JP2013207557A - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数帯域を効率よく利用できる無線通信装置を提供する。
【解決手段】無線送信機１０００では、変調部１２，Ｓ／Ｐ変換部，フーリエ変換部１６、スペクトラムマッピング部２０、周波数変換部４０−２等により、データ信号をスペクトラム分割シングルキャリア変調方式により送信するための信号に変換する。振幅位相制御部９０は、アレーアンテナの各アンテナ１００−１〜１００−Ｍに送受される信号の振幅と位相を制御する。検出器８０は、アレーアンテナの放射パターンを制御しながら受信した信号強度を計測し、その計測結果に基づいて、制御部１０２は、データ送信に使用する周波数帯域において、他の装置によっては未使用な空き周波数帯域と当該空き周波数帯域にそれぞれ対応した放射パターンを決定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、空き周波数帯域を用いて通信を行う無線通信装置等に関する。

無線ＬＡＮ（wireless local area network）や無線ＰＡＮ（wireless personal area network）の急速な普及に伴い、２．４ＧＨｚや５ＧＨｚ等のＩＳＭ（industrial, scientific and medical）帯における無線需要は増加の一途を辿っている。従って、有限である無線リソースの有効利用は今後益々重要となるが、ＩＳＭ帯においては複数の無線通信システムが自律分散的に運用されており、これらが同一周波数帯域を共用する環境においては、相互干渉に起因する無線リソースの利用効率の低下やシステム間の公平性の劣化が問題となる。

ここで、従来、ＩＳＭ帯などにおいて、断片化した空き周波数帯域を集積し、一つの無線チャネルとして用いるダイナミックスペクトラムアクセス（ＤＳＡ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｃｃｅｓｓ）のコンセプトが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

また、そのＤＳＡに適したスペクトラム制御方式として、シングルキャリア変調のスペクトラムをバンドパスフィルタにより複数の帯域に分割し、それぞれを周波数変換して伝送するスペクトラム分割シングルキャリア変調方式も提案されている（例えば、特許文献１，非特許文献２，３，４参照）。

このようなシングルキャリア変調のＤＳＡシステムの狙いは周波数領域において断片化された未使用無線リソースを束ねて活用することにある。そこで、ＤＳＡシステムの信号伝送方式として、周波数領域に散在する未使用無線リソースを集積可能であり、かつ非同期で自律分散的に運用される他の無線通信システムとの共存に適したスペクトラム分割シングルキャリア伝送方式が提案されている。

また従来、無線ＬＡＮにおいてアレーアンテナを用いて空間的に存在する空き周波数帯域を測定し、通信に利用する方法が提案されている(例えば、非特許文献５)。

特開２０１０−２３２８５７号公報

太郎丸真、矢野一人、塚本悟司、上羽正純、「ISMバンドにおける高効率周波数共用に向けたダイナミックスペクトラムアクセスシステムのコンセプト提案」、信学技報, vol. 108, no. 446, SR2008-97, pp.53-57, 2009年3月 矢野一人, 鄭吉秀, 鈴木康夫, 塚本悟司, 太郎丸真, 上羽正純, 「ISMバンドにおける高効率周波数共用に向けたダイナミックスペクトラムアクセスシステムの物理チャネル構成に関する検討」、信学技報, SR2008-98, pp. 59-64, 2009年3月 矢野一人、大島浩嗣、宇野雅博、小林聖、「スペクトラム分割シングルキャリア伝送を用いたＩＳＭ帯ＤＳＡシステムの同期および復調処理」、信学技報, vol. 111, no. 417, SR2011-79, pp.9-19, 2012年1月 矢野一人、大島浩嗣、塚本悟司、宮坂朋宏、佐藤幹、中本成洋、北沢祥一、岡智広、相河聡、宇野雅博、「ＩＳＭ帯の周波数資源有効利用に向けたＤＳＡシステムの研究開発」、信学技報, vol. 111, no. 452, SR2011-79, pp.65-72, 2012年3月 M. Takai, J. Martin, A. Ren, and R. Bagrodia, "Directional Virtual Carrier Sensing for Directional Antennas in Mobile Ad Hoc Networks, "in Proc. of the 3rd ACM international symposium on Mobile ad hoc networking and computing, pp. 183-193, ACM Press, 2002.

しかしながら、このような無線ＬＡＮにおいてアレーアンテナを用いる方法では、周波数軸上で断片的に存在する空き周波数を利用することができないため、十分な周波数の有効利用をすることができない。

図１２は、このような従来の無線ＬＡＮにおいてアレーアンテナを用いる方法を説明するための概念図である。

図１２（ａ）は、周波数帯域の割当の概念を説明する図であり、図１２（ｂ）は、アレーアンテナによる放射パターンを説明するための図である。

図１２（ｂ）では、基地局が、３本のアレーアンテナを用いて、３つの方向（＃ａ方向、＃ｂ方向、＃ｃ方向）への指向性パターンを形成している状態を示す。

まず、図１２（ａ）に示すように、基地局は、＃ａ方向、＃ｂ方向、＃ｃ方向について、それぞれ、他システムの使用周波数帯域をセンシングする。

基地局が、図１２（ａ）に示すような通信データの周波数帯域を使おうとする場合、＃ｂ方向については帯域に空きがあるため通信可能であるものの、＃ａ方向、＃ｃ方向については、帯域に空きがないため通信できない。

