JP2014016690A - 太陽光発電システム - Google Patents

Abstract

【課題】太陽光発電システムはＭＰＰＴ効率向上が課題。スイッチング制御で太陽電池電流を電流目標値に制御する制御手段と、電流目標値可変手段を持ち、電流目標値を徐々に増加させて最大電力点の電流目標値を求める検出モードと、求めた電流目標値で動作する定常モードを持つシステムにおいて、リアルタイムに変化するシステム特性に対し、電流可変のスピードを最適化する必要がある。
【解決手段】太陽光発電システムにおいて、スイッチング素子を制御して太陽電池の電流を電流目標値とほぼ等しい値に制御する電流制御手段と、電流目標値を可変する目標値可変手段を具備し、電流目標値をゼロから徐々に増加させながらその都度電力を演算して電力が最大となる点の電流目標値を求める検出モードと、求めた電流目標値で動作する定常モードを持つシステムにおいて、目標値可変手段における電流増加量を適宜選択し、最適な増加量を最短時間で求める。
【選択図】図５

Description

本発明は、太陽光発電システムに関し、特に、太陽電池に接続した電力変換器（パワーコンディショナ（ＰＣＳ））を制御することによって、太陽電池の電力の最大点を検出し、検出した最大電力点でパワーコンディショナを動作させる太陽光発電システムに関する。

《従来の太陽光発電システムの最大電力追従制御法》
太陽光発電システムは、太陽電池で発電した電力をパワーコンディショナで商用交流に変換し、家庭内で消費したり、商用系統に逆潮流させたりするシステムである。

図４において、実線は太陽電池の出力電流Ipvと出力電圧Vpvの特性（以下「電流−電圧特性」）を示すグラフであり、破線は太陽電池の出力電流Ipvと出力電力Ppvの特性（以下「電流−電力特性」）を示すグラフである。

ここに示すように、電流−電圧特性は、出力電圧Vpvが０のときに出力電流Ipvが短絡電流Iscとなり、出力電圧Vpvが開放電圧Vocのときに出力電流Ipvが０となる非線形の特性である。また、電流−電力特性は、出力電流IpvがIpmaxのときに出力電力Ppvが最大電力点Pmaxとなる特性を有し、最大電力点Pmaxのときの出力電圧VpvをVpmaxとする。

ここで説明した電流−電圧特性や電流−電力特性は、日照条件や温度条件によって変化するため、太陽電池から効率よく電力を取り出すためには常にこの最大電力点Pmaxを探索し、太陽電池の動作点が最大電力点となるようにパワーコンディショナを追従制御する必要がある。

最大電力追従制御法として一般によく知られた方法として、山登り法がある。この山登り法は、パワーコンディショナの入力電圧指令値を微小変更し、これに応じて太陽電池の発電電力が増加するか減少するかを判定する。そして、この判定結果に依って次の電圧指令値の変更方向を決定して指令値の微小変更を繰返す方法である。しかし、この方法は応答性が遅く、また部分影が発生した場合の二山特性に対応できないという課題を持っていた。

これに対しては様々な改良案が検討されており、特許文献１には、太陽電池の２端子にインダクタとスイッチング素子が直列に接続される構成のパワーコンディショナを有し、最大電力点の検出時には、スイッチング素子をオン状態に保持しインダクタを流れる電流をゼロから短絡電流まで変化させ、この時の電流−電圧特性をスキャンして最大電力点の電流、電圧を検出し、太陽電池の動作点が最大電力点の電流、電圧となるようにパワーコンディショナを動作させるものが開示されている。この方法を用いれば、太陽電池の電流−電圧特性の全域を高速にスキャンできるため、山登り法よりも応答性が早く、また二山特性が発生した場合においても確実に最大電力点を検出して移動することができる。

一方、上記のスキャン法は太陽電池の電流Ipv―電圧Vpvの特性をスキャンする際に、スイッチング素子をオン状態に保つことにより、電力変換回路のチョークコイルLに流れる電流Ipvの変化率di/dtが、
di/dt＝Vpv/L （式１）
となることを利用してIpvを変化させている。

