JP2013223319A - 電力伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中継用コンデンサ２６を備える電力伝送装置において、この装置の備える電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｓｎの信頼性の低下を回避できる新たな電力伝送装置を提供する。
【解決手段】対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎと、対となる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎとの双方が閉操作されることを回避しつつ、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを制御装置４４によって開閉操作する。ここで、開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士で相違させるように電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開閉操作する。また、開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを対となる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎ同士で相違させるように蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを開閉操作する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、中継用コンデンサを備えて電力を伝送する電力伝送装置に関する。

この種の電力伝送装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、商用電源から供給される交流電力を整流する整流部と、整流部に接続されたＰＦＣ制御用の昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力用コンデンサに一対のスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を介して接続された中継用コンデンサとを備えるものも知られている。この中継用コンデンサには、一対のスイッチング素子を介して車載バッテリが接続されている。この装置によれば、商用電源と車載バッテリとの間を絶縁しつつも商用電源の電力を車載バッテリに供給することができる。

特許第４６５５２５０号公報

ここで、例えば、昇圧チョッパ回路側の一対のスイッチング素子について、開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えを同時に行う場合であっても、これらスイッチング素子の操作状態が同時に切り替わらないことの方が多い。これは、例えば、スイッチング素子の開状態及び閉状態のうち一方から他方への切り替えに実際に要する時間等、スイッチング素子の特性のばらつきに起因する。また、例えば、ゲート信号生成用の制御回路からスイッチング素子のゲートまでの信号伝達時間が一対のスイッチング素子同士で相違することに起因する。

一対のスイッチング素子の操作状態が同時に切り替わらない場合、例えば、これらスイッチング素子のうち特定のスイッチング素子にのみスイッチング損失が生じ、このスイッチング素子の温度が過度に上昇することも考えられる。スイッチング素子の温度が過度に上昇すると、スイッチング素子の信頼性が低下する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、中継用コンデンサを備える電力伝送装置において、この装置が備えるスイッチング素子の信頼性の低下を回避できる新たな電力伝送装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、電源（４０）の電力が充電される中継用コンデンサ（２６）と、前記電源及び前記中継用コンデンサの間を開閉する対となる電源側開閉要素（Ｓｓｐ，Ｓｓｎ）と、前記電源の電力供給対象としての蓄電手段（１０）及び前記中継用コンデンサの間を開閉する対となる蓄電側開閉要素（Ｓｂｐ，Ｓｂｎ）と、前記電源側開閉要素及び前記蓄電側開閉要素の双方が閉操作されることを回避しつつ該電源側開閉要素及び該蓄電側開閉要素を開閉操作する操作手段とを備え、前記対となる電源側開閉要素及び前記対となる蓄電側開閉要素のうち少なくとも一方を対となる開閉操作対象と定義し、開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを前記対となる開閉操作対象同士で相違させることを特徴とする。

上記発明によれば、例えば、対となる電源側開閉要素の開閉操作によって電源及び中継用コンデンサの間を導通状態及び遮断状態のうち一方から他方に切り替える場合に、対となる電源側開閉要素のうちいずれにスイッチング損失を生じさせるかを特定することができる。これにより、例えば、対となる開閉操作対象のそれぞれにスイッチング損失を等しく負わせることなどができ、対となる開閉操作対象のうち一方の温度が過度に上昇することを回避できる。したがって、開閉操作対象の信頼性の低下を回避できる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる電力伝送処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスイッチング手法を示す図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる電力伝送処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる温度の推移を示すタイムチャート。 その他の実施形態にかかるスイッチング手法を示す図。 その他の実施形態にかかるスイッチング手法を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力伝送装置を車載充電装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、高電圧バッテリ１０は、車載主機のための電気エネルギの貯蔵手段であり、端子電圧が例えば百Ｖ以上となるものである。詳しくは、高電圧バッテリ１０は、インバータ１２を介して車載主機としての回転機（モータジェネレータ１４）に接続され、モータジェネレータ１４の回転子は、駆動輪１６に機械的に連結されている。

なお、高電圧バッテリ１０は、車体に対して高インピーダンスを保つようにして配置されている。また、本実施形態では、高電圧バッテリ１０の正極及び負極間の中央値が車体電位となるように設定されている。これは、高電圧バッテリ１０に並列接続された抵抗体１８，２０の接続点の電位を車体電位とすることで実現することができる。ちなみに、抵抗体１８，２０の抵抗値は、高電圧バッテリ１０と車体との間のインピーダンスを十分に大きくすることができるように大きな値とされている。

