JP2013510489A - 事前等化されたデジタルデータを送信するための方法、およびそのような方法を実装する送信局 - Google Patents

事前等化されたデジタルデータを送信するための方法、およびそのような方法を実装する送信局 Download PDF

Info

Publication number
JP2013510489A
JP2013510489A JP2012537430A JP2012537430A JP2013510489A JP 2013510489 A JP2013510489 A JP 2013510489A JP 2012537430 A JP2012537430 A JP 2012537430A JP 2012537430 A JP2012537430 A JP 2012537430A JP 2013510489 A JP2013510489 A JP 2013510489A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
symbols
digital data
complex
calculated
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2012537430A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5456169B2 (ja
Inventor
ジュリアン・ドゥ・ロニー
ジェオフロイ・ルロシー
アーナウ・トゥーリン
マティアス・フィンク
Original Assignee
タイム・リバーサル・コミュニケーションズ
サントル・ナショナル・ドゥ・ラ・レシェルシュ・サイエンティフィーク・（セ・エン・エール・エス）
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by タイム・リバーサル・コミュニケーションズ, サントル・ナショナル・ドゥ・ラ・レシェルシュ・サイエンティフィーク・（セ・エン・エール・エス） filed Critical タイム・リバーサル・コミュニケーションズ
Publication of JP2013510489A publication Critical patent/JP2013510489A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5456169B2 publication Critical patent/JP5456169B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2637—Modulators with direct modulation of individual subcarriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0625—Transmitter arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本発明は、N個の送信アンテナを含む送信局とK個の受信機との間で、通信チャネルを介してデジタルデータを送信するための方法に関する。送信局とそれぞれの受信機との間でK個のデジタルデータストリームskを並列に送信することに適している、周波数f0の搬送波信号および指数mのM個の副搬送波が使用される。本方法は、N.M複素シンボルtn(m)がK.Mシンボルsk(m)からtn(m)=式(I)αk,Hk,n *(m),sk(m)によって計算され、上式で、*は複素共役値を示し、Hk,n(m)は、副搬送波mの対応する周波数で送信アンテナnと受信アンテナkとの間の通信チャネルの伝達関数を推定する複素数値であり、αkが標準化係数であるというステップを含む。

