CN113162019A - 光伏发电系统及其控制方法 - Google Patents

光伏发电系统及其控制方法 Download PDF

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CN113162019A CN202110407997.2A CN202110407997A CN113162019A CN 113162019 A CN113162019 A CN 113162019A CN 202110407997 A CN202110407997 A CN 202110407997A CN 113162019 A CN113162019 A CN 113162019A
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Abstract

本申请提供一种光伏发电系统及其控制方法，包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网；前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压；后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压；直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。通过前级DC/DC变换器和后级DC/DC变换器实现光伏直流升压变换，后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构避免控制过程产生输出电压纹波，减少了电能的浪费，进而提高了电能的传输效率。

Description

光伏发电系统及其控制方法
技术领域
本申请涉及光伏发电技术领域，尤其涉及一种光伏发电系统及其控制方法。
背景技术
太阳能是理想的可再生能源，对比于传统的化石能源如石油、煤炭等，太阳能的开发过程无污染且更加便捷。
光伏发电系统是利用太阳能进行发电的设备，通常由光伏阵列和电压变换器构成。通过对光伏发电系统中光伏阵列的输出功率的调节可以有效缓解环境因素对光伏发电系统的输出功率影响。
然而，发明人发现在对光伏阵列的输出功率进行调节时容易引起光伏发电系统的输出功率出现纹波。
发明内容
本申请提供一种光伏发电系统及其控制方法，用以解决光伏发电系统的输出功率不稳定的问题。
第一方面，本申请实施例提供一种光伏发电系统，包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网；
前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压；
后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压；
直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。
可选地，后级DC/DC变换器包括多个单向LLC谐振变换器；
多个单向LLC谐振变换器的输入端并联，构成后级DC/DC变换器的输入端，多个单向LLC谐振变换器的输出端串联，构成后级DC/DC变换器的输出端；
单向LLC谐振变换器包括依次连接的低压侧换流器、谐振模块、高频变压器和高压侧换流器；
低压侧换流器的输入端连接前级DC/DC变换器的输出端，高压侧换流器的输出端连接直流电网。
可选地，低压侧换流器为H桥结构，包括第一半桥、第二半桥和低压母线电容；
低压母线电容连接于低压侧换流器的输入端；
第一半桥和第二半桥均包括位于上桥臂的IGBT模块和位于下桥臂的IGBT模块；
高压侧换流器为H桥结构，包括第三半桥、第四半桥、高压母线均压电阻和高压母线均压电阻；
高压母线均压电阻和高压母线均压电阻串联后连接于高压侧换流器的输出端，且两者均与第四半桥的中点连接。
可选地，位于上桥臂的IGBT模块包括上IGBT和与上IGBT反并联的二极管；
位于下桥臂的IGBT模块包括下IGBT和与下IGBT反并联的二极管；
第三半桥包括位于上桥臂的二极管和位于下桥臂的二极管；
第四半桥包括位于上桥臂的高压母线电容和位于下桥臂的高压母线电容。
可选地，谐振模块包括谐振电感、谐振电容和激磁电感；
高频变压器包括原边绕组和副边绕组；
激磁电感与原边绕组并联，原边绕组的一端通过谐振电感与第一半桥的中点连接，其另一端通过谐振电容与第二半桥的中点连接；副边绕组一端与第三半桥的中点连接，其另一端与第四半桥的中点连接。
可选地，前级DC/DC变换器包括采用非隔离BOOST变换器。
第二方面，本申请实施例提供一种光伏发电系统的控制方法，应用于光伏发电系统，方法包括：
获取光伏阵列的输出功率的当前扰动差值和多个历史扰动差值；
当当前扰动差值大于预设差值阈值时，根据当前扰动差值和多个历史扰动差值，确定当前扰动步长；
根据当前扰动步长和当前扰动差值对光伏阵列的输出电压进行扰动，直至当前扰动差值小于或者等于预设差值阈值，且输出功率为最大值为止。