式１から分かるように、電流変化率di/dtはチョークコイルのインダクタンス値（L値）に反比例するため、Ipvの変化を精度良くスキャンするためには測定電圧や測定電流のＡＤ変換器のA/D変換性能との見合いにより、電流変化率di/dtを適切な値に抑える必要があり、L値は下限値を持つ。このことから、チョークコイルは下限値以上のインダクタンス値が必要である。この結果、スキャン法はチョークコイルの体積を小型化と検出精度のトレードオフを改善することが困難であるという問題がある。

この課題を解決する方法として、特許文献２に示す方法がある。この方法は、スイッチング素子を適切にオンし、チョークコイルに流れる電流を制御することにより、チョークコイルのインダクタを小型化することが可能となり、より自由度の高いシステムを構成することが可能である。

また他の例として、特許文献３に示された方法がある。この方法は太陽電池１の出力電圧・電流を変化させ、複数個の電力ピークを検出し、最大電力点となる条件に再設定するものである。

特許第４２９４３４６号公報 ＰＣＴ／ＪＰ２０１１／０６９３２７ 特開平８-７６８６５号公報

特に前記文献２の方法において、太陽電池に当たる日射条件や、太陽電池から得られる直流電力を交流電力に変換する変換器の制御特性との組み合わせにより、適切な電流変化率が適宜変わってしまうおそれがある。つまり、正確な検出を行うためには電流変化率di/dtを素早く適切な電流変化率に適切に選択する必要がある。

この課題に対する解決策として、システム起動時における電流変化率を同定する方法が必要であるが、実際の発電動作中における電流変化率の同定方法についてはいずれの文献においても開示されていなかった。

本発明が解決すべき課題は、常時稼動している太陽光発電システムにおいて上記のような最大電力追従制御法を適用した場合、適切な電流変化率ΔIrefを最短時間で得られる方法を提供することで、安定した最大電力追従を実現させることにある。

前記課題は、太陽電池と、該太陽電池に接続される電力変換器を有する太陽光発電システムにおいて、前記電力変換器は、前記太陽電池から入力される電流を検出して入力電流を得る電流検出手段と、前記太陽電池から入力される電圧を検出して入力電圧を得る電圧検出手段と、スイッチング素子と、該スイッチング素子をスイッチング制御することによって前記入力電流を電流目標値と略等しい値に制御する電流制御手段と、を具備するとともに、前記電流制御手段は、目標値可変手段が出力する前記電流目標値を略ゼロから所定の電流増加量ΔIrefずつ増加させながら前記スイッチング素子を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算し、前記電力が最大となった電流目標値を最大値判定回路に記憶する検出モードと、前記最大値判定回路に記憶された電流目標値を用いて前記電流制御手段を動作させる定常モードと、を有するとともに、電流増加量ΔIrefの最適化を行なうときには、前記電流増加量ΔIrefを可変させ、各電流増加量ΔIrefを用いたときの、前記検出モードにおける最大電力と、該最大電力に対応する電流目標値を用いた定常モードでの電力との差分を求め、当該差分が最も小さくなる電流増加量ΔIrefを求め、以後の検出モードでは、前記差分が最も小さくなる電流増加量ΔIrefを用いて前記電流目標値を略ゼロから増加させながら、前記電力が最大となった電流目標値を検出することを特徴とする太陽光発電システム。

太陽電池に当たる日射条件や、太陽電池から得られる直流電力を交流電力に変換する変換器の制御特性との組み合わせによって電流増加量が適宜変化するような場合において、本発明を適用することにより、より効率的に太陽電池の電力を取り出すことが可能となる。

一実施例の回路構成を示す図 一実施例の回路動作を示す各部波形 図１の入力フィルタの回路構成の一例 太陽電池の電流−電圧特性、および電流−電力特性を示すグラフ 一実施例の最適な電流変化率を求めるＰＡＤ図 電流変化率とそれに対応するゲインなどのテーブルの例 一実施例のタイミングチャートの例

一実施例の太陽光発電システムを図１から図７を用いて説明する。

図１は、本実施例の太陽光発電システムの回路構成を示す図である。図１において、１は太陽電池パネル、２はパワーコンディショナ、３は商用系統であり、パワーコンディショナ２の内部には、入力フィルタ４、DC-DCコンバータ７、系統連系インバータ１２、制御回路１４がある。DC-DCコンバータ７において、８はチョークコイル、９はスイッチング素子であるパワーMOSFET、１０は昇圧ダイオード、１１はコンデンサ、１３は電流センサ、１５ａ、１５ｂは分圧抵抗である。また、制御回路１４において、１６は目標値可変手段、１７はモード切替器、１８は減算器、１９はＰＩ制御ブロック、２０は乗算器、２１ａは入力電圧を検出するＡＤ変換器（入力電圧検出器）、２１ｂは入力電流を検出するＡＤ変換器（入力電流検出器）、２２はＰＷＭ回路、２３は最大値判定回路である。