一方で、従来のＤＳＡにおけるスペクトラム分割シングルキャリア変調方式を用いた通信装置では、このような空間的な空き周波数の帯域の利用については、検討されてきていない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数帯域を効率よく利用できる無線通信装置または無線通信方法を提供することを目的とする。

この発明のある局面に従うと、空き周波数帯域を用いて通信を行う無線通信装置であって、データ信号をスペクトラム分割シングルキャリア変調方式により送信するための信号に変換するための信号変換手段と、少なくとも２つ以上のアンテナを含むアレーアンテナと、アレーアンテナの各アンテナに送受される信号の振幅と位相を制御する振幅位相制御手段と、振幅位相制御手段により各アンテナに対する振幅位相を制御して、アレーアンテナの放射パターンを制御しながら受信した信号強度を計測する計測手段と、計測手段における計測結果に基づいて、データ送信に使用する周波数帯域において、他の装置によっては未使用な空き周波数帯域と当該空き周波数帯域にそれぞれ対応した放射パターンを決定し、当該空き周波数帯域の各々において使用する放射パターンに対応した振幅位相を算出し、振幅位相制御手段を制御して通信を行うための制御手段とを備える。

好ましくは、振幅位相制御手段は、セル内の多元接続を時分割多重により行うために、時分割多重のスロットごとに、通信先の方向の指向性強度に対して他の装置が通信中の空間領域の方向に対する指向性強度が弱くなるように、アレーアンテナの指向性を制御する。

好ましくは、スペクトラム分割シングルキャリア変調方式においては、データ通信に使用するための複数の所定の周波数帯域にそれぞれ対応する複数のデータチャネルが予め規定されており、無線通信装置は、データ送信に使用する周波数帯域を分割して、データチャネルのうち空き周波数帯域に対応するデータチャネルの周波数帯域に変換するための周波数変換手段をさらに備え、制御手段は、計測手段の計測により受信強度がより低いと判定されたデータチャネルに対して、分割した周波数帯域の空き周波数帯域への割当を実行する。

好ましくは、計測手段は、アレーアンテナの空間軸方向を等分し、ビーム方向を各方向に切り換えながら、逐次センシングを行うことで、信号強度の計測を行う。

好ましくは、計測手段は、異なる複数の方向に個別にアレーアンテナの指向性が向くように制御して、複数の方向について並行して、信号強度の計測を行う。

この発明の他の局面に従うと、スペクトラム分割シングルキャリア変調方式により空き周波数帯域を用いて通信を行う通信方法であって、送信機が、アレーアンテナの各アンテナで受信される信号の振幅と位相を制御して、アレーアンテナの放射パターンを制御しながら受信した信号強度を計測するステップと、送信機が、信号強度の計測結果に基づいて、データ送信に使用する周波数帯域において、他の装置によっては未使用な空き周波数帯域と当該空き周波数帯域にそれぞれ対応した放射パターンを決定するステップと、送信機が、当該空き周波数帯域の各々において使用する放射パターンに対応した振幅位相を算出し、アレーアンテナの各アンテナで送信される信号の振幅と位相を制御して、通信を行うための制御手段とを備える。

本発明によれば、空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数帯域を測定し、データ通信時において通信に使用する周波数帯域毎に放射パターンをそれぞれ制御することで、空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数を効率よく利用することができる。

実施の形態の無線通信システムにおける無線送信装置１０００の構成を示すブロック図である。 空間軸スペクトラムセンシング手法の概念を示す概念図である。 空間軸スペクトラムセンシングを実行する際のビーム制御の方法の例を説明するための概念図である。 ２．４ＧＨｚ ＩＳＭ帯で運用する本実施の形態のシステムの周波数チャネル構成の例を示す概念図である。 本実施の形態の無線通信システムのタイムフレーム構成を示す図である。 スペクトラム分割前の変調波形を整形の概念を示す図である。 アンテナが指向性を有さない場合の周波数帯の分割を割当を示す図である。 本実施の形態において、アンテナ指向性を利用した空間分割多重接続を行う場合の構成を説明する図である。 無線送信装置１０００が、空間スペクトラムセンシングの結果に基づいてデータチャネルの割当を行う手順を説明した第１のフローチャートである。 無線送信装置１０００が、空間スペクトラムセンシングの結果に基づいてデータチャネルの割当を行う手順を説明した第２のフローチャートである。 無線通信システムにおける受信機の構成の例を示す図である。 従来の無線ＬＡＮにおいてアレーアンテナを用いる方法を説明するための概念図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムについて、図に従って説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。

