correction value calculation unit 75a and the addition unit 75b perform correction processing to increase the d-axis current command, so the DC voltage v_dcMinimum value v_minCan be lowered.
[0221]
As a result, even when the control is performed to keep the d-axis current substantially constant, the flow width θ can be increased, and the power source power factor can be prevented from decreasing.
[0222]
FIG. 24 is a block diagram illustrating the inverter control device of FIG. 22 in detail.
[0223]
In this inverter control device, the input voltage v₁Is the absolute value | v₁Absolute value calculation unit 75a1 for calculating |, and the calculated absolute value | v₁To DC voltage v_dcThe d-axis current command correction value calculation unit 75a is composed of a subtraction unit 75a2 that calculates a deviation by subtracting and a proportional gain unit 75a3 that multiplies the deviation by a proportional gain K and outputs a d-axis current command correction value. Yes.
[0224]
When the inverter control device of this configuration is adopted, the input voltage v₁Absolute value | v₁| And DC voltage v_dcIs calculated by multiplying the deviation by a proportional gain K to obtain a d-axis current command correction value and adding the d-axis current command correction value to correct the given d-axis current command. it can.
[0225]
FIG. 25 is a waveform diagram for explaining the operation of the inverter control device of FIG. In FIG. 25, (a) indicates the DC voltage v._dcAnd power supply current i₁(B) shows the d-axis current, respectively.
[0226]
When the d-axis current is determined based only on the current phase command β *, the DC voltage v_dcMinimum value v_min'Is large and the power source current i₁However, in this embodiment, the input voltage v is small.₁Absolute value | v₁| And DC voltage v_dcBy correcting the d-axis current command based on the deviation from_dcMinimum value v_minTo reduce the power supply current i₁A high power factor can be achieved by expanding the flow width.
[0227]
FIG. 26 is a diagram showing a configuration of an IPM motor control system to which the inverter control method of the present invention is applied.
[0228]
In this IPM motor control system, a diode full-wave rectifier circuit 92 is connected between terminals of an AC power source 91, and a small-capacity film capacitor (capacity of a conventional large-capacity electrolytic capacitor is connected between output terminals of the diode full-wave rectifier circuit 92. And a three-phase inverter 94, and the output of the three-phase inverter 94 is supplied to the stator winding 95a of the IPM motor 95.
[0229]
A conventionally known position detector 96 that detects the rotational position (magnetic pole position) of the rotor 95b of the IPM motor 95, an input voltage detector 97 that detects the input voltage of the diode full-wave rectifier circuit 92, and a diode full-wave DC voltage detector 98 that detects the output voltage (DC voltage) of rectifier circuit 92, zero cross detector 99 that detects the zero cross of the input voltage, motor current detector 100 that detects the motor current, and the detected motor current , Rotational position, zero cross, input voltage, DC voltage, and d-axis current command I held at a substantially constant value_d*, Speed command ω * or q-axis current amplitude command I_qmA control microcomputer 101 that performs a predetermined process with * as an input and outputs a switching command, and a base drive circuit 102 that outputs a switching signal to be supplied to each switching transistor of the three-phase inverter 94 with the switching command as an input ing.
[0230]
FIG. 27 is a flowchart for explaining the power supply phase synchronization processing. The processing starts in response to the rise of the power supply voltage (the rise of the zero-cross detection signal of the input voltage). In step SP1, the phase θ₁(J) is set to 0, and the process returns to the original process.
[0231]
Here and below, the subscript (j) identifies a sample point.
[0232]
FIG. 28 is a flowchart for explaining the power supply phase generation processing, which is activated at a predetermined interrupt cycle Ts. In step SP1, the previous phase angle θ₁(K-1) is input, and in step SP2, the previous phase angle θ₁The current phase angle θ is obtained by adding a predetermined constant Δθ to (k−1).₁Calculate (k) and return to the original process.
[0233]
The constant Δθ is set as follows, for example.
[0234]
Power supply frequency f₁= 50 Hz, θ₁= 3600 is the power supply phase 360 °, interrupt period T_sIs 200 μs, Δθ (= θ · f₁・ T_s) Is 36.
[0235]
FIG. 29 is a flowchart for explaining the current control process, and a predetermined interrupt cycle T_sDone every time.