本実施形態では、車両の外部の交流電源（商用電源４０）の電力を高電圧バッテリ１０に伝送する伝送装置を備えている。すなわち、商用電源４０が接続されるコネクタＣには、フィルタ３２を介して全波整流回路３０が接続されている。全波整流回路３０は、ダイオード３０ａ，３０ｂの直列接続体と、ダイオード３０ｃ，３０ｄの直列接続体とを備えている。そして、ダイオード３０ａ，３０ｂの接続点と、ダイオード３０ｃ，３０ｄの接続点とが入力端子となり、ダイオード３０ａ，３０ｃのカソードと、ダイオード３０ｂ，３０ｄのアノードとが出力端子となる。

全波整流回路３０には、昇圧チョッパ回路２８が接続されている。昇圧チョッパ回路２８は、全波整流回路３０から出力される電力を蓄えるインダクタＬｃと、インダクタＬｃの両端に全波整流回路３０の出力電圧を印加するためのチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃと、インダクタＬｃに蓄えられた電力を出力するダイオードＤｃとを備えている。

昇圧チョッパ回路２８には、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを介して中継用コンデンサ２６が接続されている。詳しくは、昇圧チョッパ回路２８の高電位側の出力端子は、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐを介して中継用コンデンサ２６の一端に接続され、中継用コンデンサ２６の他端は、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎを介して昇圧チョッパ回路２８の低電位側の出力端子に接続されている。ここで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎは、電子制御によって開操作される場合、自身の両端の一方から他方及び他方から一方のいずれの方向にも電流を流さないものである。本実施形態では、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを、互いにソース同士を短絡させた一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成する。ここで、ソース同士を短絡させたのは、一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタの開閉操作を容易とするための設定である。すなわち、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタは、ソースに対するゲートの電位によって開閉操作されるものであるため、ソース同士を短絡させることで、一対のトランジスタのソースの電位を同一とすることができ、ひいては開閉操作を単一の開閉操作信号（電圧信号）によって行うことができる。

中継用コンデンサ２６は、対となる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを介して平滑フィルタ２４に接続されている。詳しくは、中継用コンデンサ２６の一端は、高電位側の蓄電側開閉要素Ｓｂｐを介して平滑フィルタ２４の高電位側入力端子に接続され、平滑フィルタ２４の低電位側入力端子は、低電位側の蓄電側開閉要素Ｓｂｎを介して中継用コンデンサ２６の他端に接続されている。ここで、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎは、電子制御によって開操作される場合、自身の両端の一方から他方及び他方から一方のいずれの方向にも電流を流さないものである。本実施形態では、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを、互いにソース同士を短絡させた一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成する。この設定の狙いは、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの設定の狙いと同一である。

平滑フィルタ２４は、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａと、中継用コンデンサ２６に並列接続されるダイオード２４ｂと、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａを介して中継用コンデンサ２６に並列接続されるコンデンサ２４ｃとを備える。平滑フィルタ２４は、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの間歇的な閉操作に関わらず、高電圧バッテリ１０側に出力される電流の急激な変化を回避するための回路である。

平滑フィルタ２４には、フィルタ２２を介して高電圧バッテリ１０が接続されている。フィルタ２２は、例えばコモンモードチョークコイルと、Ｘコンデンサ、Ｙコンデンサを備えて構成される。

チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃ、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎは、駆動回路４２ｃ，４２ｓｐ，４２ｓｎ，４２ｂｐ，４２ｂｎを介して制御装置４４によって操作される。制御装置４４は、ＣＰＵ及びメモリ等を備えて構成され、メモリに記憶されたソフトウェアによってこれら開閉要素の開閉操作信号を生成し、生成された開閉操作信号を駆動回路を介してこれら開閉要素に伝達する。これにより、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃ、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎが開閉操作される。ここで、制御装置４４は、高電圧バッテリ１０の負極とは相違する電位を基準電位とするものである。特に本実施形態では、車体電位を基準電位とする。

上記駆動回路４２ｃ，４２ｓｐ，４２ｓｎ，４２ｂｐ，４２ｂｎは、制御装置４４側と高電圧バッテリ１０側とを絶縁しつつ上記開閉操作信号を伝達する機能を有している。なお、本実施形態では、これら駆動回路は互いに同一である。このため、図１には、電源側開閉要素Ｓｓｐの駆動回路４２ｓｐのみ詳細を示している。