図１は、実施の形態の無線通信システムにおける無線送信装置１０００の構成を示すブロック図である。

なお、図１に示すような無線送信装置１０００の構成は、基地局または移動端末のいずれにおいても、採用可能なものである。

図１においては、後に説明するような制御チャネルの信号の送信のための構成については、図示省略している。

図１を参照して、無線送信装置１０００は、入力ノード１０から与えられるデジタル信号に対して、送信のための信号処理を行う、変調部１２と、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１４と、フーリエ変換部１６と、スペクトラムマッピング部２０と、後に説明するように送信する信号をＮ個の所定の帯域の信号に分割するためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）３０−１〜３０−Ｎと、制御部１０２の制御により分割された周波数帯域の信号を指定された周波数帯域の信号へと変換するための周波数変換部４０−１〜４０−Ｎと、振幅位相制御器９０の制御により送信信号に対して指向性を付与するための位相振幅の変換を行う重み係数乗算部５０−１〜５０−Ｎと、Ｍ本のアンテナ１００−１〜１００−Ｍにそれぞれ対応して設けられ、重み係数乗算部５０−１〜５０−Ｎからの信号をアップコンバートするためのアップコンバータ６０−１〜６０−Ｍとを備える。

変調部１２は、デジタル信号である通信データを受け付け、その通信データをデジタル変調する。なお、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）特性をよくするためなどの目的で、スペクトラム分割前の変調波形をロールオフフィルタにより整形してもよい（そのことについては、例えば、次の文献を参照されたい）。

文献：鈴木康夫、矢野一人、上羽正純、「スペクトラム分割シングルキャリア伝送の波形整形効果」、２０１０年電子情報通信学会ソサイエティ大会，Ｂ−５−１３７，ｐ．４９１，２０１０年９月
Ｓ／Ｐ変換部１４は、デジタル変調された通信データを、複数の並列配列の信号に変換する。なお、デジタル変調時にロールオフフィルタを用いた場合には、ＩＦＦＴフレーム境界付近の出力信号が歪んでしまうため、Ｓ／Ｐ変換部１４及びＰ／Ｓ変換部６４において、重複Ｓ／Ｐ変換及び重複Ｐ／Ｓ変換を行ってもよい。

フーリエ変換部１６は、Ｓ／Ｐ変換後の複数の並列配列の信号を受け付け、それらの信号を並列に高速フーリエ変換することによって、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。

スペクトラムマッピング部２０は、高速フーリエ変換後の信号を受け付け、その信号に対してスペクトラムマッピングを行う。

具体的には、スペクトラムマッピング部２０は、高速フーリエ変換後の信号をＮ個のＢＰＦ３０−１〜３０−Ｎに対してＮ個に分割して出力する。なお、スペクトラムマッピング部２０は、高速フーリエ変換後の並列配列の信号である、複数の分割送信スペクトラムブロックに含まれる複数の周波数成分を、制御部１０２によって設定される複数の周波数帯域に分割するためのマッピング行列を生成し、そのマッピング行列を用いて、複数の分割送信スペクトラムブロックに含まれる複数の周波数成分を複数の周波数帯域に分割してもよい。

なお、周波数変換部４０−１〜４０−Ｎは、Ｓ／Ｐ変換時に重複Ｓ／Ｐ変換を行っている場合には、周波数変換後の信号位相が不連続となるため、位相補正も行う（上記文献参照）。このＮは、通信で用いられるサブスペクトラムの個数であり、１以上の整数である。複数のサブスペクトラムを用いて通信を行う場合には、Ｎは２以上である。

重み係数乗算部５０−１は、周波数変換部４０−１からの信号に対して、振幅位相制御部９０から与えられる重み係数を乗算するための乗算器５２−１１〜５２−１Ｍを含む。他の重み係数乗算部５０−２〜５０−Ｎも同様の構成を有する。

アップコンバータ６０−１〜６０−Ｍの各々は、逆フーリエ変換部６２と、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部６４と、Ｐ／Ｓ変換部６４からの信号をアナログ信号に変換し、送信周波数へとアップコンバートする周波数変換部６６と、電力増幅部６８とを備える。

逆フーリエ変換部６２は、スペクトラムマッピング後の信号に対して、逆高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号に戻す。Ｐ／Ｓ変換部６４は、逆高速フーリエ変換後の信号を受け付け、並列配列の信号を直列配列に変換する。なお、前述のように、Ｐ／Ｓ変換部６４は、重複Ｐ／Ｓ変換を行ってもよい。

周波数変換部６６は、Ｐ／Ｓ変換後の直列配列のデジタル信号を受け付け、そのデジタル信号をアナログ信号に変換し、局部発振された周波数変換のための信号を用いて、等価ベースバンド帯域送信信号を、送信周波数帯に変換する。電力増幅部６８は、周波数変換部６６により周波数変換された送信信号を、所望の電力まで増幅する。その送信信号が、アンテナ１００−１〜１００−Ｍを介して送信される。したがって、送信時には、アンテナ１００−１〜１００−Ｍは、送信指向性を制御可能なアレーアンテナとして機能する。

無線送信装置１０００は、さらに、後に説明するような「空間軸スペクトラムセンシング」を実行するために、アンテナ１００−１〜１００−Ｍの受信指向性を生成するために、振幅位相制御部９０からの重み係数を受信した信号に対して乗算するための重み係数乗算部７０と、受信指向性の向く方向から受信信号レベルを検知するための検出器８０とを含む。振幅位相制御器９０は、検出器８０を介して受ける制御信号に応じて、送信信号に対して乗算する重み係数を調整する。