[0236]
In step SP1, the rotational position signal θ_m(N), rotational speed ω_m(N), DC voltage v_dc(N), motor current i_u(N), i_v(N), i_w(N) is input (note that n is an integer incremented for each process), and in step SP2, a three-phase → dq coordinate conversion calculation process is performed to obtain a dq axis current i._d(N), i_q(N) is calculated, dq-axis command current calculation processing is performed in step SP3, and dq-axis current command I is performed in step SP4._d(N) *, i_q(N) * is input, and in step SP5, ε_d(N) = i_d(N) *-i_d(N), ε_q(N) = i_q(N) *-i_qThe calculation of (n) is performed and the dq axis current deviation ε_d(N), ε_q(N) is calculated, and in step SP6, v_d′ (N) = K_pd・ Ε_d(N) + K_id・ Σε_d(N), v_q′ (N) = K_pq・ Ε_q(N) + K_iq・ Σε_q(N) is calculated to perform PI calculation of the dq-axis voltage, and in step SP7, non-interference control calculation [v_d(N) = v_d'(N) -L_q・ I_q(N) ・ n ・ ω_mAnd v_q(N) = v_q′ (N) + {λ_a+ L_d・ I_d(N)} · n · ω_mDq axis voltage command v_d(N), v_q(N) is calculated, and in step SP8, a dq → three-phase coordinate conversion calculation process is performed, and each phase voltage command v_u(N) *, v_v(N) *, v_w(N) * is calculated, and in step SP9, the calculation of Equation 17 is performed to obtain each phase pulse width τ._u(N + 1), τ_v(N + 1), τ_w(N + 1) is calculated, stored in the PWM timer, and the process returns to the original process.
[0237]
[Expression 17]

Next, the process of step SP3 in FIG. 29 will be described.
[0238]
FIG. 30 is a flowchart for explaining the conventional processing of step SP3 of FIG.
[0239]
In step SP1, the power supply phase θ₁(N) and q-axis current average value command | i_q(N) * | is input, and in step SP2, i_q(N) * = | i_q(N) * | ・ sin²θ₁Q-axis current command i is calculated by performing the calculation of (n)_q(N) * is calculated, and in step SP3, i_d(N) * =-λ_a/ L_d+ (1 / L_d) [{V_dc/ N / ω_m(N)}²-{L_q・ I_q(N)}²]^1/2D axis current command i_d(N) * is calculated and the process returns to the original process.
[0240]
Therefore, the calculation is complicated.
[0241]
FIG. 31 is a flowchart for explaining an example of the process of step SP3 of FIG. 29 according to the present invention.
[0242]
In step SP1, the power supply phase θ₁(N), current phase command β *, and q-axis current average value command | i_q(N) * | is input, and in step SP2, i_q(N) * = | i_q(N) * | ・ sin²θ₁Q-axis current command i is calculated by performing the calculation of (n)_q(N) * is calculated, and in step SP3, i_d(N) * =-| i_q(N) * | · tan β * is calculated to calculate the d-axis current command i_d(N) * is calculated and the process returns to the original process.
[0243]
Therefore, the calculation can be simplified and the motor efficiency can be maximized because the current phase command β * is used so that the motor efficiency becomes maximum.
[0244]
FIG. 32 is a flowchart for explaining another example of the process of step SP3 of FIG. 29 according to the present invention.
[0245]
In step SP1, the power supply phase θ₁(N), power supply voltage v₁(N), current phase command β *, and q-axis current average value command | i_q(N) * | is input, and in step SP2, i_{q (n)}* = | I_q(N) * | ・ sin²θ₁Q-axis current command i is calculated by performing the calculation of (n)_q(N) * is calculated, and in step SP3, i_d(N) * =-| i_q(N) * | .tan β * -K_pv・ {V_dc(N) -v₁(N)} is performed and the d-axis current command i_d(N) * is calculated and the process returns to the original process.
[0246]
Therefore, even when the q-axis current decreases with the load and the magnitude of the d-axis current command set constant in response thereto decreases, it responds to the deviation between the DC voltage and the input voltage (power supply voltage). Thus, the correction works to increase the magnitude of the d-axis current, and the motor terminal voltage can be lowered. Furthermore, since a system that controls the d-axis current is adopted, compared to a case where a voltage control system (control system that does not detect current) in which a control delay with respect to the current constantly occurs due to the influence of the inductance of the motor, The terminal voltage can be controlled stably and at high speed. As a result, the energization width θ of the input current can be expanded, and the input power factor (power source power factor) can be improved.