Description

本発明は、通信チャネル上でデジタルデータを送信するための方法に関する。
本発明は、具体的には、指数n(nは1とNとの間であり、Nは1以上の整数)の送信アンテナを備える送信局と、少なくとも1つの、指数k(kは1とKとの間であり、Kは1以上の整数)の受信機であって、それぞれが少なくとも1つの受信アンテナを備える受信機との間の通信チャネル上でデジタルデータを送信するための方法であって、通信チャネル上でデジタルデータを転送するために、周波数f0の信号搬送波が使用され、K個のデジタルデータのストリームskを送信局から並列に転送するように適合された、指数m(mは1とMとの間であり、Mは1以上の整数)の副搬送波が使用され、デジタルデータskのそれぞれのストリームが指数kのそれぞれの受信機を対象としている方法に関する。
通信チャネルにおいて、送信された信号は異なる多数のパスを同時に辿り、反射しやすい。それぞれの受信アンテナは、送信局とそれぞれの受信機との間のこの多数のパスに対応する多数の信号の重畳である信号を受信するので、受信機アンテナの特定の位置では、受信機によって受信された信号が互いに干渉しあるいは相殺する場合もある干渉現象が発生する。
通信チャネル上でデータを転送するためにデジタルデータを周波数副搬送波に多重化することで構成されるOFDM(直交周波数分割多重)などの、マルチキャリア変調を使用する送信方法が知られている。これらの副搬送波は周波数間隔があいており、干渉を減らすために相互に直交している。
単一の搬送波変調方法と同じスループットでは、信号はより長い時間を有し、通信チャネル内のエコーは影響が少なく、それは連続するシンボル間のシンボル間干渉(ISI)がより少ないことを意味する。
このようなマルチキャリア方法は非常に便利だが、干渉問題を完全に解消するものではなく、たとえば送信された各シンボル間にガードスペース時間を追加することが一般的であり、より遅い帯域幅となることは避けられない。
しかし、帯域幅需要は絶えず増加しており、通信チャネル上のデジタルデータの時間間隔を減らす必要性があることを意味する。
FR-2 748 137号
本発明の一目的は、これらの方法を改良して上述の不都合を克服することである。
そのために、本発明の方法は以下のステップを含む。
(a1)それぞれのK個のデジタルデータのストリームskはシンボルのM個の並列ストリームsk(m)に変換され、それぞれの並列ストリームは指数mの副搬送波を対象としているステップと、
(b1)N.M複素シンボルtn(m)は、K.Mシンボルsk(m)から
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、*は複素共役を示し、
Hk,n(m)は、副搬送波mの対応する周波数で送信アンテナnと受信アンテナkとの間の通信チャネルの伝達関数を推定する複素数値であり、
αkは、飽和状態をもたらすような大きすぎる値の複素シンボルtn(m)の取得を回避するように適合された規格化係数であるステップと、
(c1)N個の伝送信号vn(t)を生成するために複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)のN個のマルチキャリア変調が実行され、伝送信号vn(t)はそれぞれ送信アンテナn用であり、全てのマルチキャリア変調は相互に同期しているステップと、
(d1)通信チャネル内の伝送信号vn(t)が、それぞれ送信局の送信アンテナnによって送信されるステップ。
これらの手段により、特にステップ(b1)の処理で、本発明の方法は少なくとも以下の利点を提供する。
-第1に、送信アンテナによって送信された信号が到着し、それらの信号は通信チャネル内に多数のパスがあるにもかかわらずそれぞれの受信アンテナで同相である。これによって、受信アンテナで受信した信号内のエコーが減衰し、ISIがさらに減少する。
-第2に、送信アンテナによって送信された信号が受信アンテナ上で空間的に集中する。それぞれの受信機は、その受信機を対象とする信号以外はほとんど何も受信せず、異なる受信機との通信はある程度相互に分離されるので、送信のセキュリティが改良される。
さらに、ステップ(b1)は通信チャネル上で送信されるべき時間信号sk(t)とインパルス応答hk,n(t)の時間反転との間の重畳積分を概算する方法であり、Hk,n(m)は指数mのそれぞれの副搬送波の周波数でインパルス応答hk,n(t)の振幅と位相を推定する複素数値である。この通信技法について、読者は特許FR-2 748 137号を参照できる。情報は周波数領域内にあるので、多重化された副搬送波を使用することによって、この先行技術文献の時間計算をより低い計算コストで実現でき、ISIがさらに減少するのでOFDMマルチキャリア技法を大幅に改良する。したがって、これらの2つの技法が好都合に結合される。
本発明によるデジタルデータを送信するための方法の様々な実施形態では、以下の手段のうちの1つまたは複数をさらに使用できる。
-複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)のマルチキャリア変調が以下のステップによって行われる。
(a2)変換された複素シンボルun(m)を生成するために、un(m)=IFFT(tn(m))によって複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が式un(m)=IFFT(tn(m))で計算され、上式でmは1とMとの間であるステップと、
(b2)これらの変換された複素シンボルun(m)の、シンボルの直列ストリームへの時間的直列化が実行されるステップと、
(c2)
Figure 2013510489
によって送信アンテナnごとに変調信号un,m(t)を生成するために、この直列ストリームの同期変調が周波数f0の信号搬送波で実行され、
上式で、
Figure 2013510489
は実数部であり、
iは
Figure 2013510489
によって定義された複素数であり、tは時間であるステップと、
(d2)
Figure 2013510489
によって、それぞれの変調信号un,m(t)がフィルタリングされて、送信アンテナごとに伝送信号vn(t)が生成され、