図１に示すように、太陽電池パネル１はその両端がパワーコンディショナ２の内部の入力フィルタ４の入力側端子に接続されており、入力フィルタ４の出力側端子はDC-DCコンバータ７の入力側端子に接続され、DC-DCコンバータ７の出力側端子は系統連系インバータ１２の入力側端子に接続されている。系統連系インバータ１２の出力側端子はパワーコンディショナ２の外部の商用系統３に接続されている。

ここでDC-DCコンバータ７の内部を詳細に説明する。チョークコイル８の入力側端子は入力フィルタ４の正極の出力側端子に接続され、チョークコイル８の出力側端子はパワーMOSFET９のドレインに接続される。また、入力フィルタ４の負極の出力側端子とパワーMOSFET９のソースが接続される。さらに、DC-DCコンバータ７の内部では、入力フィルタ４の出力側端子の両端に、分圧抵抗１５ａ、１５ｂの直列体が接続されている。パワーMOSFET９のドレインには昇圧ダイオード１０のアノードが接続される。昇圧ダイオード１０のカソードとパワーMOSFET９のソースの間にコンデンサ１１が接続される。コンデンサ１１の両端はDC-DCコンバータ７の外部にある系統連系インバータ１２に接続される。

次に、制御回路１４の内部を詳細に説明する。ＡＤ変換器２１ａは、DC-DCコンバータ７内部の分圧抵抗１５ａ、１５ｂの中点に接続され、DC-DCコンバータ７の入力電圧Vinを出力する。また、ＡＤ変換器２１ｂは、DC-DCコンバータ７内部の電流センサ１３に接続され、チョークコイル８の電流ILの平均値ILaveを出力する。乗算器２０は、ＡＤ変換器２１ａの出力Vinと、ＡＤ変換器２１ｂの出力ILaveが入力され、それらを乗算したPpvを最大値判定回路２３に出力する。また、減算器１８のマイナス側入力端子にはILaveが入力され、プラス側入力端子にはモード切替器１７の出力Irefが入力される。減算器１８の出力はPI制御ブロック１９に入力される。また、Irefは最大値判定回路２３に入力される。PI制御ブロック１９の出力は、ＰＷＭ回路２２に入力される。ＰＷＭ回路２２の出力はＳ１制御信号としてDC-DCコンバータ７内のパワーMOSFET９のゲートに接続される。また、モード切替器１７の定常側端子には最大値判定回路２２ａの出力IrefMが接続され、検出側端子には目標値可変手段１６の出力が接続される。

次に、図２を用いて本実施例の回路動作を説明する。図２は、横軸を時間として、図１の回路各部の動作波形を示した図であり、図２（ａ）はDC-DCコンバータ７が定常モードであるか検出モードであるかを示す「DC-DCコンバータ７の動作状態」、図２（ｂ）は太陽電池パネル１の両端の電圧波形を示す「Vpv」、図２（ｃ）はモード切替器１７の出力を示す「電流目標値Iref」、図２（ｄ）はパワーMOSFET９のゲート波形を示す「Ｓ１制御信号」、図２（ｅ）の実線はチョークコイル８の電流を示す「IL」、破線はILの平均値を示す「ILave」、図２（ｆ）はDC-DCコンバータ７から系統連系インバータ１２に出力される電力を示す「DC-DCコンバータ７出力電力」である。ここで、検出モードとは、太陽電池パネル１の最大電力点を検出するモードのことであり、定常モードとは、検出モードで得た最大電力点の電流となるようにパワーコンディショナ２を動作させるモードのことである。