[0247]
【The invention's effect】
The invention of claim 1 is characterized by simplifying the configuration, simplifying the control, preventing an increase in iron loss, improving the power source power factor, and reducing power source harmonics. The effect of.
[0248]
The invention of claim 2 has the specific effect that the power source power factor can be improved, the power source harmonics can be reduced, and the utilization rate of the DC voltage can be remarkably increased.
[0250]
  Claim 3 andThe invention of claim 4 is claimed in claim1Or claims2In addition to the above effect, there is a specific effect that the carrier frequency can be increased and the capacitor capacity can be reduced without substantially increasing the calculation processing time of data processing.
[0251]
In addition to the effects of any one of the first to fourth aspects, the invention of the fifth aspect has a specific effect that the responsiveness can be enhanced and the control can be stabilized.
[0252]
The invention of claim 6 simplifies the configuration, simplifies the control, prevents an increase in iron loss during high-speed rotation, improves the power source power factor, and reduces power source harmonics. There is a unique effect that can be.
[0253]
The invention of claim 7 is characterized by simplifying the configuration, simplifying the control, preventing an increase in iron loss, improving the power source power factor, and reducing power source harmonics. The effect of.
[0254]
The invention of claim 8 has the specific effect that the power source power factor can be improved, the power source harmonics can be reduced, and the utilization rate of the DC voltage can be remarkably increased.
[0256]
  Claim 9 andThe invention of claim 10 is claimed in claim7Or claims8In addition to the above effect, there is a specific effect that the carrier frequency can be increased and the capacitor capacity can be reduced without substantially increasing the calculation processing time of data processing.
[0257]
In addition to the effects of any one of claims 7 to 10, the invention of claim 11 has the specific effect of being able to enhance responsiveness and stabilizing control.
[0258]
The invention of claim 12 simplifies the configuration, simplifies the control, prevents an increase in iron loss during high-speed rotation, improves the power source power factor, and reduces power source harmonics. There is a unique effect that can be.
[0259]
The invention of claim 13 has the specific effect that the input power factor is improved, the motor current is prevented from increasing by simple control calculation, and the efficiency can be maximized regardless of the motor rotational speed. Play.
[0260]
According to the fourteenth aspect of the present invention, even when the d-axis current is kept substantially constant, there is a specific effect that it is possible to prevent the power factor from being lowered due to the load change.
[0261]
According to the fifteenth aspect of the present invention, the input power factor can be improved, the motor current can be prevented from increasing with a simple control calculation, and the efficiency can be maximized regardless of the motor rotational speed. Even when the current is kept almost constant, the power factor can be prevented from decreasing due to load changes, or the energization width can be reliably increased to achieve a high power factor. The effect of.
[0262]
The invention of claim 16 has the specific effect that the input power factor is improved, the motor current is prevented from increasing by simple control calculation, and the efficiency can be maximized regardless of the motor rotational speed. Play.
[0263]
According to the seventeenth aspect of the present invention, even when the d-axis current is kept substantially constant, there is a specific effect that it is possible to prevent the power factor from being lowered due to the load change.
[0264]
The invention of claim 18 can improve the input power factor, can prevent the increase of the motor current with a simple control calculation, and can maximize the efficiency regardless of the motor rotational speed. Even when the current is kept almost constant, the power factor can be prevented from decreasing due to load changes, or the energization width can be reliably increased to achieve a high power factor. The effect of.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor control device to which an inverter control method of the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of a control microcomputer.
FIG. 3 is a flowchart illustrating processing in a control microcomputer.
FIG. 4 is a principle diagram for explaining improvement of an input waveform by a capacitorless inverter.
FIG. 5 is a diagram illustrating speed ripple.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an inverter terminal voltage and a voltage waveform of a DC unit.
FIG. 7 is a diagram illustrating a simulation result at the time of maximum output.
FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result of a DC voltage necessary for current control.
FIG. 9 is a diagram illustrating a circular locus on a complex plane.
FIG. 10 is a diagram illustrating an inverter voltage vector.