可选地，根据当前扰动差值和多个历史扰动差值，确定当前扰动步长，具体包括：
计算当前扰动差值和多个历史扰动差值的平均值；
根据平均值的绝对值和预设加权系数，计算得到当前扰动步长。
可选地，计算当前扰动差值和多个历史扰动差值的平均值，具体包括：
计算2N+1个历史扰动差值和当前扰动差值的平均值，其中，N为正整数且N≥2。
可选地，根据当前扰动步长和当前扰动差值对光伏阵列的输出电压进行扰动，具体包括：
若当前扰动差值为正数，以根据上一次扰动方向和扰动步长对光伏阵列的输出电压进行扰动；
若当前扰动差值为负数，以根据与上一次扰动方向相反的方向和扰动步长对光伏阵列的输出电压进行扰动。
本申请提供一种光伏发电系统，包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网；前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压；后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压；直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。通过前级DC/DC变换器和后级DC/DC变换器实现光伏直流升压变换，后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构避免控制过程产生输出电压纹波，减少了电能的浪费，进而提高了电能的传输效率。
本申请中的前级DC/DC变换器采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列实现最大功率点跟踪，后级DC/DC变换器采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压，将定频开环交错控制方式相结合，从前级DC/DC变换器和后级DC/DC变换器两部分减少电压纹波，改善了电能质量，减少能量损耗，从而提高整个光伏直流升压变换系统的传输效率和电能质量。
附图说明
图1为本申请根据一示例性实施例示出的光伏发电系统示意图；
图2为本申请实施例中后级DC/DC变换器结构图；
图3为本申请实施例中单向LLC谐振变换器结构图；
图4为本申请根据一示例性实施例示出的光伏发电系统的控制方法的流程示意图；
图5为本申请根据另一示例性实施例示出的光伏发电系统的控制方法的流程示意图；
图6为现有技术中光伏阵列的输出电压示意图；
图7为现有技术中光伏阵列的输出电流示意图；
图8为现有技术中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图；
图9为现有技术中Boost电路输出电压示意图；
图10为可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电压示意图；
图11为可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电流示意图；
图12为可变步长扰动观察法中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图；
图13为可变步长扰动观察法中Boost电路输出电压示意图；
图14为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列的输出电压示意图；
图15为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列的输出电流示意图；
图16为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图；
图17为光照强度变化时，现有技术中Boost电路输出电压示意图；
图18为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电压示意图；
图19为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电流示意图；
图20为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图；
图21为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中Boost电路输出电压示意图；
图22为光伏阵列工作在标况下，前级DC/DC变换器的输出功率波形图和后级DC/DC变换器的输出功率波形图；
图23为后级DC/DC变换器的稳态输出电流示意图；
图24是本申请实施例中前级DC/DC变换器的输出电压示意图；
图25为8个单向LLC谐振变换器开关器件的PWM信号示意图；
图26为各个单向LLC谐振变换器的输出电压和输出电压的波形图；
图27为温度不变且光照强度发生变化时前级DC/DC变换器的输出电压波形图；
图28为光伏发电系统总输出电流波形图；