続いて、電源側開閉要素Ｓｓｐの駆動回路４２ｓｐを例にして、駆動回路について詳しく説明する。

駆動回路４２ｓｐは、パルストランスＰＴ及び抵抗体４６を備えている。パルストランスＰＴは、１つの１次側コイル４８ａと、１つの２次側コイル４８ｂとを備え、制御装置４４から１次側コイル４８ａに入力される開閉操作信号を２次側コイル４８ｂに出力する磁気絶縁素子である。

パルストランスＰＴの２次側コイル４８ｂの一端は、電源側開閉要素Ｓｓｐのソースに接続され、２次側コイル４８ｂの他端は、抵抗体４６を介して電源側開閉要素Ｓｓｐのゲートに接続されている。

こうした構成において、制御装置４４から１次側コイル４８ａに閉操作信号が入力されると、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐのゲートに電荷（正の電荷）が充電され、電源側開閉要素Ｓｓｐが閉状態（オン状態）とされる。一方、１次側コイル４８ａに開操作信号が入力されると、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐのゲートから電荷が放電され、電源側開閉要素Ｓｓｐが開状態（オフ状態）とされる。

続いて、本実施形態にかかる上記昇圧チョッパ回路２８ついて詳しく説明する。

昇圧チョッパ回路２８は、出力側に設けられるコンデンサを備えていない。換言すれば、周知の昇圧チョッパ回路における出力側のコンデンサを中継用コンデンサ２６で代用している。これにより、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎが閉状態とされる場合において、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを介して中継用コンデンサ２６に短絡されるコンデンサを備えないこととなる。これは、短絡されるコンデンサを備える場合、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作に伴って、そのコンデンサから中継用コンデンサ２６へと過度に大きい電流が流れる事態が生じ得ることに鑑み、これを回避するための設定である。

ここで、上記過度に大きい電流が流れる事態を回避するためには、他にも例えば、（ａ）中継用コンデンサ２６の静電容量を小さくすることや、（ｂ）電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのオン抵抗等、昇圧チョッパ回路２８及び中継用コンデンサ２６の間の電気抵抗を大きくすることが考えられる。しかし、（ａ）の手法を採用する場合、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開閉操作１周期の間に伝送可能な電力が過度に小さくなるため、伝送速度が低下しやすい。これに対し、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開閉周波数を高くする場合には、スイッチング損失が大きくなり、また（ｂ）の手法を採用する場合、損失が大きくなり、伝送効率が低下する。

これに対し、昇圧チョッパ回路２８の出力側のコンデンサを中継用コンデンサ２６で代用することで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作に伴って中継用コンデンサ２６に流れる電流の変化速度をインダクタＬｃによって制限することができる。すなわち、まず、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃが閉操作される場合、全波整流回路３０、インダクタＬｃ及びチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃを備える閉回路（第１の閉回路）に電流が流れることで、インダクタＬｃにエネルギが蓄積される。そして、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃが開操作されることで、全波整流回路３０、インダクタＬｃ及び中継用コンデンサ２６を備える閉回路（第２の閉回路）に電流が流れる。この際、中継用コンデンサ２６に流入する電流の増加速度は、インダクタＬｃのインダクタンスによって制限される。このため、ダイオードＤｃのカソード側から中継用コンデンサ２６までの間の電気経路の抵抗値を小さくしたり、中継用コンデンサ２６の静電容量をある程度大きくしたりすることができる。

なお、上記チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃの開閉操作は、昇圧チョッパ回路２８をＰＦＣ回路として利用するために行う。ここでは、例えば、開閉操作１周期に対する閉期間の時比率を、全波整流回路３０の出力電流位相に応じて可変操作すればよい。

次に、図２を用いて、本実施形態にかかる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの開閉操作手法（スイッチング手法）について説明する。なお、図２（ａ）は、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃの操作状態の推移を示し、図２（ｂ），（ｃ）は、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの操作状態の推移を示し、図２（ｄ），（ｅ）は、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの操作状態の推移を示す。

本実施形態では、以下（Ａ）〜（Ｃ）の条件を満たすようにこれら開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｂｐ，Ｓｂｎを開閉操作する。