FIG. 11 is a schematic diagram for explaining processing for setting a pulse width by paying attention to a voltage-time product.
FIG. 12 shows switching control of a three-phase inverter and a peak value I as a u-phase current._mIt is a figure which shows typically the electric current waveform of the direct current | flow part when is supplied to load.
FIG. 13 is a diagram for explaining a high frequency carrier.
FIG. 14 is an electric circuit diagram showing a configuration of an inverter control device having a large-capacity smoothing capacitor in order to remove voltage ripple after rectification.
FIG. 15 is an electric circuit diagram showing a configuration of an inverter control device having a smoothing capacitor and a chopper circuit.
FIG. 16 is an electric circuit diagram showing an inverter in which a small-capacity film capacitor is connected between output terminals of a diode rectifier circuit and an inverter main circuit for three phases is connected.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of an inverter control device for controlling the inverter shown in FIG. 16 and performing the control method shown in the paper 4 in order to obtain a desired performance.
FIG. 18 is a block diagram showing another embodiment of the inverter control device of the present invention.
FIG. 19 is a block diagram showing an example of a configuration of a phase command generation unit for referring to a stored current phase command β * from a data table.
FIG. 20 is a diagram illustrating a current phase β at which the IPM motor has maximum efficiency when control is performed using a conventional inverter.
FIG. 21 is a phasor diagram.
FIG. 22 is a block diagram showing a main part of still another embodiment of the inverter control apparatus of the present invention.
FIG. 23 is a diagram showing a waveform of a DC voltage vdc when a d-axis current id changes according to a load.
24 is a block diagram specifically showing the inverter control device of FIG. 22. FIG.
FIG. 25 is a waveform diagram for explaining the operation of the inverter control device of FIG. 24;
FIG. 26 is a diagram showing a configuration of an IPM motor control system to which the inverter control method of the present invention is applied.
FIG. 27 is a flowchart illustrating power supply phase synchronization processing.
FIG. 28 is a flowchart illustrating a power supply phase generation process.
FIG. 29 is a flowchart for explaining current control processing;
FIG. 30 is a flowchart illustrating a conventional process in step SP3 of FIG.
FIG. 31 is a flowchart for explaining an example of a process in step SP3 of FIG. 29 according to the present invention.
32 is a flowchart for explaining another example of the process of step SP3 of FIG. 29 according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 AC power supply 2 Diode bridge rectifier circuit
3 Inverter 4 Motor
53 q-axis current command calculation unit 54 d-axis current command generation unit
55 q-axis proportional control unit 56 d-axis proportional control unit
75 d-axis current calculation unit 75a d-axis current command correction value calculation unit
75a1 Absolute value calculation unit 75a2 Subtraction unit
75a3 proportional gain part 75b addition

Claims (18)

  The single-phase rectifier circuit (2) includes a single-phase rectifier circuit (2) and a single-phase rectifier circuit (2) so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) pulsates greatly at twice the power supply frequency. A method of setting the capacity of a capacitor connected between output terminals and controlling the three-phase inverter (3) to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter (3) to the motor (4), wherein d An inverter control method characterized by holding an axial current substantially constant and pulsating a q-axis current at a frequency twice the power supply frequency. The inverter control method according to claim 1, wherein , in controlling the d- q axis current, PWM is performed to control the inverter line voltage. A pulse obtained by PWM control is divided so that its width is 1 / m (m is a positive integer), and each transistor of the three-phase inverter is subjected to switching control based on the divided pulse width. inverter control method according to 1. A pulse obtained by PWM control is divided so that its width is 1 / m (m is a positive integer), and each transistor of the three-phase inverter is subjected to switching control based on the divided pulse width. inverter control method according to 2.   The d-axis current command is calculated by multiplying the deviation between the d-axis current and the q-axis current by a proportional gain, and the three-phase inverter is PWM-controlled based on the calculated dq-axis voltage command. Item 5. The inverter control method according to any one of Items 4 to 7.   The single-phase rectifier circuit (2) includes a single-phase rectifier circuit (2) and a single-phase rectifier circuit (2) so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) pulsates greatly at twice the power supply frequency. A method of setting a capacity of a capacitor connected between output terminals and controlling the three-phase inverter (3) to supply an output voltage or output current of the three-phase inverter (3) to the motor (4). (4) An inverter control method characterized by controlling the three-phase inverter (3) to keep the d-axis current substantially constant and to pulsate the q-axis current at a frequency twice the power supply frequency during high-speed rotation.