图29为前级DC/DC变换器输出功率和后级DC/DC变换器输出功率波形图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请中的附图，对本申请中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
光伏发电系统主要由光伏阵列、控制器、电压变换器、负载等组成。光照射到光伏阵列上，光能转变为电能。光伏阵列由于受环境影响，是不稳定的。因此，光伏阵列需要经过控制算法和电压变换器，将光能转变成稳定的电流，才能加载到蓄电池上，对蓄电池充电，蓄电池再对负载供电。
光伏电池单体是用于光电转换的最小单元，将光伏电池单体进行串、并联封装后，就成了光伏阵列组件。光伏阵列输出特性具有非线性特征，其输出受光照强度、环境温度的影响。在一定的光照强度和环境温度下，光伏电池可以工作在不同的输出电压，但只有在某一输出电压值时，光伏阵列的输出功率才能达到最大值。为了跟踪太阳能电池的最大功率点，提高太阳能电池的利用率，常在光伏发电系统中加入最大功率点跟踪(Maximum PowerPoint Tracking，简称：MPPT)算法控制的直流变换环节。根据跟踪算法，控制光伏阵列的输出电压，使其工作点向最大功率点逼近。
电压变换器的工作原理是通过调节控制开关，将一种持续的直流电压转换成另一种直流电压。光伏发电系统使用电压变换器将该电能进行适当的变换，变成合适负载使用的电能供给负载或电网。电压变换器的输入为光伏阵列的输出，即电压变化器的运行与光伏阵列密切相关。然而，发明人发现在对光伏阵列的输出功率进行调节时容易引起光伏发电系统的输出功率出现纹波。
因此，本申请提供一种光伏发电系统及其控制方法，利用前级DC/DC变换器控制光伏阵列在环境变化时仍然保存最大功率输出，将光伏阵列的输出功率(包含电压、电流)输入到后级DC/DC变换器，后级DC/DC变换器采用定频开环交错控制，完成低压功率到高压功率的转换。通过以上发明构思，本方法能够使光伏阵列输出更稳定的电压、电流和功率。下面对本方法详细说明。
图1为本申请根据一示例性实施例示出的光伏发电系统示意图。如图1所示，本实施例提供的系统包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网。
前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压。
后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压。
直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。
图2为本申请实施例中后级DC/DC变换器结构图。如图2所示，后级DC/DC变换器包括多个单向LLC谐振变换器。多个单向LLC谐振变换器的输入端并联，构成后级DC/DC变换器的输入端，多个单向LLC谐振变换器的输出端串联，构成后级DC/DC变换器的输出端。
图3为本申请实施例中单向LLC谐振变换器结构图。如图3所示，单向LLC谐振变换器包括依次连接的低压侧换流器、谐振模块、高频变压器和高压侧换流器。低压侧换流器的输入端连接前级DC/DC变换器的输出端，高压侧换流器的输出端连接直流电网。
如图3所示，低压侧换流器为H桥结构，包括第一半桥、第二半桥和低压母线电容Ci。低压母线电容Ci连接于低压侧换流器的输入端。第一半桥和第二半桥均包括位于上桥臂的绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，简称：IGBT)模块和位于下桥臂的IGBT模块。
高压侧换流器为H桥结构，包括第三半桥、第四半桥、高压母线均压电阻R1和高压母线均压电阻R2。高压母线均压电阻R1和高压母线均压电阻R2串联后连接于高压侧换流器的输出端，且两者均与第四半桥的中点连接。
位于上桥臂的IGBT模块包括上IGBT和与上IGBT反并联的二极管。位于下桥臂的IGBT模块包括下IGBT和与下IGBT反并联的二极管。
第三半桥包括位于上桥臂的二极管D5和位于下桥臂的二极管D6。第四半桥包括位于上桥臂的高压母线电容C1和位于下桥臂的高压母线电容C2。
谐振模块包括谐振电感Lr、谐振电容Cr和激磁电感Lm。高频变压器包括原边绕组和副边绕组。激磁电感Lm与原边绕组并联，原边绕组的一端通过谐振电感Lr与第一半桥的中点连接，其另一端通过谐振电容Cr与第二半桥的中点连接。副边绕组一端与第三半桥的中点连接，其另一端与第四半桥的中点连接。
前级DC/DC变换器包括采用非隔离BOOST变换器。
由于各单向LLC谐振变换器驱动信号相同导致电压纹波的增加，使系统损耗增大，传输效率降低，因此需要在定频开环的基础上使用交错控制，后级DC/DC变换器采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压，具体为：