図３は、図１の入力フィルタ４内部の一例を示した図である。図３において、５ａ、５ｂはコモンモードチョーク、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅはフィルタコンデンサ、２７はノーマルモードチョークである。図３において、入力フィルタ４の入力側端子の両端にはフィルタコンデンサ６ａが接続され、フィルタコンデンサ６ａの両端にはコモンモードチョーク５ａの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ａの出力側端子はフィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体に接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの中点はフレームグランドに接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体の両端にはフィルタコンデンサ６ｄの両端が接続される。フィルタコンデンサ６ｄの両端はコモンモードチョーク５ｂの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ｂの出力側端子の一方にはノーマルモードチョーク２７が接続され、ノーマルモードチョーク２７とコモンモードチョーク５ｂの他方の端子の間にフィルタコンデンサ６ｅが接続される。そして、フィルタコンデンサ６ｅの両端子はコンバータ側端子となり入力フィルタ４の外部に引き出される。

次に本実施例のパワーコンディショナ２の動作を説明する。

まず、定常モードを説明する。定常モードにおいては、図１のモード切替器１７は定常モード側に接続されており、電流目標値Irefは最大値判定回路２３から出力されるIrefMとなる。以下では、図２（ａ）（ｃ）に示すように、先行するIrefMをIrefM(n-1)、次の定常モードの期間におけるIrefMをIrefM(n)と定義する。先行する定常モード期間では、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流IL（実線）はパワーMOSFET９のスイッチングにより脈動しているが、その平均値ILave（破線）は後述する制御によりIrefM（n-1）と一致している。脈動する電流ILから平均値ILaveを取り出す方法としては、電流センサ１３の内部にパワーMOSFET９（Ｓ１）のスイッチング周波数成分を減衰させる一次遅れフィルタを設ける方法や、AD変換器２２ａの取り込みタイミングをＰＷＭ周期と同期させて常に脈動の中心値をサンプリングするようにする方法などがあり、いずれの方法を用いても良い。

さて、図１に示すように、減算器１８からは、電流目標値Irefから平均値ILaveを減算した電力誤差が出力されるが、定常モードでは電流目標値Iref＝IrefM（n-1）であるため、電流誤差は（IrefM（n-1）−ILave）となる。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。ＰＩ制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率がＰＷＭ回路２２に入力され、図２（ｄ）に示すＰＷＭパルス（Ｓ１制御信号）を生成する。Ｓ１制御信号は、電流誤差が正の場合にＯＮ幅が広くなり、負の場合にＯＮ幅が狭くなるＰＷＭ制御信号である。Ｓ１制御信号はパワーMOSFET９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーMOSFET９（Ｓ１）をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。

パワーMOSFET９（Ｓ１）がＯＮすると、太陽電池パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−パワーMOSFET９（Ｓ１）−入力フィルタ４−太陽電池パネル１の閉回路が形成され、太陽電池パネル１からの電流がチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられる。一方、パワーMOSFET９（Ｓ１）がＯＦＦすると、太陽電池パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−ダイオード１０（Ｄ１）−コンデンサ１１（Cpn）−入力フィルタ４−太陽電池パネル１の回路が形成され、チョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーがコンデンサ１１（Cpn）に放出される。このように、Ｓ１制御信号のＯＮ／ＯＦＦに応じてDC-DCコンバータ７内の回路を切り替えることで、Ｓ１制御信号がＯＮのときに増加しＯＦＦのときに減少する脈動電流IL（実線）を得ることができる。

また、減算器１８が出力する電流誤差が正の場合には、Ｓ１制御信号のＯＮ幅を広くしてパワーMOSFET９（Ｓ１）のＯＮ時間を長くしチョークコイル８（Ｌ）が蓄える励磁エネルギーを増加させ、電流誤差（電流目標値IrefM−平均値ILave）をゼロに近づけることができる。一方、減算器１８が出力する電流誤差が負の場合には、Ｓ１制御信号のＯＮ幅を狭くしてパワーMOSFET９（Ｓ１）のＯＮ時間を短くしチョークコイル８（Ｌ）が蓄える励磁エネルギーを減少させ、電流誤差（電流目標値IrefM−平均値ILave）をゼロに近づけることができる。制御回路１４は、チョークコイル８を流れる電流ILの平均値ILaveが電流目標値Irefと一致するようにパワーMOSFET９（Ｓ１）を制御するが、定常モードでは、電流目標値IrefがIrefMに固定されているため、平均値ILaveはIrefMと等しい一定値に保持される。