上式で、h(t)は送信フィルタのインパルス応答であり、
-変換された複素シンボルun(m)を生成するために、複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が、
Figure 2013510489
によって計算され、
-規格化係数αkはあらかじめ定められた定数αであり、
-規格化係数αkは、シンボルsk(m)の値、および通信チャネルの伝達関数の値Hk,n(m)から計算された値であり、
-規格化係数αkは、
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-それぞれの複素数値Hk,n(m)は、副搬送波mの対応する周波数で送信アンテナnと受信アンテナkとの間の通信チャネルの転送の位相だけを推定する値であり、
-規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であるステップ。
本発明は、
-上述の方法を実装して、指数n(nは1とNとの間であり、Nは1以上の整数)のN個の伝送信号vn(t)を、指数k(kは1とKとの間であり、Kは1以上の整数)のK個のデジタルデータのストリームskから生成する計算手段と、
-通信チャネル上でそれぞれの伝送信号vn(t)を送信するように適合された送信アンテナとを備える送信局にも関する。
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して、非限定的な例として提供される本発明の実施形態のうちの1つの以下の記述を読めば明らかになるだろう。
従来技術の送信方法および装置を示す図である。 従来技術の受信方法および装置を示す図である。 本発明の送信方法および装置を示す図である。
図1は、OFDM技術を使用してデジタルデータを送信するための装置10の一般原理を示している。
OFDMは、特にデジタルオーディオブロードキャスティング(DAB)およびデジタルビデオブロードキャスティング(DVB)、有線ネットワーク(DSL)、無線ネットワーク(WIFI)、ならびにセルラー電話通信ネットワーク(UMTS)で使用される。
送信装置10で、文字sは通信チャネル上で直列に送信されるデジタルデータを示す。これらのデジタルデータsは、たとえば2進情報である。
デマルチプレクサ11は直並列変換を実行して、指数jの時に、このデジタルデータsの直列ストリームを、M個のシンボルsj(m)の並列ストリーム(sj(1)、sj(2)からsj(M)で表される)に変換する。これらのM個のシンボルsj(m)の並列ストリームは、デジタルデータsの直列ストリームよりもM倍遅い送信時間レートを有する。それぞれのシンボルsj(m)の並列ストリームは、帯域幅の指数mの副搬送波を介して送信されることが意図される。指数jの時に、コンポーネントsj(m)(mは1とMとの間)のベクトルsjはOFDMシンボルと呼ばれる。その時間は時間Tsであり、直列ストリームs内のデジタルデータアイテムの時間はTs/Mである。
逆高速フーリエ変換(IFFT)は、これらのシンボルsj(m)を変換されたシンボルuj(m)(uj(1)、uj(2)からuj(M)で表される)に変換する。特に、
Figure 2013510489
であり、上式でiは
Figure 2013510489
によって定義された複素数であり、
jはOFDMシンボルが送信される間の時間間隔に対応する指数であり、
mは副搬送波に対応する指数である。
マルチプレクサ13は並直列変換を実行し、M個の変換されたシンボルuj(m)の並列ストリームを、同じ変換されたシンボルの単一の直列ストリームuj,mに変換する。
直交変調器などの変調器14は、周波数f0で信号搬送波を変調して、変換されたシンボルの直列ストリームujから時間とともに連続的に変調信号uj,m(t)を生成する。複素数デジタルデータであり、直交変調を使用する場合、
Figure 2013510489
を取得し、
上式で、
Figure 2013510489
および、
Figure 2013510489
はそれぞれ実数部および虚数部であり、
cos()およびsin()はそれぞれコサイン関数およびサイン関数であり、
tは時間である。
次に、送信フィルタ15は、この変調信号uj,m(t)をフィルタリングされた信号vj,m(t)に変換し、
Figure 2013510489
をもたらす。
上式で、h(t)は送信フィルタ15のインパルス応答であり、
TsはOFDMシンボルの時間間隔であり、OFDMシンボルレートを意味する。
送信フィルタは、時間Ts/Mのシンプルな矩形波でもよく、好都合なことに、伝送信号の増幅を適用し周波数帯域幅を制限するように適合された、周波数ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタによる畳み込まれた波形でもよい。
伝送信号v(t)は、全てのOFDMシンボル指数j、および全ての副搬送波指数mについてのフィルタリングされた信号vj,m(t)に対応し、
Figure 2013510489
を意味する。
OFDMシンボルの逆高速フーリエ変換の計算と伝送信号v(t)の形成との間のステップを、マルチキャリア変調と呼ぶことができる。OFDMシンボルの逆高速フーリエ変換の計算は、極めて良い同期を必要とする副搬送波mの周波数でのM個の変調器の使用を回避する。したがって、逆高速フーリエ変換でマルチキャリア変調が行われ、周波数f0で信号搬送波を使用する変調器は1つだけである。
次いで、この伝送信号v(t)が通信チャネル上で送信アンテナ16によって送信されるように適合される。
このような処理によって、それぞれのシンボルsj(m)が周波数f0の搬送波の指数mの副搬送波を介して変調されるので、マルチキャリア変調のデジタル等価を実行できるようになる。
図2は、この同じOFDM技術を使用するデジタルデータ受信装置20の一般原理を示している。
受信装置20で、受信アンテナ26は、通信チャネル上で送信された信号を受信して、連続信号w(t)を提供する。
受信フィルタ25および復調器24は、デジタルデータの直列ストリームxを送る。