在有M个单向LLC谐振变换器的系统中，将每个单向LLC谐振变换器的脉冲信号分别错开1/2M个开关周期，即第2个单向LLC谐振变换器滞后于第1个单向LLC谐振变换器1/2M个开关周期，第3个单向LLC谐振变换器滞后于第1个单向LLC谐振变换器2/2M开关周期，依次类推，从而实现多个单向LLC谐振变换器的交错控制。这样做的目的可以使电压纹波相互抵消，达到减小功率损失，提高功率密度的作用。
单个单向LLC谐振变换器的工作原理为：由于光伏直流升压并网系统是一个能量单向传输的系统，并不需要完成能量的双向传递，所以单个变换器模块选择单向升压的LLC谐振型变换器。如图3所示，第一半桥包括开关器件Q1和Q2，第二半桥包括开关器件Q3和Q4。单个单向LLC谐振变换器的上下开关器件(如：Q1和Q2)是互补导通的，斜对角的开关器件(如：Q1和Q4)是同时导通的。所以，可以认为一个模块中第二半桥滞后于第一半桥1/2个开关周期。又因为多模块系统采用交错控制，所以第t个单向LLC谐振变换器中的第一半桥和第二半桥分别滞后于第1模块(t-1)/2M和(t-1+M)/2M个开关周期，t为正整数。
优选地，后级DC/DC变换器由8个单向LLC谐振变换器组成，8个单向LLC谐振变换器两两为一组，其脉冲信号的相位分别设置为0°与180°、22.5°与202.5°、45°与225°、67.5°与247.5°、90°与270°、112.5°与292.5°、135°与315°、157.5°与337.5°。
本实施例提供一种光伏发电系统，包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网；前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压；后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压；直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。通过前级DC/DC变换器和后级DC/DC变换器实现光伏直流升压变换，后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构避免控制过程产生输出电压纹波，减少了电能的浪费，进而提高了电能的传输效率。
图4为本申请根据一示例性实施例示出的光伏发电系统的控制方法的流程示意图。如图4所示，该控制方法应用于光伏发电系统，包括如下步骤：
S101、获取光伏阵列的输出功率的当前扰动差值和多个历史扰动差值。
更具体地，假设当前采样周期为第k个周期，获取k周期的光伏阵列的输出电压U(k)、输出电流I(k)，获取前一个周期即k-1周期的输出电压U(k-1)、输出电流I(k-1)。输出电压与输出电流相乘得到输出功率，即在k周期以及k-1周期光伏阵列的输出功率P(k)＝U(k)×I(k)和P(k-1)＝U(k-1)×I(k-1)，将P(k)和P(k-1)进行比较，得到扰动前后的功率差为ΔP＝P(k)-P(k-1)，即ΔP为当前扰动差值。历史扰动差值为P(k-1)-P(k-2)，P(k-2)-P(k-3)，……。
在本实施例中，通过两个传感器对光伏阵列的输出电压和输出电流分别进行采样，并计算其输出功率，得到功率差值。
S102、判断当前扰动差值是否大于预设差值阈值，若是，则进入S103，否则，进入S105。
更具体地，将当前扰动差值ΔP与预设差值阈值δ进行比较，若ΔP>δ，当前扰动差值大于预设差值阈值，则表示还未到达最大功率输出点，还需要继续对光伏阵列的输出电压进行扰动。
优选地，设定预设差值阈值δ＝0，若ΔP>0，即k周期的输出功率大于k-1周期的输出功率，则保持此方向扰动，对当前的输出电压进行增大的扰动。
S103、当当前扰动差值大于预设差值阈值时，根据当前扰动差值和多个历史扰动差值，确定当前扰动步长。
可选地，计算当前扰动差值和多个历史扰动差值的平均值。根据平均值的绝对值和预设加权系数计算得到当前扰动步长。
在本实施例中，步长控制器计算当前扰动步长Δd的方式为：Δd＝λ|dP|，这个式子表示将各个扰动值取平均值后再进行累加取平均，再与加权系数λ相乘。
可选地，计算2N+1个历史扰动差值和当前扰动差值的平均值，其中，N为正整数且N≥2。
其中，历史扰动差值和当前扰动差值的累加次数应根据实际情况调整，一般取奇数3-5次。若累加次数取偶数次，则可能求和为0，或者在取平均值后十分接近于0，会导致系统错误判断最大功率点，影响输出功率。
例如，取N＝2，计算5个历史扰动差值和当前扰动差值的平均值，则累加次数为5次。目的是在接近最大功率点时，尽可能地产生小步长扰动，让系统不断接近最大功率点。虽然此过程会产生小幅振荡，但是振荡很小，以小幅度振荡的代价换取输出电压不断靠近MPP，提高光伏发电系统的输出效率。
S104、根据当前扰动步长和当前扰动差值对光伏阵列的输出电压进行扰动，并转入S101。
更具体地，在控制过程中，一开始扰动差值ΔP较大，步长控制器计算的扰动步长Δd较大，因此，可以快速定位到最大功率点附近；然后扰动差值ΔP减小，扰动步长Δd减小，直到最大功率点附近振荡。当到达最大功率点附近，步长取值趋近于0，以降低功率振荡，减少光伏发电系统输出功率中纹波。至此，完成对光伏阵列的最大功率点跟踪。