このとき、図３の入力フィルタ４では主にノーマルモードチョーク２７とフィルタコンデンサ６ｅにより、パワーMOSFET９（Ｓ１）のスイッチングによるILの脈動成分がカットされ、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７に流入する電流Ipvは、ほぼILaveと同じ直流値となる。一方、電圧に関しては、入力フィルタ４に入力される太陽電池パネル１の電圧Vpvと入力フィルタ４の出力電圧Vinは、DC成分はほぼ等しく、Vinにはスイッチングに伴う高周波成分が含まれる。

この結果、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７にはIpvかつVpvの直流電力が流入し、DC-DCコンバータ７から系統連系インバータ１２にはDC-DCコンバータ７の損失を差し引いただけの電力が出力される。系統連系インバータ１２においては、DC-DCコンバータ７から入力された直流電力を、商用系統３の電圧位相に同期した正弦波電流に変換して商用系統３に出力する。

次に、検出モードについて説明する。定常モードが一定時間経過すると、モード切替器１７を検出モード側に切り替え、検出モードに遷移する。このとき、目標値可変手段１６が出力する初期値はゼロであるため、切換器１７からは電流目標値Iref＝ゼロが出力される。減算器１８では、電流目標値Iref＝ゼロから平均値ILaveが減算され、電流誤差（−ILave）が出力される。この電流誤差はPI制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。このPI制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率はＰＷＭ回路２２に入力され図２（ｄ）に示すＰＷＭパルス（Ｓ１制御信号）を生成する。Ｓ１制御信号はパワーMOSFET９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーMOSFET９（Ｓ１）をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。DC-DCコンバータ７は電流誤差（-ILave）がゼロになるように電流制御されるため、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流の平均値ILaveはゼロとなり、太陽電池パネル１から出力される電流Ipvもゼロとなる。

図４の電流−電圧特性（実線）に示すように、Ipvがゼロの時に開放電圧Vocまで上昇する。この変化は図２にも示しており、図２（ｅ）のように、平均値ILave(点線)がゼロに低下すると、図２（ｂ）のように、VpvがVocまで上昇する。

ILaveがゼロ、VpvがVocになると、図２（ｃ）に示すように、電流目標値Irefを傾きdi/dtでゼロから徐々に上昇させる。これは、図１に示すように目標値可変手段１６から出力する電流目標値Irefを所定時間tx毎に微小量ΔIrefずつ増加することによって達成される。これにより、Irefはdi/dt＝ΔIref/txの傾きで増加する。このとき、図２（ｅ）に示すように、Irefの上昇に追従してILaveも上昇する。前述のように、入力フィルタ４の働きにより、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７に流入する電流Ipvは、ILaveとほぼ同じ直流値となるため、検出モードにおいては、Ipvがゼロから徐々に増加することになる。

なお、ここでは目標値可変手段１６が出力する初期値をゼロとした例を紹介したが、パワーMOSFET９のスイッチングを一定時間だけ止める方法をとっても良い。この場合、適切なタイミングでパワーMOSFET９のスイッチングを再開することで、図２（ｃ）に示す検出モードと同等の制御を行うことができる。

Ipvが変化すると図４の電流−電圧特性（実線）に従いVpvも変化する。制御回路１４内のＡＤ変換器２１ａ、２１ｂは、IpvとみなすことができるILaveと、VpvとみなすことができるVinを、周期ts（ts ＜ tx）でサンプリングする。乗算器２０はILaveとVinを乗算して求めた電力Ppvを出力する。最大値判定回路２３では、乗算器２０が出力したPpvとその時のIrefを(Ppv、Iref)の組として記憶することができ、順次入力される(Ppv、Iref)の組のうちPpvが最大となるPpvをPmaxとし、その時のIrefをIrefMとして記憶する。初期値ゼロのIrefはdi/dt＝ΔIref/txの傾きで増加するため、tx＊Isc／ΔIref経過後に図４に示すIscに達する。図４の電流−電圧特性（実線）から明らかなように、このIpvの増加に伴って、VpvはVocから徐々に低下してIscのときVpv＝０となる。この間に、電流−電力特性（破線）に示す最大電力点（Pmax、Ipmax）を通るため、最大値判定回路２３にはIref＝Iscの時点で、(Pmax、IrefM)＝(Pmax、Ipmax)が記憶されていることになる。本実施の形態においては図２に示すように検出モードはTsの期間実行し、
tx＊Isc／ΔIref＜Ts
を満たすようにΔIrefを設定しているため、電流目標値IrefはTs期間内にIscに達する。なお、IrefがIsc以上になった場合には、パワーMOSFET９をＰＷＭ回路２２で予め設定されている最大オン時間幅（例えば時比率１００％）で動作させる。