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included. A device for setting the capacitance of a capacitor connected between output terminals and controlling the three-phase inverter (3) to supply the output voltage or output current of the three-phase inverter (3) to the motor (4), d D-axis current holding means (54) (56) for holding the axial current substantially constant, and q-axis current pulsating means (53) (55) for pulsing the q-axis current at twice the power supply frequency. Inverter control device characterized. 8. The inverter control device according to claim 7, further comprising control means for performing PWM to control the inverter line voltage in controlling the d- q axis current. The PWM control means divides each pulse obtained by PWM control so that its width is 1 / m (m is a positive integer), and each transistor of the three-phase inverter based on the divided pulse width The inverter control device according to claim 7 , wherein the inverter control is performed. The PWM control means divides each pulse obtained by PWM control so that its width is 1 / m (m is a positive integer), and each transistor of the three-phase inverter based on the divided pulse width The inverter control device according to claim 8, wherein the inverter control is performed.   The d-axis current holding means (54) (56) and the q-axis current pulsating means (53) (55) calculate a dq-axis voltage command by multiplying the deviation between the d-axis current and the q-axis current by a proportional gain. 11. The inverter control device according to claim 7, wherein the three-phase inverter is PWM-controlled based on the calculated dq axis voltage command.   The single-phase rectifier circuit (2) includes a single-phase rectifier circuit (2) and a single-phase rectifier circuit (2) so that the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) pulsates greatly at twice the power supply frequency. A device for setting a capacity of a capacitor connected between output terminals and controlling the three-phase inverter (3) to supply an output voltage or output current of the three-phase inverter (3) to the motor (4). D-axis current control means for controlling the three-phase inverter (3) to keep the d-axis current substantially constant and pulsate the q-axis current at a frequency twice the power supply frequency during high-speed rotation in (4). An inverter control device characterized by that.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) is greatly pulsated at twice the power source frequency, or the output voltage of the three-phase inverter (3) or A method for controlling the three-phase inverter (3) to supply an output current to the motor (4), and in response to a predetermined current phase, a d-axis current command for holding the d-axis current substantially constant is provided. An inverter control method characterized by calculating.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the three-phase inverter (3) A method for controlling a three-phase inverter (3) to supply an output current to a motor (4), wherein the d-axis current is maintained substantially constant in response to a power supply voltage and a DC voltage. An inverter control method comprising correcting a command.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) is greatly pulsated at twice the power source frequency, or the output voltage of the three-phase inverter (3) or A method for controlling the three-phase inverter (3) to supply an output current to the motor (4), and in response to a predetermined current phase, a d-axis current command for holding the d-axis current substantially constant is provided. An inverter control method characterized by performing a process of calculating and a process of correcting a d-axis current command for maintaining a d-axis current substantially constant in response to a power supply voltage and a DC voltage.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) is greatly pulsated at twice the power source frequency, or the output voltage of the three-phase inverter (3) or A device for controlling the three-phase inverter (3) to supply output current to the motor (4), and in response to a predetermined current phase, a d-axis current command for holding the d-axis current substantially constant is provided. An inverter control apparatus comprising a calculation means (75) for calculating.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) is greatly pulsated at twice the power source frequency, or the output voltage of the three-phase inverter (3) or A device for controlling the three-phase inverter (3) to supply an output current to the motor (4), the d-axis current for maintaining the d-axis current substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage. An inverter control device comprising correction means (75a) (75b) for correcting a command.   A single-phase rectifier circuit (2) and a three-phase inverter (3) are included, and the output voltage of the single-phase rectifier circuit (2) is greatly pulsated at twice the power source frequency, or the output voltage of the three-phase inverter (3) or A device for controlling the three-phase inverter (3) to supply output current to the motor (4), and in response to a predetermined current phase, a d-axis current command for holding the d-axis current substantially constant is provided. Computation means (75) for computing, and correction means (75a) (75b) (75a1) (75a1) for correcting the d-axis current command for maintaining the d-axis current substantially constant in response to the power supply voltage and the DC voltage 75a2) (75a3) (75b) The inverter control apparatus characterized by the above-mentioned.

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