S105、判断光伏阵列的当前输出功率是否为最大功率点，若判断结果为是，则进入S107，否则，进入S106。
其中，光伏阵列的当前输出功率与所有的光伏阵列的历史输出功率比较，若存在大于当前输出功率的历史功率，则表示光伏阵列的当前输出功率并不是最大功率点。反之，表示光伏阵列的当前输出功率是最大功率点。
S106、随机扰动对光伏阵列的输出电压进行扰动，并转入S101。
其中，当光伏阵列的当前输出功率不是最大功率点时，随机生成扰动步长和扰动方向，根据扰动方向和扰动步长对光伏阵列的输出电压进行扰动。
例如：扰动方向为减少光伏阵列的输出电压，则将光伏阵列的输出电压减少扰动步长。
S107、将光伏阵列的当前输出功率作为最大功率点。
在本实施例提供的方法中，前级DC/DC变换器对光伏阵列的输出电压和输出电流进行采样，判断光伏发电系统是否工作在最大功率点上，然后根据可变步长扰动观察法，当工作点远离最大功率点时会使用较大的扰动步长达到快速响应的效果，减少光伏发电系统输出功率中纹波。当光照强度和温度变化时，能够准确地实现最大功率点跟踪，使光伏发电系统保持运行在最大功率点附近，提高了光伏发电系统的转化效率。
图5为本申请根据另一示例性实施例示出的光伏发电系统的控制方法的流程示意图。如图5所示，光伏发电系统的控制方法包括如下步骤：
S201、获取光伏阵列的输出功率的当前扰动差值和多个历史扰动差值。
其中，该步骤已经在上一实施例中详细说明，此处不再赘述。
S202、判断当前扰动差值是否大于预设差值阈值，若是，则进入S203，否则，进入S207。
S203、当当前扰动差值大于预设差值阈值时，根据当前扰动差值和多个历史扰动差值，确定当前扰动步长。
其中，该步骤已经在上一实施例中详细说明，此处不再赘述。
S204、判断当前扰动差值是否为正数，若是，进入S205，否则，进入S206。
S205、若当前扰动差值为正数，根据上一次扰动方向和扰动步长对光伏阵列的输出电压进行扰动，并转入S201。
更具体地，当前扰动差值为正数，说明扰动后的光伏阵列输出功率增加，则说明往该方向扰动能够提高光伏阵列的输出功率，下一次继续往相同的方向扰动光伏阵列的输出电压。
例如：上一次对光伏阵列进行扰动是增加光伏阵列的输出电压，则当前扰动方向也是增加光伏阵列的输出电压，也就是在上一次扰动基础上使光伏阵列的输出电压增加扰动步长。
S206、若当前扰动差值为负数，根据与上一次扰动方向相反的方向和扰动步长对光伏阵列的输出电压进行扰动，并转入S201。
更具体地，当前扰动差值为负数，说明扰动后光伏阵列输出功率减小，则说明往该方向扰动减小了光伏阵列的输出功率，即扰动方向不正确，下一次往相反的方向扰动。
例如：上一次对光伏阵列进行扰动是增加光伏阵列的输出电压，当前扰动方向则是减少光伏阵列的输出电压，也就是在上一次扰动基础上使光伏阵列的输出电压减少扰动步长。
S207、判断光伏阵列的当前输出功率是否为最大功率点，若判断结果为是，则进入S209，否则，进入S208。
S208、随机扰动对光伏阵列的输出电压进行扰动，并转入S101。
其中，该步骤已经在上一实施例中详细说明，此处不再赘述。
S209、将光伏阵列的当前输出功率作为最大功率点。
其中，该步骤已经在上一实施例中详细说明，此处不再赘述。
在本申请实施例提供的控制方法中，光伏发电系统刚开始工作时，扰动差值较大，根据扰动差值计算的步长也较大，因此，可以快速定位到最大功率点附近。到达最大功率点附近，扰动差值减小，根据扰动差值计算的步长也减少，使输出电压、电流、功率保持在最大功率点附近输出，保持输出电能的稳定性，减少光伏发电系统输出功率中纹波。
为了验证基于可变步长扰动观察法的效果，将其与现有技术进行比较，在Simulink中搭建仿真模型，前级DC/DC变换器选择BOOST电路，光伏阵列的最大功率点电压电流分别为800V、31.25A，开路电压与短路电流为1000V、40A，理想输出最大功率为25kW。
在标准环境条件情况下，即光照强度Sref为1000W/m2、温度Tref为25℃时，图6为现有技术中光伏阵列的输出电压示意图，图7为现有技术中光伏阵列的输出电流示意图，图8为现有技术中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图，图9为现有技术中Boost电路输出电压示意图。图10为可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电压示意图，图11为可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电流示意图，图12为可变步长扰动观察法中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图，图13为可变步长扰动观察法中Boost电路输出电压示意图。从图中可以看出，可变步长扰动观察法响应速度和输出电压纹波方面更优于现有技术，且可变步长扰动观察法的光伏阵列的电压更加靠近最大功率点电压，说明此法在最大功率点处的振荡更小。