また、制御部１０２は、検出器８０からの検出結果に応じて、後述するようにして、スペクトラムマッピング部２０，周波数変換部４０−１〜４０−Ｎを制御する。

なお、無線送信装置１０００の送信のための構成は、ハードウェアによって実現されてもよく、あるいは、ソフトウェアにより実現可能な部分については、送信デバイスを駆動するドライバ等のソフトウェアによって実現されてもよい。
（空間軸スペクトラムセンシング手法）
ここでは、時間・周波数軸に空間軸を加えた三次元スペクトラムセンシング手法の概要について簡単に説明する。

図２は、空間軸スペクトラムセンシング手法の概念を示す概念図である。

図２を参照して、空間軸スペクトラムセンシングでは、無線送信装置１０００、たとえば、基地局は、アレーアンテナを用いることによって所望方向にビームを形成し、ビーム方向からの既存ＲＡＮ（Radio Access Network）の信号を検出し、ビームをスキャンすることによって空間を選択して信号の有無を判定する。

図１に示したように、無線送信装置１０００が、ディジタルビームフォーミング（DBF:Digital Beam Forming）機能を備えたＭ素子のアレーアンテナで構成されているものとする。

このとき、受信信号x[n] は、熱雑音を無視すると、以下の式で表される。

ここで、ｗ=［ｗ₁，…，ｗ_M］^Tは、重み係数ベクトル（ウエイトベクトル）を表しており、s[n] = [ｓ₁[n]，…，ｓ_M[n]]^Tは、既存ＲＡＮの受信信号の入力ベクトルを表し、Ｔは転置を、Ｈは複素共役転置をそれぞれ表す。また、ｎは、時間サンプルである。

以上の記述を用いて、アレーアンテナを備えた受信機の受信信号は、既存RAN の信号の有無によって次のようにモデル化できる。

ただし、ｎ［n］は熱雑音ベクトルを表す。ここで、下添字ｉは空間軸方向のサンプリング点を表す。

アレーアンテナの出力信号ｘ_i［n］から求められるパワースペクトルPi[k]は、以下のようにモデル化できる。なお、Ｆはフーリエ変換を表し、ｋは周波数サンプル間隔を単位とする周波数の次数である。

これら上式から明らかなように、アレーアンテナの出力信号に対して電力検出（energy detection）などのスペクトラムセンシング手法を適用することによって信号検出が行える。

図３は、空間軸スペクトラムセンシングを実行する際のビーム制御の方法の例を説明するための概念図である。

図３に示すように、空間軸方向をＮspace等分し、ｉ番目の観測空間領域にて次の手順でスペクトラムセンシングを実行する。

ｉ）観測空間領域番号i の方向にビーム形成するようにウエイトを制御
ｉｉ）観測方向における既存ＲＡＮの信号を受信
ｉｉｉ）スペクトラム推定（ピリオドグラム）
ｉｖ）観測空間領域番号ｉにおける既存ＲＡＮの受信信号レベルの検出（しきい値判定）
１つの電力検出の方法としては、上記のｉ）〜ｉｖ）の手順をビーム方向を切り換えながら、すなわち観測空間領域番号ｉを変えながら逐次センシングを行うことができる。

あるいは、制御部１０２が、異なる複数の方向に個別にアレーアンテナの指向性が向くように重み係数乗算部７０を制御して、同時並行して、複数の方向の電力検出を行うことも可能である。

以上のようにして、空間中で他の装置（システム）が使用していない空き空間領域を特定することができる。

図４は、２．４ＧＨｚ ＩＳＭ帯で運用する本実施の形態のシステムの周波数チャネル構成の例を示す概念図である。

使用帯域は一定周波数間隔毎に分割され、各々が周波数チャネルを構成する。また、時間軸は一定時間長のタイムフレームに分割され、チャネルアクセスはタイムフレーム単位のＣＳＭＡ／ＣＡ（carrier sense multiple access with collision avoidance）に基づき実施される。その際、セル内での多元接続はタイムフレームおよびこれを分割したスロットを単位とするＴＤＭＡ（time division multiple access）により実現される。

図４に示すように、システムとしての使用帯域幅は８０ＭＨｚであり、帯域幅１ＭＨｚの周波数チャネル（frequency channel unit : 以下、ＦＣＵ）を８０個設ける。第ｍ ＦＣＵ(ｍ＝１，２，…，８０)の中心周波数は（２４０１＋ｍ）ＭＨｚである。

ＦＣＵ番号の末尾が１または６となる１６個のＦＣＵは制御チャネル（ＣＣＨ１からＣＣＨ１６）に指定され、チャネル割り当て等の制御情報の伝送に使用される。この「チャネル割り当ての情報」には、各周波数帯域のデータチャネルがどの移動端末に対して使用されているかについての情報を含んでいる。さらに、「チャネル割り当ての情報」は、データチャネルがどの空間領域（空間領域番号ｉ）に対して使用されているかについての情報も含んでいてもよい。一方、それ以外のＦＣＵはデータチャネル（ＤＣＨ１からＤＣＨ６４）に指定され、ペイロードの伝送に利用される。