次いで、このデジタルデータの直列ストリームxは、デマルチプレクサ23によって直並列変換を受け、M個のシンボルxj(m)の並列ストリーム(xj(1)、xj(2)からxj(M)で表される)を供給する。時間間隔jについて、コンポーネントxj(m)(mは1とMとの間)のベクトルxjは受信OFDMシンボルと呼ばれる。
高速フーリエ変換22は、M個のシンボルyj(m)のストリーム(yj(1)、yj(2)からyj(M)で表される)を供給する。
Figure 2013510489
次いで、マルチプレクサ21による並直列変換によって受信デジタルデータyが供給される。したがって、受信装置20についてのこの図は送信装置10についての図と対称を成す図である。
受信デジタルデータyは、該当の周波数で通信チャネルの伝達関数の複素数値に対応する複素係数を乗じた送信デジタルデータsと等しい。これらの複素数値を決定するために、チャネル推定についての多くの知られている技法を使用できる。
送信装置10は、2進符号化ステップおよび/またはエラー訂正符号化ステップによってアップストリームに補完され得る。2進符号化には、m状態(m-state)位相変調符号化(PMmで表される)、または直交振幅変調符号化(QAMmで表される)などの、多くの知られている方法がある。エラー訂正符号化には多くの知られている方法があり、通信チャネルにおける送信エラーを検出および/または訂正するために送信されるデータに冗長データが追加される。
反対に、受信装置20は2進復号化ステップおよび/またはエラー訂正復号化ステップによってダウンストリームに補完され得る。
また、複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを備えるMIMO(多入力多出力)装置とともに使用することによって、OFDM技術を使用するこのような送信方法をより一般的に適用できる。このようなシステムでは、一般的に目的は送信局と複数の受信アンテナを有する受信機との間の通信スループットを増加することである。
このOFDM技術を使用して、異なる副搬送波上の通信チャネル内で信号が並列に送信される。これにより通信チャネル上のエコーに関連するノイズが減少し、連続するシンボル間のシンボル間干渉(ISI)がほとんどなくなる。
図3は、図1における図と類似する要素を使用する、本発明による送信局30の実施形態を示している。
送信局30は指数k(kは1とKとの間)の複数のデジタルデータ入力を備え、それぞれが同じ指数の特定の受信機を対象とする別々のデジタルデータskのストリームを形成する。したがって、別個のデジタルデータをK個の受信機に送信するように適合された単一の送信局30があることになる。これらのK個の受信機は領域内の異なる場所に位置する。そのため送信局30と受信機との間の通信チャネルは、前記送信局と指数kのそれぞれの受信機との間に異なる伝達関数を有する。
それぞれのデジタルデータストリームskはデマルチプレクサ311、312から31Kにデータを提供し、それらのデマルチプレクサがそれぞれのシンボルskのストリームをM個のデジタルデータsk(m)の並列ストリームに変換する。たとえば、デジタルデータの第1ストリームs1について、デマルチプレクサ311はシンボルの並列ストリームs1(m)(s1(1)からs1(M)で表される)を生成する。
図3では、図1および2で使用した表現と比較して図を簡単にするために、2重線の矢印はM個の並列ストリームを表す。
さらに、これらの変換ステップは上述の方法のように時間間隔jで実行されるが、式を明確にするためにj指数は省略される。
次いで、計算ユニット36が、以下の式を使用してシンボルsk(m)のK.M並列ストリームを複素シンボルtn(m)(nは1とNとの間の指数)のN.M並列ストリームに変換する。
Figure 2013510489
上式で、*は複素共役を表し、
Nは送信局30の送信アンテナの数を表し、
Hk,n(m)は、指数mの副搬送波に対応する周波数で指数nの送信アンテナと指数kの受信アンテナとの間の通信チャネル転送を推定する複素数値であり、
αkは規格化係数である。
以下で、この規格化係数の計算をさらに説明する。
この計算において、送信アンテナの数が受信アンテナの数よりも大きいことを意味するN>Kを有することが好都合であることが分かるだろう。
計算ユニット36は特定のタイプのデジタルデータの事前等化を実行する。以下で、送信局30におけるこの計算の効果をさらに説明する。
複素シンボルtn(m)をN個のベクトルtnにまとめることができ、上述のようにそれぞれがOFDMシンボルに対応する。次いで、このOFDMシンボルも同じ方法で処理される。
N個の逆高速フーリエ変換321から32Nは、(1)におけるタイプのN個の式を使用することによって、複素シンボルtn(m)のN.M並列ストリームを変換された複素シンボルun(m)のN.M並列ストリームに変換し、その式は以下のように書き直すことができる。
Figure 2013510489
次いで、N個のマルチプレクサ331から33Nは、これらの変換された複素シンボルun(m)のN.M並列ストリームを変換された複素シンボルun,mのN個の直列ストリームに変換し、次いでそれらは変調信号un,m(t)を生成するために変調器341から34Nによって搬送波の周波数f0に同調して変調される。たとえば直交変調については以下のように書くことができる。
Figure 2013510489
次いで、これらの変調信号un,m(t)はフィルタリングされた信号vn,m(t)を生成するためにフィルタ351から35Nによってフィルタリングされる。
Figure 2013510489
次いで、送信アンテナ361から36Nごとの合計N個の伝送信号vn(t)を、j指数(OFDMシンボル)およびm指数(副搬送波)を介して2重和によって計算できる。
Figure 2013510489
あるいは、言い換えれば、
Figure 2013510489
である。
次いで、それぞれの伝送信号vn(t)がN個の送信アンテナ361から36Nのうちの1つにデータを提供する。
したがって、送信局30は計算ユニット36で第1の変換ステップを実行し、次いで周波数f0の信号搬送波上で全て同期したN個のマルチキャリア変調を並行に実行して、伝送信号vn(t)を生成する。