この結果、検出モードの終了時点、すなわち検出モード開始から時間Tsが経過した時刻において、最大値判定回路２３には(Pmax、IrefM)として(Pmax、Ipmax)が記憶されていることになる。

そこで、次の定常モードにおいては、最大値判定回路２３からはIrefMとしてIpmaxを出力する。定常モードにおいては前述したようにモード切替器１７は再び定常側に接続され、Iref＝IrefM(n)＝Ipmaxとし、ILの平均値ILaveがIpmaxとなるように電流制御する。このとき、定常モードでは検出した電圧、電流をもとに最大電力値を常に求めている。

なお、定常モードの時間はこれをTとすると、検出モードの時間Tsに比べて十分に長い時間とする。例えば、Tsは１ms〜数１０msのオーダー、Tは１s〜数分のオーダーである。また、このときに使用するチョークコイル８のインダクタンス値は概ね１００μH〜１mHの間の値であり、プリント基板上に搭載可能である。

このようにして、本実施例では太陽電池パネルの最大電力点を所定時間毎に検出し、パワーコンディショナ２を検出した最大電力点で動作させることができる。図２に示したように、検出モードにおいても太陽電池パネル１の電力はDC-DCコンバータ７から出力され系統連系インバータ１２を経て商用系統３側に出力される。このため、検出精度を向上させるためにdi/dtを小さく、すなわち電流変化の増加率を緩くして検出モードに時間を掛けても太陽電池パネルからの電力の損失は最小限に抑えることができる。

以下、本実施例の特徴である、短時間で最適な電流増加量ΔIrefを求める方法について、図５、図６を用いて説明する。

図６は、電流増加量ΔIrefと、各ΔIrefを用いて検出モードを実行するときにPI制御ブロック１９に設定する制御定数Pゲイン、Iゲイン（以下「PIゲイン」）の関係を示したゲイン情報を持つパターンテーブルTBL１３０である。ここで、パターンテーブルTBL１３０のPIゲインは、予め検討により求められているものであり、最大電力時の電流・電圧を正確に検出できる最も速いスキャン時間(Ts)に対応した制御定数を記録したものである。このパターンテーブルTBL１３０を用いることで、ΔIrefを変更した場合であっても、最適のPIゲインを素早くPI制御ブロック１９に設定することができる。なお、図６にあるように、本実施例では、パターンテーブルTBL１３０は、ΔIrefの最も小さな条件から昇順に８パターンが並べられており、それぞれに対応するPIゲインなどが格納されるが、パターン数は８に限られるものではなく、また、パターンテーブルTBL１３０に登録されたパラメータはPゲイン、Iゲイン以外のものであってもよい。。

次に、図５を用いて、図６のパターンテーブル１３０を利用したΔIref最適化方法について説明する。まず、ステップＳ１４１において、ΔIref検索フラグFLGを初期化する。この検索フラグFLGは、時間間隔や太陽電池１の特性変化をトリガとしてセットされる。ΔIref検索フラグは、検出モードと定常モード時における最大電力値の差が所定の閾値よりも大きい場合に実行され、その結果、FLG=ON(スキャン実行)に設定される。また、同じタイミングで、パターンテーブルTBL１３０の定数を検索するための検索キーMIN=０、MAX=N(＝８)、NOW=N/２(＝４)を設定する。

その後、ループＳ１４２へ移行する。ループＳ１４２のステップＳ１４３では、パターンテーブルTBL１３０からTBL[NOW]のゲイン情報を取得する。ここで、TBL[NOW]とは、テーブルTBLのNOW番目、つまりパターンテーブルの４番目のゲイン情報（ΔIref＝15、Pゲイン＝0.07、Iゲイン＝0.04）を取得するという意味である。

その後、ステップＳ１４４において、検査モード動作(スキャン)を実行する。このとき、先ほど述べたようにパターンテーブルTBL１３０の４番目のゲイン情報を用いて検査モード動作を実行する。