なお、制御情報の伝送に使用されるＣＣＨは、上述した非特許文献２などに示すホッピングパタンに基づき、タイムフレーム単位で更新される。

図５は、本実施の形態の無線通信システムのタイムフレーム構成を示す図である。

図５を参照して、タイムフレーム長は５ｍｓとし、各周波数チャネルにおける利用状況観測用の長さ２００μs の送信停止区間（quiet period）と、情報伝送に用いられる８個のスロット（各スロット長は６００μs）より構成される。８個のスロットは下りリンク・上りリンクそれぞれに４個ずつ（ＤＬ１からＤＬ４，およびＵＬ１からＵＬ４）配分される。また、データ伝送を行う移動局に対しては下りリンク・上りリンク共に同数かつ同一番号のスロットが割り当てられる。

基地局ＡＰ，移動局ＭＳ共に、送信停止区間内においてスペクトラムセンシングを行い、使用予定のＣＣＨが未使用と判定された場合にのみ、制御チャネルパケット（以下、ＣＣＨパケット）を当該ＣＣＨ上にて送信する。また、これと同時に、上述したような「空間軸スペクトラムセンシング」により適当な数の未使用ＤＣＨを選択し、必要であればスペクトラム分割を行いつつペイロード送信用のデータチャネルパケット（以下、ＤＣＨパケット）を送信する。なお、ＣＣＨパケットには送信者側で実施した各ＦＣＵにおけるセンシングの結果と、ＤＣＨ選択情報、送信ペイロード長、使用ＭＣＳ（modulation and coding scheme）といったＤＣＨパケットの物理ヘッダに相当する情報、ならびに一部のＭＡＣ（media access control）ヘッダ情報が格納される。

なお、基地局ＡＰは自身のセンシング結果のみに基づき各ＦＣＵの使用可否を判断する。一方、移動局ＭＳは基地局ＡＰから通知された基地局ＡＰ側のセンシング結果、ならびに自身が行ったセンシングの結果の双方で未使用と判定されたＦＣＵのみ使用可能と判断する。従って、移動局ＭＳは、下りリンクＣＣＨパケットが正常受信されなかった場合は自身のパケット伝送を行わない。

図６は、スペクトラム分割前の変調波形を整形の概念を示す図である。

図６では、Ｓ／Ｐ変換時に重複Ｓ／Ｐ変換を行う場合の処理を説明している。

変調波形整形では、ルートロールオフフィルタ（ロールオフ率β）により帯域制限された、シンボル周期Ｔs、サンプリング周期Ｔs／２の時間領域シングルキャリア変調信号を、図６（ａ）に示すように重複区間を持った２Ｌポイントのフレーム信号へ変換する。フレーム信号は、２Ｌポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域信号に変換され、Ｎ個のＢＰＦ３０−１〜３０−Ｎ（中心周波数ｆn、帯域幅ｗn、ｎ＝１，…，Ｎ）によってそのスペクトラムをＮ個のサブスペクトラムに分割される。各ＢＰＦ３０−１〜３０−Ｎは帯域幅ｗnに反比例するロールオフ率βn を持ったルートロールオフフィルタである。各ＢＰＦ出力信号は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の送信すべき周波数（中心周波数fn）に対応した周波数ポイントに変換され、ＩＦＦＴにより時間領域の信号に変換される。ＩＦＦＴの周波数分解能はＦＦＴと等しく、その周波数帯域は送信機の周波数帯域以上とする。

ＩＦＦＴの出力信号は、フレーム境界付近の出力信号が歪んでいるため、図６（ｂ）に示すように重複している信号部分を破棄して繋ぎ合わせ、送信信号とする。ここで、周波数変換（ｆn → ｆn′）を行った信号に対して繋ぎ合わせを行うと、前のフレームに対して後のフレームの位相がだけ進んでしまうため、周波数変換と同時にＢＰＦ３０−１〜３０−Ｎ内の全ての周波数ポイントに対して、周波数変換部４０−１〜４０−Ｎ以下の式で表される−Φn の位相補正を行っておく必要がある。ただし、r はフレームの重複率であり、図６（ｃ）のように定義する。

図７は、アンテナが指向性を有さない場合の周波数帯の分割を割当を示す図である。

図８は、本実施の形態において、アンテナ指向性を利用した空間分割多重接続を行う場合の構成を説明する図である。

まず、図８の説明を行う前提として、図７により、無指向性のアンテナで通信を行う場合について説明する。

図７（ｂ）に示すように無指向性のアンテナ（オムニアンテナ）で通信を行う場合、図７（ａ）に示すように、他システムの使用周波数帯域が分布しているときは、通信データの周波数帯域で、他のシステムに干渉を与えずに通信をすることができない。

次に、図８（ｂ）に示すように、指向性のアンテナで通信を行っている場合について説明する。図８（ｂ）に示した例では、上述したようにセル内の多元接続はＴＤＭＡにより行われるものとし、あるスロットで１つの空間領域（アンテナの指向性が向く１つの方向の空間領域）に対して通信を行うと、次のスロットでは、別の空間領域にアンテナの指向性を向けて通信を行うというように、スロットごとに次々とアンテナの空間指向性を変えながら通信を行うものとして説明を行う。

