JP2013537026A - 磁気結合される相を備えた多相変換器 - Google Patents

磁気結合される相を備えた多相変換器 Download PDF

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Abstract

本発明は、それぞれ切替手段（２１−２６）によって駆動可能な複数の相（１１−１６）を含む多相変換器に関する。本発明では、少なくとも１つの相（１１）が対応する結合手段（３１，３６，３７）によって別の少なくとも３つの相（１２，１４，１６）に磁気結合されている。

Description

従来技術
本発明は独立請求項の上位概念記載の多相変換器に関する。こうした形式の多相変換器は例えば国際公開第２００９／１１４８７３号から公知である。この文献で説明されているＤＣ／ＤＣ変換器は、非線形の誘導抵抗を含むコイルと切替装置と出力フィルタとを備えている。この場合、隣接する各相が相互に結合されている。
欧州特許第１１４５４１６号からは電気エネルギを変換するためのコンバータが公知である。ここでは、結合されたインダクタンスを用いてチョークの寸法を低減することが提案されている。結合されたチョークの寸法は、部分分岐の負荷電流が相互に補償されてチョークの磁気的負荷が発生しなくなるように選定されている。この場合、個々の部分分岐間の差電流のみが磁界を発生させる。
本発明の課題は、簡単に製造可能であって特に結合手段のヴォリュームを小さくすることによる構造空間のさらなる低減を達成でき、簡単に制御可能な多相変換器を提供することである。この課題は、独立請求項に記載された特徴により解決される。
発明の利点
本発明の独立請求項１の特徴を有する多相変換器は、従来技術に比べて、１つの相と別の少なくとも３つの相との磁気結合により、各相の障害的相互作用が最小化されるという利点を有する。結合すべき相は最適な補償が達成されるように選択される。これは特に反対の電流プロフィルによって行われる。ここでの目的は、相の結合に基づいて合成磁界が最小化されるように各相を磁気結合することである。これにより、フェライトコアなどの構造空間の小さな結合手段を磁束結合のために利用できる。相応の結合により磁界が強く低減されるので、フェライトコアなどの結合手段の寸法を低減できるのである。本発明で提案されている結合では、各相は列の順で駆動される。この場合、比較的単純で容易に制御可能な電流特性が生じる。特に有利には、６つの相を有する装置において、各相がそれぞれ隣接する２つの相と１８０°位相シフトされた１つの相とに結合される。隣接する相とは、或る相の直前または直後に駆動される相のことである。さらに、本発明で提案されている磁気結合では、個々の相を相互に独立に駆動することもできる。
独立請求項の特徴を有する多相変換器によれば、複雑な３次元構造を回避でき、しかも、ほぼ２次元の構造を利用することができる。
少なくとも１つの相と別の少なくとも３つの相とを磁気結合する結合手段が設けられていることにより、故障に対する確実性が高められる。なぜなら、少なくとも３重の結合によって各相の高度なネットワーク化が達成され、１つの相が故障したとしても不安定な動作状態が生じないからである。
有利な実施形態では、近似に反対位相の電流特性を有する相同士が結合される。これにより直流磁界が強く補償されるので、磁気的偏向がさらに低減される。その結果、結合手段を小さくでき、場合によっては空隙を省略することができる。
別の有利な実施形態では、第１の相はほぼ平坦なＵ状の特性を有し、第２の相はほぼ平坦な矩形状の特性を有する。このように形成された相は、結合手段、有利には市販のフェライトコアによって包囲される。こうして簡単にマトリクス状構造を利用して少なくとも３つの相の所望の結合状態を達成することができる。
別の有利な実施形態では、各相が打ち抜きパターンとして構成される。このタイプの相の製造は低コストであるという点で際立っている。６つの相を有する装置では、３つの相が矩形状に形成され、残りの３つの相がＵ状に形成される。主として同じ幾何学的形状を利用できるので、製造コストをさらに低減できる。
別の有利な実施形態では、各相は多層のプリント回路板の一部である。このようにすれば、結合される相を少なくとも２つの平面で相互に電気的に分離して配置することができる。有利には、プリント回路板は複数の凹部を有しており、これらの凹部に各結合手段の脚部が挿入され、これにより各相の磁気結合が行われる。有利には、プリント回路板での各相は多層に配置された並列回路によって形成される。
別の有利な実施形態では、電流特性の直流成分を少なくとも部分的に補償するために、１つの相と別の１つの相とが結合される。特に有利な実施形態では、１つの相が実質的に約１８０°位相シフトされて駆動される別の少なくとも１つの相に磁気結合される。これにより、直流磁界が特に強く補償されるので、磁気的偏向がさらに低減される。その結果、結合手段を小さくでき、場合によっては空隙を省略することができる。このタイプの相結合によれば、結合手段を幾何学的に有利なマトリクス状の配置で設けることができる。この配置の特長は、構造が簡単であり、平坦なフェライトコア（プレーナフェライトコア）などの簡単な結合手段を使用できるうえ、空間的寸法が小さくて済むことである。また、フィルタもいっそう小さく設計できる。