（Ａ）電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎと、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎとの双方が閉操作される期間が設けられないとの条件。

この条件は、高電圧バッテリ１０側と商用電源４０側との絶縁を維持するための条件である。なお、図２には、上記条件を満足させるための一例として、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎと、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎとの双方が開操作される期間を、時刻ｔｓ２〜ｔｂ１及び時刻ｔｂ４〜ｔｓ３の期間で示した。

（Ｂ）チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃを開操作に切り替えるタイミング（時刻ｔｃ２）以前のタイミング（時刻ｔｓ３，ｔｓ４）において電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを閉操作に切り替え、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃを閉操作に切り替えるタイミング（時刻ｔｃ１）より後のタイミング（時刻ｔｓ１，ｔｓ２）において電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開操作に切り替えるとの条件（図２参照）。

この条件は、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃが閉状態から開状態に切り替えられる際に電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎが開状態となっていると、ダイオードＤｃのアノード側の電圧が過度に高くなるおそれがあるため、これを回避するための条件である。

（Ｃ）高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐの開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミング（時刻ｔｓ１，ｔｓ３）を低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎの上記切り替えタイミング（時刻ｔｓ２，ｔｓ４）と相違させ、また、高電位側の蓄電側開閉要素Ｓｂｐの開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミング（時刻ｔｂ１，ｔｂ３）を低電位側の蓄電側開閉要素Ｓｂｎの上記切り替えタイミング（時刻ｔｂ２，ｔｂ４）と相違させるとの条件。

この条件は、開状態への切り替えに伴うスイッチング損失（ターンオフ損失）と、閉状態への切り替えに伴うスイッチング損失（ターンオン損失）とを、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ（蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎ）のうちいずれに生じさせるかを特定するための条件である。特に、本実施形態では、上記条件（Ｃ）を、図３に示すように、開閉要素Ｓ＃￥（＃＝ｓ，ｂ；￥＝ｐ，ｎ）の開閉操作1周期において、低電位側の開閉要素Ｓ＃ｎにターンオン損失を生じさせ、高電位側の開閉要素Ｓ＃ｐにターンオフ損失を生じさせる条件としている。このため、開閉操作1周期におけるスイッチング損失の発生回数を高電位側の開閉要素Ｓ＃ｐと低電位側の開閉要素Ｓ＃ｎとで同一とすることができ、これら開閉要素Ｓ＃ｐ，Ｓ＃ｎのうちいずれかにスイッチング損失が大きく偏ることを回避でき、開閉要素の温度が過度に上昇するのを回避できる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）開閉要素Ｓ＃￥の開閉操作１周期において、低電位側の開閉要素Ｓ＃ｎにターンオン損失を生じさせ、高電位側の開閉要素Ｓ＃ｐにターンオフ損失を生じさせるようにこれら開閉要素Ｓ＃￥を開閉操作した。このため、高電位側の開閉要素Ｓ＃ｐ及び低電位側の開閉要素Ｓ＃ｎのうちいずれか一方の温度が過度に上昇することを回避でき、ひいては開閉要素Ｓ＃ｐ，Ｓ＃ｎの信頼性の低下を好適に回避できる。

（２）昇圧チョッパ回路２８における出力側のコンデンサを中継用コンデンサ２６で代用した。これにより、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作に伴って、中継用コンデンサ２６に過度に大きい電流が流れる事態を回避できる。

（３）昇圧チョッパ回路２８及び中継用コンデンサ２６の間を接続する対となる経路（正極側経路及び負極側経路）のそれぞれに対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのそれぞれを設け、中継用コンデンサ２６及び平滑フィルタ２４の間を接続する対となる経路のそれぞれに対となる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎのそれぞれを設けた。また、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｓｎのそれぞれを、互いにソース同士を短絡させた一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成した。こうした構成によれば、商用電源４０側と高電圧バッテリ１０側との絶縁性能を高めることができる。このため、例えば、全波整流回路３０の低電位側の出力端子（ダイオード３０ｂ，３０ｄのアノード）側と車体との間に接触する部材が生じる場合であっても、この部材を介して高電圧バッテリ１０の充放電がなされる事態を好適に回避できる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎ同士で切り替えタイミングを相違させる構成を図４に示す構成に変更する。なお、図４において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、制御装置４４は、駆動回路４９ｓを介して電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開閉操作する。また、制御装置４４は、駆動回路４９ｂを介して蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを開閉操作する。本実施形態では、これら駆動回路４９ｓ，４９ｂは互いに同一である。