送信局30で使用されるそれぞれの受信機は、図2で記述した受信装置20と実質的に同じである。
それぞれの受信機は受信アンテナ26上で信号を受信して、アンテナkで、
Figure 2013510489
のタイプの受信機デジタルデータzkのストリームを生成するために変換する。上式で、cは逆高速フーリエ変換、変調、復調、およびフーリエ変換の推定上の線形変換を表す複素定数である。
tn(m)を式(1)からの式と置換して合計を逆にすることによって、
Figure 2013510489
が得られる。たとえば、第1の受信機(k=1)の場合、上式は以下のように展開する。
Figure 2013510489
この合計では、第1項は非ゼロであり、それに続く項は小さく、Nが大きくなるにつれて小さくなる。したがって、
Figure 2013510489
と書くことができる。
一般的に、
Figure 2013510489
を得ることができる。
この式(12)は、アンテナkを対象とするデジタルデータskのそれぞれのストリームが、他のデジタルデータストリームからの干渉を有しない受信機データzkのストリームを提供するためにアンテナkに集中していることを意味する。
式(5)の規格化係数αkはあらかじめ定められた定数でよい。
第1の変形では、規格化係数αkは、指数mの副搬送波を介して送信局30によって送信された平均電力Πが受信機kとは無関係であり、値αを有するように計算される。
平均電力Πは、Π=<tn(m).tn *(m)>と等しい。
式(5)は以下のように書くことができる。
Figure 2013510489
Figure 2013510489
であって、なぜなら、
Figure 2013510489
だからであり、上式で<>はシンボルの平均を示し、<s|(m)|2>はシンボルの分散であり、<s(m)>=0である。
次いで、規格化係数のαの値は、
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
第2の変形では、それぞれの受信アンテナk上で同一である受信信号振幅を取得するために規格化係数αkが計算される。
次いで、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは
Figure 2013510489
であり、そのエネルギーは
Figure 2013510489
である。
全ての受信アンテナについて、全ての振幅が同じであることが望ましい。
次いで、送信電力Πは、
Figure 2013510489
によって計算できる。
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
Figure 2013510489
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
第3の変形で、規格化係数αkは、受信アンテナごとにあらかじめ定められた電力値を取得するために、上記の計算を一般化することによって計算される。
次いで、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは、
Figure 2013510489
であり、そのエネルギーは、
Figure 2013510489
である。
次いで、送信電力Πは、
Figure 2013510489
によって計算できる。
式(5)の規格化係数αkは
Figure 2013510489
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
以下の変形では、N.M複素シンボルtn(m)を計算する際、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用される(係数は1と等しいと見なされる)。したがって、
Figure 2013510489
となる。
第4の変形では、第1の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、規格化係数の値αが、
Figure 2013510489
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
第5の変形では、第2の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、それぞれの受信機kで受信されるシンボルはユーザ間干渉を無視している間に受信され、それぞれの受信アンテナk間の干渉が
Figure 2013510489
を意味し、そのエネルギーは、
Figure 2013510489
である。
全ての受信アンテナについて、全ての振幅が同じであることが望ましい。
次いで、送信電力Πは、
Figure 2013510489
によって計算できる。
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
Figure 2013510489
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
第6の変形では、第3の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは、
Figure 2013510489
であり、そのエネルギーは、
Figure 2013510489
である。
送信電力Πは、
Figure 2013510489
によって計算できる。
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
Figure 2013510489
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
最後に、同じ原理を使用して本発明の受信局を実現できる。受信局は、それぞれが高速フーリエ変換を備える、OFDM復調器に先行する計算ユニットを備えることになる。
10 送信装置
11 デマルチプレクサ
13 マルチプレクサ
14 変調器
15 送信フィルタ
16 送信アンテナ
20 受信装置
21 マルチプレクサ
22 高速フーリエ変換
23 デマルチプレクサ
24 復調器
25 受信フィルタ
26 受信アンテナ