その後、ステップＳ１４５において、定常モード動作を行い、ステップＳ１４６で検査モード時と定常モード時の最大電力を比較する。

両モードの最大電力に差があった場合、ステップＳ１４７にてΔIrefを小さくして再度スキャンを実施するための準備を行う。具体的には、前回の検索キーNOW(＝４)と最小値MIN(＝０)の和の１/２を検索キーNOW（＝２）として設定し、さらにMAXには前回のNOW値（＝４）を設定する。そして、ステップＳ１４３からＳ１４６の順に、NOW＝２（ΔIref＝４）としたときの動作を実行する。

そして、仮に２回目のステップ１４６において、両モードの取得電力値が略一致した場合、ΔIrefを大きくする検索キーを設定するためステップＳ１４８を実行する。ステップ１４８では、検索キーNOWとして前回の検索キーNOW(=２)と最大値MAX(=４)の和の１/２、つまり３を選択する。さらに、MINには前回のNOWの値である２を設定する。そして、ステップＳ１４３からＳ１４６の順に、NOW＝２（ΔIref＝８）としたときの動作を実行する。

このような動作を何度か繰り返して実行することで、検索キーMINとMAXの値がほぼ一致する場所に収束するようになる。ここで、ステップＳ１４９において、MINとMAXの差がある閾値より小さいかどうかを判定する。もし閾値より小さい場合はステップ１５０を実行し、その時点でのNOW値を最終的に採用するテーブル値のキーとし、テーブルTBLに格納されているΔIref、PIゲインなどを新しい制御定数として確定する。検索も終了するため、ΔIref検索フラグFLGをFLG=OFF(スキャン終了)とする。

これらの一連動作の例を、図７に示す。図７（ａ）、（ｂ）に示すように、ここでは、検出モードおよび定常モードを夫々３回実行している。１回目の検出モードは、増加率ａ相当の電流増加量ΔIref(a)を用いて最大電力となる目標電流値IrefM(a)を検出する検出モードであり、１回目の定常モードは、目標電流値IrefM(a)を用いて制御を行う定常モードである。また、２回目の検出モードは、増加率ｂ相当の電流増加量ΔIref(b)（ΔIref(a)＜ΔIref(b)）を用いて最大電力となる目標電流値IrefM(b)を検出する検出モードであり、２回目の定常モードは、目標電流値IrefM(b)を用いて制御を行う定常モードである。さらに、３回目の検出モードは、増加率ｃ相当の電流増加量ΔIref(c)(ΔIref(a)＜ΔIref(c)＜ΔIref(b))を用いて最大電力となる目標電流値IrefM(c)を検出する検出モードであり、３回目の定常モードは、目標電流値IrefM(c)を用いて制御を行う定常モードである。

図７（ｃ）に示すように、１回目の検出モードでの最大電力PMax(a)と１回目の定常モードでの電力Ppv(a)の差ΔP(a)は略等しいため、図７（ｄ）に示すように１回目の検出モードは成功と判断され、次のΔIref(b)がΔIref(a)より大きく設定される。一方、２回目の検出モードでの最大電力PMax(b)と２回目の定常モードでの電力Ppv(b)の差ΔP(b)は所定の閾値よりも大きいため、２回目の検出モードは失敗したと判断され、次のΔIref(c)がΔIref(b)より小さく設定される。さらに、３回目の検出モードでの最大電力PMax(c)と３回目の定常モードでの電力Ppv(c)の差ΔP(c)は所定の閾値よりも小さいため、３回目の検出モードは成功したと判断され、図５で説明した電流増加量ΔIrefの最適化を終了する。

このように、電流増加量ΔIrefが多すぎた場合は一旦小さな電流増加量ΔIrefで再度スキャンし、正確な電力取得を早いタイミングで実施できることが期待できる。

なお、本実施例において、ＰＷＭ回路２２とパワーMOSFET９の間にゲートドライブ回路を用いることも有効である。パワーMOSFET９をIGBTやSiC-MOSFETなど他のスイッチング素子に置き換えても良い。ダイオード１０にSiCデバイスを適用することも効果的である。DC-DCコンバータ７の構成は図１に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。また、入力フィルタ４は同様の機能、すなわちスイッチング成分の電流が太陽電池パネル側に流れるのを防止するとともに、コモンモードノイズを低減する役割の回路構成であれば他の構成としても良い。また、制御回路は同様の機能を持つアナログ回路で構成しても良い。ＰＷＭ回路２２はパルス幅変調制御をおこなう回路であるが、これはパルス周波数変調制御(PFM)やパルス密度変調制御(PDM)などで置き換えることもできる。さらに、PI制御ブロック１９は比例積分制御をおこなうブロックであるが、前述のようにオペアンプなどのアナログ回路で構成しても良いし、PID(比例積分遅延）制御等に置き換えても良い。