すなわち、図８（ａ）に示すように、＃ａ方向、＃ｂ方向、＃ｃ方向について、他システムの仕様周波数帯域が分布していると検知された場合、通信データの周波数帯域を分割して、各方向について未使用の周波数帯域のデータチャネルに対して、分割された通信データの周波数帯域が割り当てられる。つまり、＃ａ方向に存在する移動局に対しては、データチャネル＃１と＃３とを使用し、＃ｂ方向に存在する移動局ついては、データチャネル＃４と＃６を使用し、＃ｃ方向に存在する移動局については、データチャネル＃２と＃５を使用する、というような形態で通信を行うことが可能である。この場合、図８（ａ）に示すように、たとえば、＃ａ方向の移動局と通信を行う場合には、チャネル＃１と＃３を使用することになるが、この周波数帯域のデータチャネルは、他の＃ｂ方向、＃ｃ方向では、すでに他のシステムで使用されているデータチャネルである。ただし、図８（ｂ）に示すように、制御部１０２の制御の下に、振幅位相制御部９０は、＃ａ方向と通信する際には、＃ａ方向に対する指向性の強度に比べて、すでに他のシステムで使用している空間領域に対する指向性の強度が弱くなるように制御している。他の方向で通信する場合も同様である。

このようなデータチャネルの割当およびアンテナ指向性の制御によれば、仮に、＃ａ方向、＃ｂ方向、＃ｃ方向について、同一の周波数帯域が使用されているとしても、異なる方向について相互間の干渉を抑制して通信することができる。このため、図７の場合に比べて、周波数の利用効率を高めることができる。

言い換えると、図７に示すようなＤＳＡにおけるスペクトラム分割シングルキャリア変調方式を用いた通信装置では、周波数軸上での空き周波数帯域の測定だけを実施するため、空間的に空き周波数帯域が分散して存在する場合においては、十分な周波数の有効利用をすることができない。

図９は、無線送信装置１０００が、空間スペクトラムセンシングの結果に基づいてデータチャネルの割当を行う手順を説明した第１のフローチャートである。

図１０は、無線送信装置１０００が、空間スペクトラムセンシングの結果に基づいてデータチャネルの割当を行う手順を説明した第２のフローチャートである。

以下のようにして、制御部１０２は、スペクトラムの分割数をできるだけ少なくし、かつ干渉の影響が小さくなる（受信信号強度ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）が小さい）ＦＣＵを選択する。これは、分割数が少ない方が ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）が小さく（増幅器への負荷が小さい）、干渉の影響が小さい方が伝送性能が良くなるからである。

まず、図９を参照して、制御部１０２は、送信したいデータのデータ量から最高の容量となる送信容量となる変調方式と符号化率（ＭＣＳ）での送信Byteを算出する（Ｓ１００）。

次に、制御部１０２は、送信バイト（Byte）の送信に必要な最小ＦＣＵ数を、以下の組合せの中から選択する（Ｓ１０２）。

利用可能周波数帯域数：８０ＭＨｚ ｛1，2，4，5，8，10，16，20，32，40｝
もちろん、利用可能周波数帯域数としては、別の組合せであってもよい。

続いて、制御部１０２は、検出器８０からのセンシング結果に基づいて、連続ＩＤＬＥＤＣＨグループのグループ平均ＲＳＳＩを算出する（Ｓ１０４）。ここで、「連続ＩＤＬＥＤＣＨグループ」とは、空間軸センシングを行った場合に、チャンネルとして（チャンネル番号が）連続して、未使用と判断されたＤＣＨのグループのことをいう。なお、図４に示した例のように、制御チャネルＣＣＨとデータチャネルＤＣＨとが配列されている場合には、ＣＣＨが、５ＦＣＵ毎に挟まっている都合上、連続ＩＤＬＥとなるＤＣＨ数の上限は４となる。なお、このような上限値は、ＣＣＨとＤＣＨの設定に依存するので、このような値に限定されるわけではない。また、「グループ平均ＲＳＳＩ」とは、“（ある単一の）「連続するチャネル番号のＤＣＨのグループ」を構成する各ＦＣＵにおけるＲＳＳＩをグループ内で平均した値”のことをいう。

次に、制御部１０２は、以下の処理Ｓ１０６〜Ｓ１１０を、所定の最大分割数以下の範囲で繰り返す。

まず、Ｓ１０６において、後述するように、Ｎ連続ＩＤＬＥＤＣＨグループからＦＣＵの割当を行うものを選択する（Ｓ１０６）。

次に、制御部１０２は、Ｓ１０２で算出した最小ＦＣＵ数に対して、選択済みのＦＣＵ数が到達しているかを判断し、到達していれば処理をステップＳ１１２へ移行する（Ｓ１０８）。

一方、到達していなければ、Ｎを１だけデクリメントして、再び処理ステップＳ１０６に戻る。この処理は、上記のように、図４のような例の場合は、Ｎ＝｛４，３，２，１｝の各要素について、処理を行うことを意味する。

以上の処理により、より大きな連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループから必要なＦＣＵを割り当てていき、すべてのＦＣＵの割当が完了すると、最後の処理を行って（Ｓ１１２）、処理は終了する。