由于光照强度对光伏阵列的影响远远大于温度，因此，只讨论光照强度变化下，将可变步长扰动观察法与现有技术进行比较。设温度1000W/m2不变，初始光照强度为1000W/m2，0.6s的光照强度为600W/m2，1.2s的光照强度为800W/m2。图14为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列的输出电压示意图，图15为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列的输出电流示意图，图16为光照强度变化时，现有技术中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图，图17为光照强度变化时，现有技术中Boost电路输出电压示意图。
图18为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电压示意图，图19为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列的输出电流示意图，图20为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中光伏阵列与Boost电路输出功率示意图，图21为光照强度变化时，可变步长扰动观察法中Boost电路输出电压示意图。从图中可以看出，可变步长扰动观察法的动态响应速度略快于现有技术，且前者的曲面比后者更加平滑，证明了可变步长扰动观察法也有效的抑制的电压纹波。
由图6-21可知，可变步长扰动观察法在精度、响应速度、电压纹波方面比传统方法均有了提升，且该算法变步长的产生使利用功率差值计算，算法中并未增加微分运算，因此运算量并未增加太多，所以在硬件成本方面依然较低。
后级DC/DC变换器采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压，将每个单向LLC谐振变换器的驱动信号依次错开，从而使纹波能够相互抵消。
利用Simulink搭建500kW光伏直流升压并网系统。其中，高压直流母线设定为70kV，LLC谐振变换器的组合方式为8个单向LLC谐振变换器输入并联输出串联，前级DC/DC变换器由20个25kW光伏子阵列并联，每个光伏子阵列都由独立的控制器控制，控制方法为可变步长扰动观察法。
图22为光伏阵列工作在标况下，前级DC/DC变换器的输出功率波形图和后级DC/DC变换器的输出功率波形图。从图中可以看出后级DC/DC变换器的输出功率存在一定振荡，但总体来说输出功率小于前级DC/DC变换器的输出功率，这是因为单向LLC谐振变换器会消耗一部分功率，导致功率的衰减，符合电路特性。另外由于整个系统的消耗，输出功率会略小于500kW。图23为后级DC/DC变换器的稳态输出电流示意图，说明光伏发电系统稳定地完成了功率传输。
图24是本申请实施例中前级DC/DC变换器的输出电压示意图。从图24中可以看出，前级输出电压先增大在减小至稳定，总输出功率则是启动初期先发生振荡然后增大，最后缓慢减小至稳定，0.35s后系统能基本保持稳定，其误差都在要求范围之内。
图25为8个单向LLC谐振变换器开关器件的脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，简称：PWM)信号示意图。8组PWM信号依次错开1/16个开关周期即相位相差22.5°。图26为各个单向LLC谐振变换器的输出电压和输出电压的波形图。从图28中可以看出各个单向LLC谐振变换器的输出电压错开与驱动信号相同的相位，这样可以通过纹波抵消以达到减少纹波的作用。若输出电压之间无相位差，即输出电压为同一相位，则根据输出电压叠加可知，总输出电压纹波会是单个单向LLC谐振变换器的8倍。
当温度不变，光照强度发生变化时，分析整个系统的响应情况：为了便于分析，设置温度Tref为25℃不变，初始光照强度S为1000W/m2，在0.6s时使整体光伏阵列所接受光照强度变为800W/m2，0.8s时S变为600W/m2。图27为温度不变且光照强度发生变化时前级DC/DC变换器的输出电压波形图。从图27中很明显可以看出，在0.6s后，由于光照强度的下降，光伏阵列整体输出功率减少，但由于后级DC/DC变换器电压钳位的作用和电路固定电压增益的缘故，使得前级DC/DC变换器的输出电压即后级DC/DC变换器的输入侧电压保持稳定，只是光伏阵列输出电流发生了减小从而导致功率传递的减小。
图28为光伏发电系统总输出电流波形图。图29为前级DC/DC变换器输出功率和后级DC/DC变换器输出功率波形图。从图中可以看出，由于光照强度下降，使得整个系统的输出功率减少。但由于输出侧直流电网的钳位，导致光伏发电系统的输出侧电压基本保持不变，因此功率的变化由输出电流决定。0.6s后，由于光照强度下降，输出功率减少，输出电流也就随之减少。