さらに、ステップＳ１４２のループ終了条件、ステップＳ１４９のループ終了判定条件については、本実施例を明確にするため詳細を省略しているが、パネルの電圧などの条件によって再度スキャンするなど、複数の条件で実施しても良い。

また本例は二分探索木（バイナリサーチ）と呼ばれる方法をもとに検索方法を構築しているが、クイックサーチなどの考え方をもとに構築しても良い。パターンテーブルTBL１３０の数はより多く持たせることも小さく持たせることも可能であるし、テーブルではなく他の演算方法など（双方の電力差を入力とするフィードバック制御など）を用い、制御定数を決める方法を取っても良い。

以上で説明したように、本実施例は、家庭向けの商用系統と連系する太陽光発電システムに適用することが可能である。また、系統との連系を行わないDC給電システム等の太陽光発電システム、離島や山小屋向け太陽電池システム、スマートグリッド向け太陽電池システム、メガソーラシステム等の大型太陽光発電システムに適用できる。

１：太陽電池パネル
２：パワーコンディショナ
３：商用系統
４：入力フィルタ
５ａ、５ｂ：コモンモードチョーク
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ：フィルタコンデンサ
７：DC-DCコンバータ
８：チョークコイル
９：パワーMOSFET
１０：昇圧ダイオード
１１：コンデンサ
１２：系統連系インバータ
１３：電流センサ
１４：制御回路
１５a、１５ｂ：分圧抵抗
１６：目標値可変手段
１７：モード切替器
１８：減算器
１９：PI制御ブロック
２０：乗算器
２１ａ、２１ｂ：ＡＤ変換器
２２：ＰＷＭ回路
２３：最大値判定回路
２４：パワーMOSFET
２５：ダイオード
２６：信号処理回路
２７：ノーマルモードチョーク
２８：制御ブロック

Claims (2)

1. 太陽電池と、該太陽電池に接続される電力変換器を有する太陽光発電システムにおいて、
   前記電力変換器は、
   前記太陽電池から入力される電流を検出して入力電流を得る電流検出手段と、
   前記太陽電池から入力される電圧を検出して入力電圧を得る電圧検出手段と、
   スイッチング素子と、
   該スイッチング素子をスイッチング制御することによって前記入力電流を電流目標値と略等しい値に制御する電流制御手段と、
   を具備するとともに、
   前記電流制御手段は、
   目標値可変手段が出力する前記電流目標値を略ゼロから所定の電流増加量ΔIrefずつ増加させながら前記スイッチング素子を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算し、前記電力が最大となった電流目標値を最大値判定回路に記憶する検出モードと、
   前記最大値判定回路に記憶された電流目標値を用いて前記電流制御手段を動作させる定常モードと、
   を有するとともに、
   電流増加量ΔIrefの最適化を行なうときには、前記電流増加量ΔIrefを可変させ、各電流増加量ΔIrefを用いたときの、前記検出モードにおける最大電力と、該最大電力に対応する電流目標値を用いた定常モードでの電力との差分を求め、当該差分が最も小さくなる電流増加量ΔIrefを求め、
   以後の検出モードでは、前記差分が最も小さくなる電流増加量ΔIrefを用いて前記電流目標値を略ゼロから増加させながら、前記電力が最大となった電流目標値を検出することを特徴とする太陽光発電システム。
2. 請求項１に記載の太陽光発電システムにおいて、
   前記電流増加量ΔIrefの選択方法として、検出モードにおける最大電力値と、定常モードにおける最大電力値が略一致する現在の電流増加量ΔIrefと、一致しない電流増加量ΔIrefの間にある値を適宜選択し、これを繰り返すことで最適な電流増加量を得ることを特徴とすることを特徴とする太陽光発電システム。