別の有利な実施形態では、各切替手段が各相をシーケンシャルに駆動し、１つの相がその直前および／または直後に駆動される別の少なくとも１つの相に磁気結合される。特に有利な実施形態では、１つの相がその直前および／または直後にスイッチオン時点またはスイッチオフ時点を有する別の少なくとも１つの相に磁気結合される。有利な実施形態では、１つの相が、それぞれ直前または直後に駆動される別の少なくとも２つの相と磁気結合される。このような駆動方式により、比較的単純な電流特性が得られ、制御を簡単に行うことができる。
別の有利な実施形態では、３つの結合手段が設けられ、１つの相と別の３つの相とが磁気結合される。特に有利な実施形態では、６つの相が設けられ、各結合手段は当該６つの相のそれぞれの相と別の３つの相とを磁気結合する。このようなタイプの結合により、一方では個々の相を相互に独立に制御できることが保証される。また他方では、各相が密にネットワーク化されることにより、多相変換器の故障に対する確実性が高められる。
別の有利な実施形態では、各相が空間的にほぼ平行な複数の平面に延在するように設けられる。特に有利な実施形態では、少なくとも３つの相が空間的に第１の平面に延在し、別の少なくとも３つの相が、空間的に、第１の平面に対して平行でありかつ第１の平面から懸隔された第２の平面に延在する。これにより、低コストかつ製造技術上簡単な構造の多相変換器を実現できる。なぜなら、特に２次元の相形状を利用できるからである。有利な実施形態では、このために、少なくとも１つの相がＵ状および／または矩形状および／または蛇行状に構成される。こうした幾何学的形状により、２種類のみの相形状、すなわちＵ状および矩形状および／または蛇行状の形状のみによって、有利には６つの相の全ての結合状態を形成することができる。有利な６つの相のケースでも異なる２種類の形状が利用されるだけなので、装置の直流成分が高められ、製造コストがさらに低減される。有利な実施形態では、各相は、打ち抜きパターンとしておよび／またはプリント回路板の一部として構成される。こうしたタイプの製造は特に低コストである。各相の少なくとも一部をプリント回路板に集積すれば、切替手段などの他の電子部品をそこに配置することができる。有利な実施形態では、プリント回路板は、結合手段を収容するための少なくとも２つ、有利には３つの凹部を有する。これにより、プリント回路板へ各相を少なくとも部分的に集積することに比べ、結合手段の層状配置が簡単化される。
有利な実施形態では、矩形状および／または蛇行状に形成された相がコーナーの領域に少なくとも１つの傾斜部を有する。有利な実施形態では、少なくとも１つの相において、結合手段によって包囲されている領域の外側に折り曲げ領域が設けられる。こうした措置を採用したことにより、隣接する結合手段が空間的に近接するようになる。こうして必要スペースの低減がいっそう顕著となる。
別の有利な実施形態では、結合される少なくとも２つの相が少なくとも部分的に結合手段によって包囲され、結合される相を相互に異なる電流方向で駆動可能である。有利には、結合される相は、結合手段によって包囲されている領域において、少なくとも部分的にほぼ平行に延在する。特に有利な実施形態では、結合手段は、磁気結合すべき少なくとも２つの相を第１の領域と第２の領域とにおいて包囲している。選択される結合方式により、例えば平坦なフェライトコアなどの標準部品を結合手段として使用できる。こうした標準部品は長方形または２重長方形の断面を有する。特に有利な実施形態では、結合手段はマトリクス状に配置されている。特に、結合手段の外輪郭が長方形状である場合、６相の上述した結合状態では、必要な新たな結合手段は３×３のマトリクス状となり、省スペースかつ平坦に配置可能となる。有利な実施形態では、結合手段は少なくとも２つの部分を含み、一方の部分はＵ状、Ｏ状、Ｉ状またはＥ状の断面を有する。こうした構造により、特に簡単に、結合すべき相を結合手段によって包囲することができる。有利な実施形態では、２つの部分間に間隙、有利には空隙が設けられる。このようにすれば特に簡単にインダクタンスを制御できる。有利な実施形態では、少なくとも２つの部分から成る複数の結合手段が少なくとも１つの共通部分、有利には金属プレートを有している。これにより、全結合手段がプレートの載置により１回のステップのみで閉鎖できるようになるため、実装が簡単化される。
有利な実施形態では、１つの相を別の２つの相に磁気結合するために、少なくとも２つ、特には３つの結合手段が設けられる。ここで、少なくとも１つの結合手段は別の結合手段よりも小さいインダクタンスを有する。結合手段のインダクタンスを所望に応じて選定することにより、種々の特性を制御して最適化することができる。一方では、インダクタンスによって損失電力ひいては結合手段での熱発生が制御される。インダクタンスの低減により損失電力も低減される。また、小さなインダクタンスを飽和保護部として用いることもできる。つまり、小さなインダクタンスを有する結合手段は電流が高くなってはじめて飽和するので、障害発生時にも多相変換器を安定した駆動状態でより長く駆動できる。他方で、高いインダクタンスは電流リップル（電流の振動特性）を低減させる。このように、適切なインダクタンスの選定により、損失の分配、飽和特性および電流リップルを最適化することができる。
有利な実施形態では、１つの相を実質的に約１８０°位相シフトされて駆動される別の１つの相へ結合する結合手段が別の少なくとも１つの結合手段よりも小さいインダクタンスを有するように構成される。これにより、一般に損失に関して強く負荷される結合手段の数を低減し、小さな熱発生を達成することができる。
有利な実施形態では、１つの相を別の３つの相へ磁気結合する結合手段が３つ設けられ、このうち少なくとも１つの結合手段が別の２つの結合手段よりも小さいインダクタンスを有するように構成される。これにより、相ごとに、システム安定性にポジティブに作用する飽和保護が達成される。有利には、６つの相のそれぞれに対して、小さなインダクタンスを有する結合手段が設けられる。有利な実施形態では、結合手段に空隙が設けられる。これにより、特に簡単に、結合手段のインダクタンスを制御できる。結合手段のそれ以外の構造を等しくして空隙を設ければ、空隙なしのバージョンの結合手段に比べてインダクタンスが低減される。これは特に有利には、結合手段の３つの脚部のうち中央脚部を外側の２つの脚部に比べて短くし、そこに空隙を形成することによって行われる。
別の有利な実施形態は従属請求項および実施例の説明から得られる。
図面
幾つかの実施例を図示し、以下に詳細に説明する。
回路装置を示す図である。 各相のそのつどの結合状態を示す概略図である。 種々の相および結合手段の空間的配置を示す図である。 結合手段によって２つの相を結合する様子を示した断面図である。 図３の実施例の各相の２種類の典型的形状を示す図である。 ７つの相による別の実施例を示す図である。 図１の実施例における駆動方式および電流特性を示す図である。 第１の相１１および第４の相１４の時間的電流特性とこれらの電流の差とを示すグラフである。 ３つの相の結合状態の基本的手段を示す図である。 折り曲げ領域を有する相による選択的実施例を示す図、および、これに対応する上面図である。 傾斜領域を有して蛇行する相による別の選択的実施例を示す図である。 空隙を有する結合手段の選択的実施例を示す図である。 図３の実施例をプリント回路板によって実現する手段を示す図である。
図１には、多相変換器１０の回路技術的構造が示されている。ここに例示的に示されている多相変換器１０は６つの相１１−１６から成っている。各相１１−１６の全ては対応する切替手段２１−２６によって個別に駆動される。切替手段２１−２６はそれぞれハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチから成る。各相１１−１６の各電流は別の３つの相との磁気結合によって、対応する結合手段３１−３９に作用する３つのインダクタンスＬｘｘを通って流れる。第１の結合手段３１は第１の相１１を第２の相１２に磁気結合し、第１の相１１に対してインダクタンスＬ１２を生じさせ、第２の相１２に対してインダクタンスＬ２１を生じさせる。第６の結合手段３６は第１の相１１を第６の相１６に磁気結合し、第１の相１１に対してインダクタンスＬ１６を生じさせ、第６の相１６に対してインダクタンスＬ６１を生じさせる。第７の結合手段３７は第１の相１１を第４の相１４に磁気結合し、第１の相１１に対してインダクタンスＬ１４を生じさせ、第４の相１４に対してインダクタンスＬ４１を生じさせる。第２の結合手段３２は第２の相１２を第３の相１３に磁気結合し、第２の相１２に対してインダクタンスＬ２３を生じさせ、第３の相１３に対してインダクタンスＬ３２を生じさせる。第９の結合手段３９は第２の相１２を第５の相１５に磁気結合し、第２の相１２に対してインダクタンスＬ２５を生じさせ、第５の相１５に対してインダクタンスＬ５２を生じさせる。第３の結合手段３３は第３の相１３を第４の相１４に磁気結合し、第３の相１３に対してインダクタンスＬ３４を生じさせ、第４の相１４に対してインダクタンスＬ４３を生じさせる。第８の結合手段３８は第３の相１３を第６の相１６に磁気結合し、第３の相１３に対してインダクタンスＬ３６を生じさせ、第６の相１６に対してインダクタンスＬ６３を生じさせる。第４の結合手段３４は第４の相１４を第５の相１５に磁気結合し、第４の相１４に対してインダクタンスＬ４５を生じさせ、第５の相１５に対してインダクタンスＬ５４を生じさせる。第５の結合手段３５は第５の相１５を第６の相１６に磁気結合し、第５の相１５に対してインダクタンスＬ５６を生じさせ、第６の相１６に対してインダクタンスＬ６５を生じさせる。
入力電流ＩＥは６つの相１１−１６へ分配される。入力側ではフィルタ手段としてのコンデンサがアースへ接続されている。相１１−１６の出力は共通の加算点でまとめられており、詳細には図示されていないフィルタ手段としてのコンデンサを介してアースへ接続されている。出力側の共通の加算点には出力電流ＩＡが印加される。相互に結合されているそれぞれのインダクタンスＬｘｘは、図１の点によって示されているように、相互に異なる巻線方向で配向されている。
図２には、６つの相１１−１６がそれぞれ対応する結合手段３１−３９によって相互に結合される様子が示されている。図１に関連して説明したように、隣接する相が結合され、さらに、１８０°位相シフトされた相も結合される。隣接する相とは、時間的に直前または直後に駆動される相、すなわち、スイッチオン時点が或る相の直前または直後に来る相のことである。この実施例では、相１１−１６が設けられており、これらの相が参照番号の順に１１−１２−１３−１４−１５−１６−１１というように、６０°ずつ位相シフトされて、または、駆動周期の周期持続時間をＴとしてＴ／６（３６０°／相数）ずつ時間的にずらされて、駆動される。この順序は図２，図７に示されている。つまり、各相１１−１６ごとに開始時点が６０°ずつ位相シフトされるかまたはＴ／６ずつ時間的にずらされる。図７では、各相が周期持続時間Ｔ／６後に再びオフへ切り替えられている（ＰＷＭ比が１／６となっている）。オフ時点は、所望の電圧比に応じて、オン時間Ｔｅに至るまで早めることも遅延させることもでき、また、所望のＰＷＭ信号に応じ、周期持続時間Ｔに関して０％（オフ時間Ｔｅ＝０）から１００％（オン時間Ｔｅ＝Ｔ）まで行うこともできる。
図３には、図２に示されているコンセプトのマトリクス状空間構造が概略的に示されている。ここでは、結合手段３１−３９が、それぞれ２つずつ中空室を有する有利には平坦なコイルコア、例えばフェライトコアとして形成されている。結合手段３１−３９の中空室には、それぞれ２つずつ、結合される相の導体または相部分が巻き回されている。結合される相は、この相部分で、矢印によって示されているように異なる電流方向を有する。
図５には相１１−１６の電流トラックまたは導体の２種類の幾何学的形状が示されている。第１，第３，第５の相１１，１３，１５はＵ状に構成されている。これら３つの相１１，１３，１５は有利にはすべて同じ第１の平面に延在する。第１の平面に対して懸隔された平行な第２の平面（図３の実施例では上方の平面）には、第２，第４，第６の相１２，１４，１６が延在している。第２，第４，第６の相１２，１４，１６は矩形状または蛇行状に構成されている。この場合、第２，第４，第６の相１２，１４，１６は、異なる電流方向で、各結合手段３１−３９内でそのつど結合されるＵ状の相１１，１３，１５によって包囲されるように配置されている。
図４により、図３に示されている結合状態の例を第１の相１１および第２の相１２に則して説明する。第１の結合手段３１はＥ状の第１の部分４４とプレート状の第２の部分４３とから成り、これらによってコイルコアを形成している。Ｅ状断面を有する第１の部分４４の脚部はすべて同じ長さであるので、プレート状の第２の部分（Ｉ状断面を有する第２の部分）４３によって空隙なしに閉鎖可能である。第１の相１１の有利には帯状の相部分はそれぞれ第１の結合手段３１の第１の側の下方領域に収容される。図示されている第１の相１１のそれぞれの相部分は同じ平面に存在し、相互に平坦である。電流方向は矢印で示されている図３の電流方向に対応する。第１の結合手段３１の第１の側の上方領域には、有利には同様に帯状に構成された第２の相１２が配置される。第１の結合手段３１の第２の側の中空室内には、第１の相１１および第２の相１２が、第１の側の中空室における電流方向とは反対向きの電流方向で案内されている。第１の結合手段３１の場合、これは、第１の相１１および第２の相１２の双方が第１の結合手段３１の上端面で１８０°折り曲げられ、他方側の中空室を通って戻されることによって行われる。第１の結合手段３１によって包囲される第２の相１２の２つの相部分も同じ平面に位置し、平坦に構成されている。第１の相１１の平面と第２の相１２の平面とは、少なくとも第１の結合手段３１の内部領域では、相互に平行でありかつ相互に懸隔されている。
第１の結合手段３１により、第１の相１１および第２の相１２は相互に磁気結合されている。図示されている反平行の電流供給により合成磁界が最小限に保たれ、第１の結合手段３１の大きさが最小化される。また、第１の相１１と第２の相１２との間には絶縁部４５が設けられており、２つの相１１，１２間および各相と結合手段３１との間が電気的に分離される。
同様に、第２の相１２は第２の結合手段３２を介して第３の相１３に結合されている。また、第２の相１２は第９の結合手段３９を介して第５の相１５に結合されている。なお、この場合のそれぞれの結合状態は図３から見て取れるので、これ以上は説明しない。
図６の実施例は、図３の実施例に比べ、さらに第７の相１７が設けられている点が異なる。第７の相１７は、第１０の結合手段４０を介して第１の相１１に磁気結合されており、第１１の結合手段４１を介して第３の相１３に磁気結合されており、第１２の結合手段４２を介して第５の相１５に磁気結合されている。この実施例から、最小３重結合の基本コンセプトを放棄せず、ほぼ２次元の適切なマトリクス状の配置を維持したままで、ｎ＝６とは異なる相数を有する他の多相装置も利用可能であることが明らかである。
図７には、各相１１−１６の各切替手段２１−２６に対する駆動信号の時間特性５２と、各相１１−１６における電流特性とが示されている。切替手段２１−２６は、対応する相１１−１６に対して順次に、周期持続時間Ｔの１／６ずつの期間にわたり、例えばＰＷＭ信号によって通電を行い、続いてこれらをフリーホイーリング状態へ移行させる。ここから得られる個々の相１１−１６の電流特性の例が図７の下方に示されている。駆動信号５２の周期持続時間Ｔは例えば０．０１ｍｓのオーダーである。種々の相１１−１６に対する開始時点はそれぞれ６０°ずつ位相シフトされており、時間的にはＴ／６ずつずれている。第２の切替手段２２の相応の駆動信号５２による第２の相１２の開始時点はｔ＝０であり、Ｔ／６後に（所望のＰＷＭ比に依存して）再びオフへ切り替えられる。第２の相１２に隣接する第３の相１３の開始時点はＴ／６であり、第４の相１４の開始時点は２Ｔ／６であり、以下同様に続く。図７では、各相はそれぞれＴ／６後に再びオフへ切り替えられている（ＰＷＭ比１／６）。所望の電圧比に応じて、このオフは、オン時間に至るまで早めることも遅延させることもでき、また、所望のＰＷＭ信号（オフ時間０％からオン時間１００％まで）に応じて制御可能である。つまり、所望の電圧比が要求される場合、所定の時点で複数の相１１−１６に同時に通電することもできる。また、各開始時点は時間的にシフトされる。
図８には、第１の相１１および第４の相１４の電流特性Ｉ１１，Ｉ１４と２つの電流の差の特性Ｉｒｅｓとが示されている。この場合、第１の相１１の電流特性Ｉ１１と第４の相１４の電流特性Ｉ１４とを比べると、一貫して直流成分が反対向きになっている。よって、図８の下方の曲線Ｉｒｅｓからわかるように、直流磁界はその大部分が相殺される。ゆえに、第１の相１１と第４の相１４との結合は、隣接する相１２，１５の結合とならんで、特に有利である。
３つの相１１，１４，１６の別の基本的な結合手段が図９に示されている。この場合、第１の相１１と反対向きに通電される第６の相１６との２つの導体部分が、第６の結合手段３６’によって包囲されている。第１の相１１と反対向きに通電される第４の相１４とは第７の結合手段３７’によって包囲されている。結合手段３６’，３７’はＯ状断面または長方形状断面を有する。
図１０の実施例は、図３の実施例に比べ、相１１−１６の電流導体が結合手段３１−３９の内部から引き出されるとただちに、電流導体端部が矢印で示されている折り曲げ領域６０において折り曲げられる点が異なる。これにより、図１０では、結合手段３９，３５；３５，３４；３２，３８；３８，３３がそれぞれ近接している。この場合、各相１１−１６の蛇行する電流導体は両側で折り曲げられている。このため、図１０の左方の概略的な上面図に示されているように、蛇行部は交互に配置されている。第３の相１３および第５の相１５のＵ状の打ち抜きパターンは、例えば相応の折り曲げによって、異なる平面に延在する。
図１１の実施例では、蛇行して延在する相１２，１４，１６がコーナー部に傾斜領域６２を有している。傾斜領域６２は当該傾斜領域６２において隣接する相１２，１６を小さな間隔で平行に案内するために、有利には直線部分から成る。これにより、結合手段３２，３８または３９，３５も同様に密に配置可能となる。
図１２の実施例は、図４の実施例に比べ、Ｅ状の第１の部分４４の中央脚部が第２の部分４３へ向かって空隙６４を有する点で異なっている。
図１３の実施例は図３の実施例の可能な実現形態を示している。プリント回路板７０には第１，第３，第５の相１１，１３，１５が集積されており、これらの相は図５の実施例とほぼ同様にＵ状に延在している。プリント回路板７０の表面には蛇行する相１２，１４，１６が配置されている。プリント回路板７０は複数の長方形凹部７２を有する。３つの凹部７２は結合手段３１−４２の３つの脚部の幾何学的形状に対応するように形成されている。第２の結合手段３２’について見れば、Ｅ状断面を有する第１の部分４４の３つの脚部が下方から３つの凹部７２を通って押し込まれており、プリント回路板７０の平面を越えて上方へ突出している。蛇行して延在する第２の相１２は中央脚部の周囲を通り、プリント回路板７０に配置されたＵ状の第３の相１３に磁気結合される。第１の結合手段３１の磁気回路は第２の部分４２の載置によって閉成される。ここでは、第１の部分４４の３つの脚部の上にプレート状の第２の部分４３が載置された形態の第１の結合手段３１の例が示されている。
実施例の説明
上述した実施例の動作を以下に詳細に説明する。多相変換器１０または高出力ＤＣ／ＤＣ変換器は、特段の個別要求がないかぎり、有利には多相装置として実現される。これにより、例えば３００Ａの高さの高い入力電流ＩＥが、それぞれ５０Ａの高さの６つの相１１−１６へ分配される。続いて、個々の電流を重畳して出力電流ＩＡを形成することにより、小さな交流電流成分が得られる。この場合、例えばコンデンサとして示されている図１の相応の入力フィルタまたは出力フィルタも小さくできるかまたは省略できる。相１１−１６の駆動はシーケンシャルに、すなわち順次に行われるので、各スイッチオン時点は６０°ずつ位相シフトされて（時間的にはＴ／６ずつずらされて）、上述した６相システムの場合には図７に則して説明したようになる。所望の電圧比に応じて、各相１１−１６には種々の周期持続時間で通電が行われる。このとき、切替手段２１−２６のそれぞれのハイサイドスイッチが閉成される。相１１−１６は、切替手段２１−２６のそれぞれのローサイドスイッチが閉成されている場合には通電されない。これに代えて、相１１−１６を、それぞれスイッチオフ時点が直前または直後に生じる隣接した相と見なすこともできる。この場合、それぞれのスイッチオン時点は所望のＰＷＭ信号に応じて可変に選択される。
相１１は、特に個々の相の直流成分が別の相によってできるだけ強く補償されるように、別の少なくとも３つの相１２，１４，１６に磁気結合される。このようにすると合成磁界が低減されるので、結合手段３１−３９ないしその磁気回路は主として交流成分によって形成される磁界に対してのみ構成すればよくなる。これにより、結合手段３１−３９は例えばコイルコアとして相応に小さく設計可能となり、結合手段およびアースに必要なコストをいちじるしく低減できる。こうして、特に構造空間が大幅に低減される。
駆動（スイッチオン時点またはスイッチオフ時点）で見て隣接する２つの相のほか、有利には、相間の障害的相互作用を最小化するために、結合すべき第３の相が選択される。この選択は、直流成分の最適な補償が達成されるように行われる。この場合、隣接する２つの相（６相のケースではスイッチオン時点が±６０°位相シフトされる隣接の相、つまり、第１の相１１に対する第２の相１２および第６の相１６）に加え、１８０°位相シフトされた相（第１の相１１に対する第４の相１４）が特に好適であると判明している。なぜなら、この相で直流成分が大きく消去されるからである。図８には、第１の相１１および第４の相１４の時間的電流特性とこれら２つの電流の差Ｉｒｅｓとが示されている。ここから明らかなように、第１の相１１に比べて第４の相１４は電流特性の直流成分が反対向きとなっている。ゆえに、第１の相１１をさらに第４の相１４に磁気結合すると有利である。結合された相１１，１４の２つの電流は相互に反対向きに第７の結合手段３７を流れる。第７の結合手段３７を磁化するための合成電流Ｉｒｅｓは電流の差Ｉｒｅｓによって引き起こされる。よって直流磁界の大部分が相殺される。合成された直流成分は結合手段３１−３９の幾何学的形状にきわめてポジティブに作用し、結合手段のヴォリュームを小さくできる。このように、６つの相１１−１６は、図１から図３に示されている結合状態で構成すると特に適切である。
磁気結合
基本的には、反平行に電流が流れる２つの相が長方形またはリング状の結合手段３１−４２を通って案内されることにより、２つの相が磁気結合される。重要なのは、結合手段３１−４２が磁気回路を形成するように配置されるということである。この配置は主として閉鎖構造で可能となるが、空隙を含む構造であってもよい。さらに、結合手段３１−４２は、適切な誘電率を有する磁界導通材料から形成される。
３つの相１１，１４，１６の基本的な結合状態が図９に示されている。ここでは、第１の相１１と反対向きに通電される第６の相１６との２つの導体部分が第６の結合手段３６’によって包囲されている。第１の相１１と反対向きに通電される第４の相１４とは第７の結合手段３７’によって包囲されている。この結合状態では、２つの相１１，１６および１１，１４の巻線半部同士が結合される。結合手段３６’，３７’は、例えば、Ｕ状断面を有する部分とＩ状断面を有する部分とが組み合わされて形成されているか、または、Ｕ状断面を有する２つの部分が組み合わされて形成されている。図３，図４に関連して説明したように、それぞれ全巻線につきＥ状断面およびＩ状断面を有する結合手段または２つのＥ状断面を有する結合手段を使用すれば、幾何学的に特に有利な配置を達成できる。
図３の実施例の基礎となる結合状態のコンセプトを、図４に則して説明する。重要なのは、結合される各相（図４では第１の相１１および第２の相１２）が相互に反対向きの電流によって駆動されるということである。よって、それぞれの磁界が主として直流成分に関して相殺され、これにより、おおよそは交流成分のみが磁界形成に寄与するようになる。結果として、結合手段３１−３９を、例えば空隙を省略して小さい寸法で構成できる。
図３の実施例を実現するためのコンセプトをプリント回路板７０によって形成することもできる。このプリント回路板７０には、有利には平坦なコアとして形成される９つの結合手段３１−３９が図１３に示されているように埋め込まれている。このプリント回路板７０には、可能な実施例に対する、ハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴとして形成された全ての切替手段２１−２６が集積されている。また、第１，第３，第５の相１１，１３，１５に対する巻線をプリント回路板７０に集積してもよい。第２，第４，第６の相１２，１４，１６に対する他の巻線は、低コストの銅打ち抜き板によって実現することができる。これに代えて、第２，第４，第６の相１２，１４，１６に対する巻線をプリント回路板７０に集積してもよい。
全巻線を銅トラックの形態でまたはプリント回路板内に形成することも同様に可能である。図３の構造のさらなる利点は、全結合手段３１−３９を通る各相１１−１６の区間が短く、立体交差のない簡単な構造が可能となることである。
結合手段の構造
結合手段３１−４２は、誘導性結合手段、例えばトランスの鉄コアもしくはフェライトコアなどであり、当該各結合手段において結合される相１１−１７が磁界を形成する。結合手段３１−４２は結合される２つの相１１−１７の磁気回路を閉成する。
結合手段３１−４２の材料および誘電率の選定は、結合にとってそれほど重要ではない。空隙が使用されない場合、磁気回路の誘電率は上昇し、コイルのインダクタンスは大きくなる。これにより、電流の増分が平坦となり、電流形状が理想的な直流電流に近づく。曲線形状が直流電流に近づくにつれ、結合手段３１−４２としてのコアを通って（反対向きに）案内される２つの相の間に生じる電流差が小さくなる。これにより、フィルタのコストが低減される。他方、空隙なしのシステムは相１１−１７間の異なる電流に対してきわめて敏感である。こうしたシステムは電流誤差が小さいと飽和に至りやすい傾向にあるが、本願の多重結合によればつねに安定した特性が得られる。
基本的には、損失を各結合手段３１−４２へ均等に分配するために、種々の寸法の空隙を選定することができる。ただし、各結合手段３１−４２はインダクタンスＬが小さいので、基本的には小さな損失電力しか有さない。
高い誘電率（空隙なし、小さな電流リップル）と高いローバスト性（空隙あり、大きな電流リップル）との良好な妥結点を見出すために、種々の空隙が設けられる。このようにすれば、結合手段３１−４２の損失電力が制御され、所望の基準（例えば損失電力の均等分配）が満足される。図３の実施例では、結合手段は、対角線の一方（結合手段３１，３８，３４または３７，３８，３９のいずれか）に空隙を有する。これにより、空隙を有するほうの３つの結合手段３１，３８，３４または３７，３８，３９のみにより、全ての相１１−１６で、飽和およびこれに起因する制御不能な電流上昇に対する高度な保護が達成される。相１１−１７間に大きな非対称性がある場合、または、複数の相１１−１７が故障している場合、個々の結合手段３１−４２は飽和しうるが、電流が得られるときに１つの相の全ての結合手段３１−４２が飽和してしまうことはない。
別のバリエーションとして、結合手段３１−４２を種々の空隙を有する構造の内部に形成することが挙げられる。結合手段（図１−図３の実施例では、結合手段３７，３８，３９）は、１８０°位相シフトされた駆動（図１−図３の実施例では、第１の相１１と第４の相１４とが結合される場合の第７の結合手段３７による駆動、第２の相１２と第５の相１５とが結合される場合の第９の結合手段３９による駆動、第３の相１３と第６の相１６とが結合される場合の第８の結合手段３８による駆動）に基づいて大きな磁化バイアスによって負荷されるが、ここでは、例えば空隙を設けることまたは空隙を適合化することにより負荷を低減できる。こうして、全コア損失が低減される。
さらに、行列を用いたマトリクス状配置のコンセプトで、結合手段３１−４２に大きな空隙またはスリットを設けることもできる。このようにすると、空隙の設けられた結合手段３１−４２は電流が高くなってはじめて飽和するので、故障が生じた際にもいっそう良好な安定性が得られる。安定性の理由から、各相１１−１６を、同じ相の別の結合手段よりも遅く飽和する少なくとも１つの結合手段３１−４２を通して案内すると有利である。このことは、空隙を設けることによって達成される。
図１２の実施例では、空隙６４の設けられた結合手段３１の例が示されている。ここでは、Ｅ状の第１の部分４４の中央脚部が外側の２つの脚部に比べて幾分短く構成されており、このため、第２の部分４３へ向かって空隙６４が生じている。これに代えて、Ｅ状の第１の部分４４の各脚部を同じ長さとするが、その端部と第２の部分４３との間に例えば非磁性のシートを配置した空隙が生じるように構成してもよい。当業者には、例えば、適切な位置に適切な空隙を設けるなど、各結合手段３１−４２の所望のインダクタンスＬを達成するための措置はよく知られている。
相の構造
製造技術的に特に有利には、図５の上面図に示されているように、相１１−１６の２種類の幾何学的形状が使用される。ここで、第１の基本形状はＵ状であり、それぞれ同じ平面に延在する。第２の基本形状は実質的に矩形状または蛇行状であり、同様にそれぞれ同じ平面に延在する。図示の相部分は、打ち抜きパターンの形態の帯状導体として、または、相応の導体路として、基板内に集積可能である。図３−図６に関連して説明したように、Ｕ状の相１１，１３，１５は第１の平面に位置するように相互に配置される。相応に、矩形状または蛇行状の相１２，１４，１６，１７は第２の平面に位置するように相互に配置される。２つの平面は相互に平行でありかつ相互に懸隔されている。これにより、そのつど結合される相部分を、結合手段３１−４２によって包囲することができる。
基本的には、有利な平坦構造の基本コンセプトを放棄することなく、別の形態の相形状を形成することができる。