ここで、最後の処理としては、たとえば、制御部１０２は、さらに伝送容量が低いＭＣＳで、伝送が可能であると判断する場合には、ＭＣＳを引き下げる処理を行う。

この後、制御部１０２は、ＦＣＵの割当を行った連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループに対して、通信相手となる無線装置に対する送信指向性を生じるような重み係数（ウェイトベクトル）の算出を実行する。このような重み係数は、振幅位相制御器９０に通知され、振幅位相制御器９０は、ウェイトベクトルを重み乗算器５０−１〜５０−Ｎに対して出力する。上述のとおり、セル内の多元接続は、時分割多重接続としているので、制御部１０２は、通信先の無線装置に応じて、このようなウェイトベクトルを時間に応じて切り替える。

図１０は、図９で示した処理をさらに詳しく説明するためのフローチャートである。

図１０のフローチャートは、図９の処理ステップＳ１０６を説明するものである。

図１０を参照して、制御部１０２は、現在のＮの値について、Ｎ個の連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ（以下、「連続ＩＤＬＥＤＣＨグループ」）の各々について、以下の処理Ｓ２００〜Ｓ２０８を繰り返す。

まず、制御部１０２は、Ｎ個のＦＣＵについて平均ＲＳＳＩが最小のグループを選択する（Ｓ２００）。より詳しくは、制御部１０２は、「Ｎ連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ」が同一のＮの値に対して複数個存在する場合には、まだＦＣＵの割当が完了していないうちで、グループ平均ＲＳＳＩが最も小さいグループを構成するＤＣＨから順に選択する。

次に、制御部１０２は、未割当なＦＣＵ数がＮ以上であるかを判定し、Ｎ以上である場合には（Ｓ２０２でＹｅｓ）、現在対象となっている「Ｎ連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ」内のすべてのＤＣＨに、ＦＣＵをすべて割り当てる（Ｓ２０４）。

一方、制御部１０２は、未割当なＦＣＵ数がＮ未満である場合には（Ｓ２０２でＮｏ）、未割当なＦＣＵについて、現在対象となっている「Ｎ連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ」内のＤＣＨに、ＦＣＵを割り当てる（Ｓ２０６）。

さらに、制御部１０２は、未割当なＦＣＵがまだ残存している場合（Ｓ２０８でＹｅｓ）であって、「Ｎ連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ」が他にも存在する場合（Ｓ２１０でＹｅｓ）には、処理をＳ２００に復帰させる。

一方、制御部１０２は、未割当なＦＣＵがなくなった場合（Ｓ２０８でＮｏ）か、「Ｎ連続ＩＤＬＥなＤＣＨグループ」が存在しなくなった場合（Ｓ２１０でＮｏ）には、処理を図９のステップＳ１０８に復帰させる。

以上説明したような構成により、本実施の形態の無線送信装置１０００では、空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数帯域を測定し、データ通信時において通信に使用する周波数帯域毎に放射パターンをそれぞれ制御することで、空間的かつ周波数軸上に断片的に存在する空き周波数を効率よく利用することができる。

図１１は、無線通信システムにおける受信機の構成の例を示す図である。

このような受信機の構成は、送信機とともに、同一の装置内に設けられてもよい。

また、以下の説明では、１つのアンテナを用いる構成を例として説明するが、周知のアレイアンテナによる指向性制御技術と組み合わせることで、受信について空間指向性を持った受信とすることも可能である。

図１１を参照して、受信部２００は、通信先の装置からスペクトラム分割シングルキャリア変調方式により送信された通信データを受信する。

受信部２００は、低雑音増幅部１４１と、周波数変換部１４２と、局部発信部１４３と、ＡＤ変換部１４４と、Ｓ／Ｐ変換部１４５と、フーリエ変換部１４６と、スペクトラムデマッピング部１４７と、逆フーリエ変換部１４８と、Ｐ／Ｓ変換部１４９と、復調部１５０とを備える。

低雑音増幅部１４１は、アンテナ２で受信された通信データのアナログ信号を受信し、その受信したアナログ信号（受信信号）を増幅する。周波数変換部１４２は、局部発信部１４３によって生成された信号を用いて、受信信号を周波数変換し、ＡＤ変換部１４４で変換できる等価ベースバンド帯域受信信号に変換する。局部発信部１４３は、その周波数変換部１４２での周波数変換のための信号を生成する。ＡＤ変換部１４４は、等価ベースバンド帯域受信信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ｓ／Ｐ変換部１４５は、ＡＤ変換後のデジタル信号を受け付け、そのデジタル信号を複数の並列配列の信号に変換する。フーリエ変換部１４６は、Ｓ／Ｐ変換後の複数の並列配列の信号を受け付け、それらの信号を並列に高速フーリエ変換することによって、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。スペクトラムデマッピング部１４７は、高速フーリエ変換後の信号を受け付け、その信号に対してスペクトラムデマッピングを行う。具体的には、スペクトラムデマッピング部１４７は、高速フーリエ変換後の信号をバンドパスフィルタによって通信で用いられた複数の周波数帯域に応じたＮ個の周波数帯域の信号に分割し、分割後のＮ個の周波数帯域に応じた信号に対して周波数変換を行うことによって一つの周波数帯域の信号に結合する。