Claims (13)

  1. − 指数ｎ（ｎは１とＮとの間であり、Ｎは１以上の整数）の送信アンテナを備える放送局と、
    − 指数ｋ（ｋは１とＫとの間であり、Ｋは１以上の整数）の少なくとも１つの受信機であって、それぞれが少なくとも１つの受信アンテナを備える受信機と
    の間の通信チャネルを介してデジタルデータを送信するための方法であって、
    通信チャネル上でデジタルデータを転送するために周波数ｆ０ の信号搬送が使用され、デジタルデータｓｋ のＫ個のストリームを放送局から並列に転送するように適合された指数ｍ（ｍは１とＭとの間であり、Ｍは１以上の整数）の副搬送波が使用され、デジタルデータｓｋ の各ストリームは指数ｋの各受信機を対象としており、
    前記方法は、
    (a1) デジタルデータｓｋ のＫ個のストリームのそれぞれが、シンボルのＭ個の並列ストリームｓｋ（ｍ） に変換され、それぞれの並列ストリームは、指数ｍの副搬送波を対象としているステップと、
    (b1) Ｎ．Ｍ複素シンボルｔｎ（ｍ） が、Ｋ．Ｍシンボルｓｋ（ｍ） から、
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、
    ＊は複素共役を示し、
    Ｈｋ，ｎ（ｍ） は、副搬送波ｍの対応する周波数における送信アンテナｎと受信アンテナｋとの間の通信チャネルの伝達関数を推定する複素数値であり、
    αｋ は、飽和状態をもたらすような大きすぎる値の複素シンボルｔｎ（ｍ） の取得を回避するように適合された規格化係数であるステップと、
    (c1) Ｎ個の伝達信号ｖｎ（ｔ） を生成するために複素シンボルｔｎ（ｍ） のＮ個のマルチキャリア変調が実行され（ｍは１とＭとの間であり）、各伝達信号ｖｎ（ｔ） は送信アンテナｎを対象としており、全てのマルチキャリア変調は相互に同期しているステップと、
    (d1) 通信チャネル内の各伝達信号ｖｎ（ｔ） は、送信局の送信アンテナｎによって送信されるステップと
    を備える方法。
  2. 前記複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)の前記マルチキャリア変調が、
    (a2)変換された複素シンボルun(m)を生成するために、un(m)=IFFT(tn(m))によって前記複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が計算され、上式でmは1とMとの間であるステップと、
    (b2)これらの変換された複素シンボルun(m)の、シンボルの直列ストリームへの時間的直列化が実行されるステップと、
    (c2)
    Figure 2013510489
     によって送信アンテナnごとに変調信号un,m(t)を生成するために、この直列ストリームの同期変調が周波数f0の信号搬送波で実行され、
    上式で、
    Figure 2013510489
     は実数部であり、
    iは
    Figure 2013510489
     によって定義された複素数であり、tは時間であるステップと、
    (d2)
    Figure 2013510489
     によって、それぞれの変調信号un,m(t)がフィルタリングされて、送信アンテナごとに伝送信号vn(t)が生成され、上式でh(t)は送信フィルタのインパルス応答であるステップとによって行われる、請求項1に記載の方法。
  3. 変換された複素シンボルun(m)を生成するために、前記複素シンボルtn(m)の前記逆高速フーリエ変換(IFFT)が、
    Figure 2013510489
     によって計算される、請求項2に記載の方法。
  4. 前記規格化係数αがあらかじめ定められた定数である、請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。
  5. 前記規格化係数αkが、前記シンボルsk(m)の値および前記通信チャネルHk,n(m)の前記伝達関数の値から計算された値である、請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。
  6. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの分散である、請求項5に記載の方法。
  7. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項5に記載の方法。
  8. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    βkは前記受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項5に記載の方法。
  9. それぞれの複素数値Hk,n(m)が前記副搬送波mの前記対応する周波数で前記送信アンテナnと前記受信アンテナkとの間の前記通信チャネルの転送の位相だけを推定する値である、請求項1から8のいずれか一項に記載の方法。
  10. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
  11. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
  12. 前記規格化係数αkが
    Figure 2013510489
     によって計算され、
    上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
    βkは前記受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
    <>は前記シンボルの平均を示し、
    <|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
  13. -請求項1から8のいずれか一項に記載の方法を実装して、指数n(nは1とNとの間であり、Nは1以上の整数)のN個の伝送信号vn(t)を、指数k(kは1とKとの間であり、Kは1以上の整数)のK個のデジタルデータのストリームskから生成するように適合された計算手段と、
    -通信チャネル上でそれぞれの伝送信号vn(t)を送信するように適合された送信アンテナとを備える、送信局。
JP2012537430A 2009-11-09 2009-11-09 事前等化されたデジタルデータを送信するための方法、およびそのような方法を実装する送信局 Expired - Fee Related JP5456169B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/FR2009/052154 WO2011055024A1 (fr) 2009-11-09 2009-11-09 Procédé pour émettre des données numériques pre-egalisées, et base émettrice mettant en oeuvre un tel procédé