综合上述所有分析可知，在光伏发电系统这种大功率的场合，将可变步长扰动观察法与后级DC/DC变换器交错控制方法结合起来使用，可以有效地提高系统的工作效率，减少电压纹波，减少能量损耗。且这种控制方法可以扩展至大多数的光伏发电系统中，即前级DC/DC变换器进行最大功率点跟踪，后级DC/DC变换器采用交错控制进行升压，从而从进一步减少电压纹波，提高精度与传输效率。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种光伏发电系统，其特征在于，包括依次连接的光伏阵列、前级DC/DC变换器、后级DC/DC变换器和直流电网；
所述前级DC/DC变换器用于采用可变步长扰动观察法控制所述光伏阵列输出直流电，并将光伏阵列输出的直流电进行初次升压；
所述后级DC/DC变换器采用输入并联输出串联型结构，用于采用定频开环交错控制方式对初次升压后的直流电进行二次升压；
所述直流电网用于将二次升压后的直流电提供给用户。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述后级DC/DC变换器包括多个单向LLC谐振变换器；
所述多个单向LLC谐振变换器的输入端并联，构成后级DC/DC变换器的输入端，所述多个单向LLC谐振变换器的输出端串联，构成后级DC/DC变换器的输出端；
所述单向LLC谐振变换器包括依次连接的低压侧换流器、谐振模块、高频变压器和高压侧换流器；
所述低压侧换流器的输入端连接前级DC/DC变换器的输出端，所述高压侧换流器的输出端连接所述直流电网。
3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述低压侧换流器为H桥结构，包括第一半桥、第二半桥和低压母线电容；
所述低压母线电容连接于低压侧换流器的输入端；
所述第一半桥和第二半桥均包括位于上桥臂的IGBT模块和位于下桥臂的IGBT模块；
所述高压侧换流器为H桥结构，包括第三半桥、第四半桥、高压母线均压电阻和高压母线均压电阻；
所述高压母线均压电阻和高压母线均压电阻串联后连接于所述高压侧换流器的输出端，且两者均与第四半桥的中点连接。
4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，所述位于上桥臂的IGBT模块包括上IGBT和与上IGBT反并联的二极管；
所述位于下桥臂的IGBT模块包括下IGBT和与下IGBT反并联的二极管；
所述第三半桥包括位于上桥臂的二极管和位于下桥臂的二极管；
所述第四半桥包括位于上桥臂的高压母线电容和位于下桥臂的高压母线电容。
5.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述谐振模块包括谐振电感、谐振电容和激磁电感；
所述高频变压器包括原边绕组和副边绕组；
所述激磁电感与原边绕组并联，所述原边绕组的一端通过谐振电感与第一半桥的中点连接，其另一端通过谐振电容与第二半桥的中点连接；所述副边绕组一端与第三半桥的中点连接，其另一端与第四半桥的中点连接。
6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述前级DC/DC变换器包括采用非隔离BOOST变换器。
7.一种光伏发电系统的控制方法，其特征在于，应用于所述光伏发电系统，所述方法包括：
获取所述光伏阵列的输出功率的当前扰动差值和多个历史扰动差值；
当所述当前扰动差值大于预设差值阈值时，根据所述当前扰动差值和所述多个历史扰动差值，确定当前扰动步长；
根据所述当前扰动步长和所述当前扰动差值对所述光伏阵列的输出电压进行扰动，直至所述当前扰动差值小于或者等于预设差值阈值，且所述输出功率为最大值为止。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，根据所述当前扰动差值和所述多个历史扰动差值，确定当前扰动步长，具体包括：
计算所述当前扰动差值和所述多个历史扰动差值的平均值；
根据所述平均值的绝对值和预设加权系数，计算得到所述当前扰动步长。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，计算所述当前扰动差值和所述多个历史扰动差值的平均值，具体包括：
计算2N+1个历史扰动差值和所述当前扰动差值的平均值，其中，N为正整数且N≥2。
10.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，根据所述当前扰动步长和所述当前扰动差值对所述光伏阵列的输出电压进行扰动，具体包括：
若所述当前扰动差值为正数，以根据上一次扰动方向和所述扰动步长对所述光伏阵列的输出电压进行扰动；
若所述当前扰动差值为负数，以根据与上一次扰动方向相反的方向和所述扰动步长对所述光伏阵列的输出电压进行扰动。
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