スペクトラムデマッピング部１４７は、スペクトラムマッピング部２０と同様の手法によって、通信データの通信で用いられた複数の周波数帯域に応じたマッピング行列を生成し、そのマッピング行列の転置行列であるデマッピング行列を算出し、そのデマッピング行列を用いて、高速フーリエ変換後の並列配列の信号を一つの周波数帯域に結合してもよい。

逆フーリエ変換部１４８は、スペクトラムデマッピング後の信号に対して、逆高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号に戻す。Ｐ／Ｓ変換部１４９は、逆高速フーリエ変換後の信号を受け付け、並列配列の信号を直列配列に変換する。復調部１５０は、Ｐ／Ｓ変換後の直列配列のデジタル信号を受け付け、そのデジタル信号をデジタル復調する。

ここで、受信部２００においても、Ｐ／Ｓ変換部１４９の後段においてロールオフフィルタを用いてもよい。その場合には、逆フーリエ変換部１４８は、ロールオフフィルタから受け取った信号に対して逆フーリエ変換を行うことになる。また、ロールオフフィルタを用いる場合には、Ｓ／Ｐ変換部１４５及びＰ／Ｓ変換部１４９において、重複Ｓ／Ｐ変換及び重複Ｐ／Ｓ変換を行ってもよい。また、Ｓ／Ｐ変換時に重複変換を行っている場合には、信号位相が不連続とならないように、スペクトラムデマッピング部１４７において位相補正も行う。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１２ 変調部、１４ Ｓ／Ｐ変換部、１６ フーリエ変換部、２０ スペクトラムマッピング部、３０−１〜３０−Ｎ バンドパスフィルタ、４０−１〜４０−Ｎ 周波数変換部、５０−１〜５０−Ｎ，７０ 重み乗算部、６０−１〜６０−Ｍ アップコンバータ、６２ 逆フーリエ変換部、６４ Ｐ／Ｓ変換部、６６ 周波数変換部、６８ 電力増幅部、８０ 検出器、９０ 振幅位相制御器、１００−１〜１００−Ｍ アンテナ、１０２ 制御部１０２０ 無線送信装置。

Claims (6)

1. 空き周波数帯域を用いて通信を行う無線通信装置であって、
   データ信号をスペクトラム分割シングルキャリア変調方式により送信するための信号に変換するための信号変換手段と、
   少なくとも２つ以上のアンテナを含むアレーアンテナと、
   前記アレーアンテナの各アンテナに送受される信号の振幅と位相を制御する振幅位相制御手段と、
   前記振幅位相制御手段により各前記アンテナに対する振幅位相を制御して、前記アレーアンテナの放射パターンを制御しながら受信した信号強度を計測する計測手段と、
   前記計測手段における計測結果に基づいて、データ送信に使用する周波数帯域において、他の装置によっては未使用な空き周波数帯域と当該空き周波数帯域にそれぞれ対応した放射パターンを決定し、当該空き周波数帯域の各々において使用する前記放射パターンに対応した振幅位相を算出し、前記振幅位相制御手段を制御して通信を行うための制御手段とを備える、無線通信装置。
2. 前記振幅位相制御手段は、セル内の多元接続を時分割多重により行うために、時分割多重のスロットごとに、通信先の方向の指向性強度に対して他の装置が通信中の空間領域の方向に対する指向性強度が弱くなるように、前記アレーアンテナの指向性を制御する、請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記スペクトラム分割シングルキャリア変調方式においては、データ通信に使用するための複数の所定の周波数帯域にそれぞれ対応する複数のデータチャネルが予め規定されており、
   データ送信に使用する周波数帯域を分割して、前記データチャネルのうち前記空き周波数帯域に対応するデータチャネルの周波数帯域に変換するための周波数変換手段をさらに備え、
   前記制御手段は、前記計測手段の計測により受信強度がより低いと判定されたデータチャネルに対して、分割した周波数帯域の前記空き周波数帯域への割当を実行する、請求項１または２記載の無線通信装置。
4. 前記計測手段は、前記アレーアンテナの空間軸方向を等分し、ビーム方向を各方向に切り換えながら、逐次センシングを行うことで、前記信号強度の計測を行う、請求項１〜３のいずれか１項に記載の無線通信装置。
5. 前記計測手段は、異なる複数の方向に個別に前記アレーアンテナの指向性が向くように制御して、前記複数の方向について並行して、前記信号強度の計測を行う、請求項１〜３のいずれか１項に記載の無線通信装置。
6. スペクトラム分割シングルキャリア変調方式により空き周波数帯域を用いて通信を行う通信方法であって、
   送信機が、アレーアンテナの各アンテナで受信される信号の振幅と位相を制御して、前記アレーアンテナの放射パターンを制御しながら受信した信号強度を計測するステップと、
   送信機が、前記信号強度の計測結果に基づいて、データ送信に使用する周波数帯域において、他の装置によっては未使用な空き周波数帯域と当該空き周波数帯域にそれぞれ対応した放射パターンを決定するステップと、
   送信機が、当該空き周波数帯域の各々において使用する前記放射パターンに対応した振幅位相を算出し、前記アレーアンテナの各アンテナで送信される信号の振幅と位相を制御して、通信を行うための制御手段とを備える、無線通信方法。