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2013510489A true JP2013510489A (ja) 2013-03-21
JP5456169B2 JP5456169B2 (ja) 2014-03-26

Family

ID=42338192

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012537430A Expired - Fee Related JP5456169B2 (ja) 2009-11-09 2009-11-09 事前等化されたデジタルデータを送信するための方法、およびそのような方法を実装する送信局

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8687726B2 (ja)
EP (1) EP2499796B1 (ja)
JP (1) JP5456169B2 (ja)
CN (1) CN102783109B (ja)
WO (1) WO2011055024A1 (ja)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9686054B2 (en) 2014-07-17 2017-06-20 Origin Wireless, Inc. Joint waveform design and interference pre-cancellation for time-reversal systems
US10440705B2 (en) 2012-12-05 2019-10-08 Origin Wireless, Inc. Method, apparatus, server, and systems of time-reversal technology
US9882675B2 (en) 2013-08-16 2018-01-30 Origin Wireless, Inc. Time-reversal wireless systems having asymmetric architecture
US9226304B2 (en) 2014-03-10 2015-12-29 Origin Wireless, Inc. Time-reversal wireless paradigm for internet of things
US10609711B1 (en) 2015-03-05 2020-03-31 Origin Wireless, Inc. Time-reversal scalability for high network densification
US9407306B2 (en) 2014-04-25 2016-08-02 Origin Wireless, Inc. Quadrature amplitude modulation for time-reversal systems
US10129862B1 (en) 2016-02-16 2018-11-13 Origin Wireless, Inc. Methods, devices, apparatus, and systems for medium access control in wireless communication systems utilizing spatial focusing effect
US9559874B2 (en) 2013-08-16 2017-01-31 Origin Wireless, Inc. Multiuser time-reversal division multiple access uplink system with parallel interference cancellation
US10447094B2 (en) 2016-05-03 2019-10-15 Origin Wireless, Inc. Method, system, and apparatus for wireless power transmission based on power waveforming
US10168414B2 (en) 2014-07-17 2019-01-01 Origin Wireless, Inc. Wireless signals and techniques for determining locations of objects in multi-path environments
US11025475B2 (en) 2012-12-05 2021-06-01 Origin Wireless, Inc. Method, apparatus, server, and systems of time-reversal technology
US9883511B1 (en) * 2012-12-05 2018-01-30 Origin Wireless, Inc. Waveform design for time-reversal systems
US9887864B1 (en) 2014-03-10 2018-02-06 Origin Wireless, Inc. Methods, devices and systems of heterogeneous time-reversal paradigm enabling direct connectivity in internet of things
US10291460B2 (en) 2012-12-05 2019-05-14 Origin Wireless, Inc. Method, apparatus, and system for wireless motion monitoring
US8412252B2 (en) * 2009-12-31 2013-04-02 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method using rate split scheme based on cooperation between receivers
FR2990090A1 (fr) * 2012-04-27 2013-11-01 France Telecom Procede de communication sans-fil avec un recepteur a antennes multiples
US10270642B2 (en) 2012-12-05 2019-04-23 Origin Wireless, Inc. Method, apparatus, and system for object tracking and navigation
US10327213B1 (en) 2015-10-01 2019-06-18 Origin Wireless, Inc. Time-reversal communication systems
US9313020B2 (en) 2014-02-19 2016-04-12 Origin Wireless, Inc. Handshaking protocol for time-reversal system
US10009148B1 (en) 2015-01-22 2018-06-26 Origin Wireless, Inc. Time-reversal technologies for hybrid wireless networks
EP3387849B1 (en) 2015-12-09 2024-08-28 Origin Research Wireless, Inc. Method, apparatus, and systems for wireless event detection and monitoring

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007505558A (ja) * 2003-09-09 2007-03-08 クゥアルコム・インコーポレイテッド Ｍｉｍｏ通信システムにおける複数の並列チャネルのためのインクリメンタル冗長度送信
JP2007523569A (ja) * 2004-02-18 2007-08-16 クゥアルコム・インコーポレイテッド Ｏｆｄｍをベースにしたマルチアンテナ通信システムのための送信ダイバーシティおよび空間拡散