特に、装置全体の必要スペースをいっそう低減するため、或る程度の適合化が可能である。相応のバリエーションが図１０，図１１に概略的に示されている。相１１−１６の幾何学的形状を相応に構成することにより、結合手段３１−３９をそれぞれ隣接する結合手段３１−３９のいっそう近傍に配置できる。これは、例えば、図１０の実施例において、相１１−１６の電流導体の端部が矢印で示されている折り曲げ領域６０で折り曲げられることによって達成される。結合領域（相が結合手段３１−３９によって包囲されている領域）の相がそこから離れるとただちに、相の方向が、結合手段３１−３９内部とは異なる向きに変化する。これにより、各結合手段すなわち図１０の３９，３５または３５，３４または３２，３８または３８，３３をいっそう近接させることができる。これは、第２の相１２および第５の相１５の相部分が、端面で、所定の角度、例えば４５°折り曲げられることにより実現される。第５の結合手段３５へ入る前の第５の相１５および第６の相１６の相部分も同様に４５°折り曲げられているので、第２の相１２への接触は回避される。こうして、第９の結合手段３９と第５の結合手段３５とは、あたかもそれぞれの相部分が折り曲げなしに引き出されているかのように、僅かな間隔で配置できる。この場合、各相１１−１６の蛇行する電流導体も側方で大きく折り曲げることができる。よって、左方の上面図に示されているように、蛇行する相は交互に並んでいる。この場合、第３の相１３および第５の相１５のＵ状の打ち抜きパターンは、例えば相応の折り曲げにより、異なる平面に位置することになる。
図１１の実施例では、蛇行して延在する相１２，１４，１６がカーブまたはコーナーの箇所に傾斜領域６２を有しており、これにより、有利には直線状の相部分が形成され、当該傾斜領域６２内で隣接する相１２，１６を相互に小さな間隔で平行に案内することができる。これにより、結合手段３２，３８または３９，３５も同様に密に交互に配置される。また、隣接する相（図１１の相部分１２，１６）を同じ平面に配置することもできる。
別の実施例として、６つより多くの相、例えば７つの相を有する装置が、図６に示されている実施例のようなマトリクス状に配置されるよう、本発明を拡張してもよい。４×４個の結合手段に分配された８つの相も可能である。重要なのは、独立の駆動が可能となる相数となるようにすることである。
結合手段３１−３９の個々のコアをさらに磁気結合して大きな全体コアを形成すれば、さらにスペースを節約できる。これは、例えば唯一のカバープレート４３を９つの結合手段３１−３９の全ての下部に対して設けることによって達成される。
上述した多相変換器１０は、ダイナミックな負荷要求がそれほど重要でない自動車に搭載される電気システムでの利用に特に適している。こうした比較的緩慢なシステムに対して上述した構造が特に好適である。

Claims (10)

  1. それぞれ切替手段（２１−２６）によって駆動可能な複数の相（１１−１６）を含む
    多相変換器において、
    少なくとも１つの相（１１）と別の少なくとも３つの相（１２，１４，１６）とを磁気結合する複数の結合手段（３１，３６，３７）が設けられている
    ことを特徴とする多相変換器。
  2. 電流特性の直流成分を少なくとも部分的に補償するために、１つの相（１１）が別の１つの相（１４）に結合されている、請求項１記載の装置。
  3. 各切替手段（２１−２６）は各相（１１−１６）をシーケンシャルに駆動し、１つの相（１１）がその直前および／または直後に駆動される別の少なくとも１つの相（１２，１６）に磁気結合されている、請求項１または２記載の装置。
  4. １つの相（１１）がその直前および／または直後にスイッチオン時点またはスイッチオフ時点を有する別の少なくとも１つの相（１２，１６）に磁気結合されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の装置。
  5. １つの相（１１）が、実質的に約１８０°位相シフトされて駆動される別の少なくとも１つの相（１４）に磁気結合されている、請求項１から４までのいずれか１項記載の装置。
  6. ６つの相（１１−１６）が設けられており、各結合手段（３１−３９）は前記６つの相（１１−１６）のそれぞれの相と前記６つの相（１１−１６）の別の３つの相とを磁気結合する、請求項１から５までのいずれか１項記載の装置。
  7. 少なくとも３つの相（１１，１３，１５）が空間的に第１の平面に延在しており、別の少なくとも３つの相（１２，１４，１６）が空間的に前記第１の平面に対して平行でありかつ前記第１の平面から懸隔された第２の平面に延在する、請求項１から６までのいずれか１項記載の装置。
  8. 少なくとも１つの相（１１，１３，１５）は、Ｕ状および／または矩形状および／または蛇行状に構成されている、請求項１から７までのいずれか１項記載の装置。
  9. 各相（１１−１６）は打ち抜きパターンとしておよび／またはプリント回路板（７０）の一部として構成されている、請求項１から８までのいずれか１項記載の装置。
  10. 結合される少なくとも２つの相（１１，１２）は、少なくとも、結合手段（３１）によって包囲されている領域において、異なる電流方向で駆動可能である、請求項１から９までのいずれか１項記載の装置。
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