続いて、本実施形態にかかる上記駆動回路について、駆動回路４９ｓを例にして詳しく説明する。

駆動回路４９ｓの備えるパルストランスＰＴは、１つの１次側コイル５０ａと、２つの２次側コイル５０ｂ，５０ｃとを備え、制御装置４４から１次側コイル５０ａに入力される開閉操作信号を２次側コイル５０ｂ，５０ｃに出力する。

パルストランスＰＴの２次側コイル５０ｂの一端は、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐのソースに接続され、２次側コイル５０ｂの他端は、抵抗体５２を介して電源側開閉要素Ｓｓｐのゲートに接続されている。

一方、パルストランスＰＴの２次側コイル５０ｃの一端は、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎのソースに接続され、２次側コイル５０ｃの他端は、抵抗体５４を介して電源側開閉要素Ｓｓｎのゲートに接続されている。

なお、本実施形態では、抵抗体５２の抵抗値Ｒ１は、抵抗体５４の抵抗値Ｒ２よりも小さく設定されている。

上記回路構成によれば、制御装置４４から駆動回路４９ｓへと単一の開閉操作信号を出力することで、上記条件（Ｃ）を満足するように対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開閉操作することができる。これは、抵抗体５２，５４の抵抗値Ｒ１，Ｒ２の上記設定により、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのゲートの充電時において、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎのゲートへの電荷の充電速度が高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐのゲートへの電荷の充電速度よりも低くなるからである。すなわち、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐに出力された閉操作信号に対して低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎに出力された閉操作信号が遅延されるからである。また、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのゲートの放電時において、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎのゲートからの電荷の放電速度が高電位側の電源側開閉要素Ｓｎｐのゲートからの電荷の放電速度よりも低くなるためである。すなわち、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐに出力された開操作信号に対して低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎに出力された開操作信号が遅延されるからである。なお、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎについても同様である。

そして、これにより、高電位側の開閉要素Ｓ＃ｐ（＃＝ｓ，ｂ）にのみターンオフ損失が生じ、低電位側の開閉要素Ｓ＃ｎにのみターンオン損失が生じることとなる。

このように、本実施形態では、駆動回路４９ｓ，４９ｂを上記回路構成とした、このため、簡素なハードウェアによって上記条件（Ｃ）を満足させることができる。

さらに、上記回路構成によれば、例えば、ソフトウェアによって上記条件（Ｃ）を満足できる開閉操作信号を生成する構成と比較して、開閉操作信号の生成プログラムの開発工数の低減を図ることなどもできる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士及び対となる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎ同士の温度差が小さくなるように、これら開閉要素の操作状態を変更する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、電力伝送装置には、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの温度を検出する電源側温度センサＴｓｐ，Ｔｓｎと、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの温度を検出する蓄電側温度センサＴｂｐ，Ｔｂｎとが設けられている。これら温度センサＴｓｐ，Ｔｓｎ，Ｔｂｐ，Ｔｂｎの出力信号は、図示しないインターフェースを介して制御装置４４に入力される。なお、本実施形態では、上記温度センサＴｓｐ，Ｔｓｎ，Ｔｂｐ，Ｔｂｎとして、測温抵抗体を用いている。

次に、本実施形態にかかる温度差縮小処理について説明する。なお、上記処理は、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎのそれぞれで同一である。このため、以下では、上記処理について電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを例にして説明する。

温度差縮小処理は、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の温度差の絶対値を規定値（＞０）未満とすべく、上記条件（Ａ）〜（Ｃ）を満足させつつ、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのスイッチング手法を先の図２に示したスイッチング手法から変更する処理である。具体的には、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の温度差の絶対値が規定値以上になると判断されたことをトリガとして、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開閉操作１周期においてこれら電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのうち温度が低い方にのみスイッチング損失が生じるようにスイッチング手法を変更する。この処理は、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのターンオン損失及びターンオフ損失が互いに等しくない場合等、先の図２に示したスイッチング手法によってもこれら開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の温度差が大きくなり得ることに鑑みた処理である。

ここで、図６に、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのうち高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐの温度が低い場合における温度差縮小処理の一例を示した。なお、図６（ａ）〜（ｃ）は、先の図２（ａ）〜（ｃ）に対応している。

図に示す例では、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐの閉操作への切り替えタイミング（時刻ｔ１）を、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎの閉操作への切り替えタイミング（時刻ｔ２）よりも後のタイミング（時刻ｔ３）となるように高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐの閉操作期間（パターン幅）を変更している。これにより、高電位側の電源側開閉要素Ｓｓｐにのみスイッチング損失が生じ、低電位側の電源側開閉要素Ｓｓｎには導通損失のみが生じることとなる。そしてこれにより、図７に示すように、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の温度差が小さくなる。

ちなみに、温度差縮小処理は、例えば、対となる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の温度差の絶対値が規定値未満になると判断されるまで実行すればよい。

このように、本実施形態では、上記温度差縮小処理によって対となる開閉要素Ｓ＃￥（＃＝ｓ，ｂ；￥＝ｐ，ｎ）の温度差を小さくすることができる。このため、例えば、対となる開閉要素Ｓ＃￥の特性のばらつき等によってこれら開閉要素Ｓ＃￥のスイッチング損失が相違する場合であっても、この相違に起因する上記温度差を温度差縮小処理によって吸収することができる。これにより、開閉要素Ｓ＃￥の信頼性をいっそう高めることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・対となる開閉要素Ｓ＃￥のスイッチング手法としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、図８や図９に示すスイッチング手法であってもよい。この場合であっても、開閉操作２周期（規定期間）において対となる開閉要素Ｓ＃ｐ，Ｓ＃ｎのそれぞれのスイッチング損失の発生回数は互いに同一である。この手法は、例えば、ターンオン損失及びターンオフ損失が相違する開閉要素を採用する場合に有効であると考えられる。

・開閉操作対象としては、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの双方に限らない。例えば、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎのうち一方のみおいて操作状態の切り替えに起因するスイッチング損失の偏りが問題となるなら、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎのうち一方を上記開閉操作対象としてもよい。

・開閉操作対象（電源側開閉要素、蓄電側開閉要素）としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのドレイン同士を短絡させたものを用いてもよい。ただしこの場合、一対のトランジスタのそれぞれを駆動する各別の駆動回路を設けることが要求される。また、ＭＯＳ電界効果トランジスタとしては、Ｎチャネルのものに限らず、Ｐチャネルのものであってもよい。

また、例えば、上記開閉操作対象を単一のＭＯＳ電界効果トランジスタとダイオードとの直列接続体によって構成してもよい。この際、ダイオードは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの寄生ダイオードとは逆方向を順方向とするものとする。

さらに、例えば、上記開閉操作対象を開状態に電子操作されることで単一の方向にのみ電流を流す素子（例えばＩＧＢＴ）としてもよい。なお、ＩＧＢＴを用いる場合、ＩＧＢＴにダイオードを逆並列接続してかつ、このダイオードと逆方向を順方向とするダイオードをさらに直列接続することが望ましい。

・対となる開閉操作対象（電源側開閉要素、蓄電側開閉要素）としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、上述した一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのドレイン同士を短絡させたものを開閉操作対象として採用する場合、上記ドレイン同士を短絡させたものを対となる開閉操作対象としてもよい。このとき、一対のＭＯＳ電界効果トランジスタに対して、開操作及び閉操作のうち一方から他方への切替を同時に行ったとしても、実際の切り替えタイミングが相違して特定のＭＯＳ電界効果トランジスタの温度が過度に上昇するおそれがあるなら、本願発明の適用が有効である。

・上記第１の実施形態では、昇圧チョッパ回路２８及び高電圧バッテリ１０の間を、１組の電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎ、中継用コンデンサ２６及び蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを介して接続したがこれに限らない。例えば、昇圧チョッパ回路２８及び高電圧バッテリ１０の間を、複数組の電源側開閉要素、中継用コンデンサ及び蓄電側開閉要素を介して接続してもよい。

・上記第１の実施形態において、中継用コンデンサ２６とは別の出力側コンデンサを昇圧チョッパ回路２８に設けてもよい。

・温度センサとしては、上記第３の実施形態に例示したものに限らず、例えば、感温ダイオードやサーミスタであってもよい。

・上記第３の実施形態では、対となる開閉要素Ｓ＃ｐ，Ｓ＃ｎ（＃＝ｓ，ｂ）に各別に温度センサを備えたがこれに限らず、これら開閉要素Ｓ＃ｐ，Ｓ＃ｎで１つの温度センサを共有する構成を採用してもよい。

・インダクタＬｃとしては、昇圧チョッパ回路２８を構成するものに限らない。例えば、全波整流回路３０に並列接続される一対のスイッチング素子の直列接続体と、中継用コンデンサ２６に並列接続される一対のスイッチング素子の直列接続体と、それら一対の直列接続体のスイッチング素子のそれぞれの接続点同士を接続するインダクタとを備える昇降圧回路を構成するインダクタであってもよい。

・電源としては、交流電源に限らず、直流電源であってもよい。

・上記各実施形態において、交流電源の電流を整流する手段としては、全波整流回路に限らず、例えば、半波整流回路であってもよい。

・蓄電手段としては、車載主機としての回転機の電気エネルギを貯蔵する高電圧バッテリ１０に限らない。例えば、住宅内に備えられるバッテリであってもよい。

１０…高電圧バッテリ、２６…中継用コンデンサ、４０…電源、Ｓｓｐ，Ｓｓｎ…電源側開閉要素、Ｓｂｐ，Ｓｂｎ…蓄電側開閉要素。

Claims (6)

1. 電源（４０）の電力が充電される中継用コンデンサ（２６）と、
   前記電源及び前記中継用コンデンサの間を開閉する対となる電源側開閉要素（Ｓｓｐ，Ｓｓｎ）と、
   前記電源の電力供給対象としての蓄電手段（１０）及び前記中継用コンデンサの間を開閉する対となる蓄電側開閉要素（Ｓｂｐ，Ｓｂｎ）と、
   前記電源側開閉要素及び前記蓄電側開閉要素の双方が閉操作されることを回避しつつ該電源側開閉要素及び該蓄電側開閉要素を開閉操作する操作手段とを備え、
   前記対となる電源側開閉要素及び前記対となる蓄電側開閉要素のうち少なくとも一方を対となる開閉操作対象と定義し、
   開操作及び閉操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを前記対となる開閉操作対象同士で相違させることを特徴とする電力伝送装置。
2. 規定期間におけるスイッチング損失の発生回数を前記対となる開閉操作対象同士で同一とすべく、前記切り替えタイミングを前記対となる開閉操作対象同士で相違させることを特徴とする請求項１記載の電力伝送装置。
3. 前記対となる開閉操作対象に対して同一の開閉操作信号を出力する信号出力手段（４４）を備え、
   前記相違させることとは、前記対となる開閉操作対象のうち一方に出力された前記開閉操作信号に対して他方に出力された前記開閉操作信号を遅延させるハードウエア（５２，５４）が当該電力伝送装置に備えられていることであることを特徴とする請求項１又は２記載の電力伝送装置。
4. 前記対となる開閉操作対象のうち温度が低い方の規定期間におけるスイッチング損失の発生回数を温度が高い方の該発生回数よりも多くすべく、前記切り替えタイミングを前記対となる開閉操作対象同士で相違させるように該開閉操作対象を開閉操作する温度差縮小手段を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の電力伝送装置。
5. 前記電源及び前記電源側開閉要素の間には、前記電源の電力を蓄えるインダクタ（Ｌｃ）とチョッパ制御用スイッチング素子（Ｓｃ）とが備えられ、
   前記チョッパ制御用スイッチング素子の開閉操作に応じて、前記電源から前記インダクタに流れる電流を漸増させる第１の閉回路（Ｌｃ，Ｓｃ，３０）と、前記インダクタに流れる電流を漸減させる第２の閉回路（Ｌｃ，Ｄｃ，Ｓｓｐ，２６，Ｓｓｎ，３０）とが形成され、
   前記第２の閉回路には、前記中継用コンデンサが備えられ、
   前記対となる電源側開閉要素の両端のうち前記中継用コンデンサの接続されていない側には、前記対となる電源側開閉要素が閉状態とされることで前記中継用コンデンサに短絡される別のコンデンサが接続されていないことを特徴とする請求項１〜４のいずれか1項に記載の電力伝送装置。
6. 前記対となる電源側開閉要素のそれぞれは、前記電源及び前記中継用コンデンサの間を接続する対となる経路のそれぞれに設けられ、
   前記対となる蓄電側開閉要素のそれぞれは、前記中継用コンデンサ及び前記蓄電手段の間を接続する対となる経路のそれぞれに設けられていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の電力伝送装置。

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