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2748137B1 (fr) 1996-04-24 1998-07-03 Lewiner Jacques Procede pour optimiser la communication radio entre une base fixe et un mobile
US6459740B1 (en) 1998-09-17 2002-10-01 At&T Wireless Services, Inc. Maximum ratio transmission
US6999503B1 (en) * 2000-08-31 2006-02-14 Nokia Mobile Phones Ltd. Partial response signaling for orthogonal frequency division multiplexing
US8208364B2 (en) * 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
EP1698086A2 (en) * 2003-12-27 2006-09-06 Electronics and Telecommunications Research Institute A mimo-ofdm system using eigenbeamforming method
CN102868510B (zh) * 2004-10-29 2016-04-20 夏普株式会社 通信方法和无线发射机
US7636297B1 (en) * 2005-02-07 2009-12-22 Marvell International Ltd. Transmit diversity technique based on channel randomization for OFDM systems
KR100950639B1 (ko) * 2005-03-23 2010-04-01 삼성전자주식회사 주파수 공간 블록 부호화 기법과 단일 반송파 주파수 영역등화 방식을 이용한 송수신 장치 및 방법
US8374257B2 (en) * 2006-06-16 2013-02-12 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for superposition coding and interference cancellation in a MIMO system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007505558A (ja) * 2003-09-09 2007-03-08 クゥアルコム・インコーポレイテッド Ｍｉｍｏ通信システムにおける複数の並列チャネルのためのインクリメンタル冗長度送信
JP2007523569A (ja) * 2004-02-18 2007-08-16 クゥアルコム・インコーポレイテッド Ｏｆｄｍをベースにしたマルチアンテナ通信システムのための送信ダイバーシティおよび空間拡散

Also Published As

Publication number Publication date
WO2011055024A1 (fr) 2011-05-12
US20120207234A1 (en) 2012-08-16
US8687726B2 (en) 2014-04-01
EP2499796B1 (fr) 2015-07-29
JP5456169B2 (ja) 2014-03-26
EP2499796A1 (fr) 2012-09-19
CN102783109B (zh) 2016-04-13
CN102783109A (zh) 2012-11-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5456169B2 (ja) 事前等化されたデジタルデータを送信するための方法、およびそのような方法を実装する送信局
CN101958873B (zh) 一种降低ofdm信号峰均功率比的信息传输方法
CN102932289B (zh) Ofdm系统中基于循环移位估计移位个数及信道响应的方法
US8548101B2 (en) Demodulation method and demodulator for orthogonal frequency multiplexing—multiple input multiple output system
US8681885B2 (en) OFDM receiver and method for compensating for I/Q imbalance
CN101127532B (zh) 正交频分复用通信载频间干扰的抑制方法及系统
EP1243094A1 (en) Estimation of two propagation channels in OFDM
CN102857284B (zh) 数据发射方法、接收方法、装置及系统
CN101005475A (zh) 正交频分复用通信中时间和频率同步的方法及系统
CN101340417A (zh) Ofdm系统中改进型降低峰均比的迭代pts方法
CN101986631A (zh) 一种采用时频域联合的单载波调制的信号传输方法
CN107113265B (zh) 用于多址接入通信系统的有效的fbmc传输和接收
CN101119350B (zh) 正交频分复用系统、快速同步的方法和发送端设备
CN101729479B (zh) 一种基于ofdm信号循环平稳特性的盲信道估计方法
CN108234102A (zh) 一种具有低复杂度检测算法的sm-gfdm系统
EP1118197B1 (en) Time-frequency differential encoding for multicarrier system
CN104580057A (zh) 一种单载波mimo系统的时域导频及其同步方法
CN102769599A (zh) 一种新型正交频分复用系统信号处理方法及装置
WO2005081480A1 (en) Apparatus and method for estimating an effective channel and apparatus and method for providing pilot sequences
CN107426121B (zh) 用于广义频分复用系统的训练序列设计及应用方法和装置
CN103001918B (zh) 非正交频分复用数据的传输方法
JP6743327B2 (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置
KR101275851B1 (ko) ＵＷ(ｕｎｉｑｕｅ－ｗｏｒｄ)를 사용하는 시공간 블록 부호화 기반의 송수신 장치 및 방법
KR101596957B1 (ko) 순환 부캐리어 천이를 이용한 송신 안테나 다이버시티 전송 방법 및 장치
Singh et al. A novel hybrid ICI cancellation technique for OFDM optimization

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130903

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20131111

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20131210

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20140107

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees