JP2013179805A

JP2013179805A - 双方向電力変換回路

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Publication number: JP2013179805A
Application number: JP2012043047A
Authority: JP
Inventors: Takashi Takeuchi; 崇竹内
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2012-02-29
Filing date: 2012-02-29
Publication date: 2013-09-09

Abstract

【課題】インターリーブ式ＰＦＣ回路を双方向すること。
【解決手段】交流(図示せず)が入力される接続点１７及び１８間にコンデンサ１０が接続され、ＩＧＢＴから成る半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４でブリッジを構成して、入力された交流を整流する。接続点１６には、インダクタ１１,１２、昇圧動作をさせるための半導体スイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２、及び寄生ダイオードを有するスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４の組合せから成る複数の電力変換回路が並列接続される。複数の電力変換回路の後段にはコンデンサ１３が接続されている。制御回路３０は、ドライバー３１〜３４を介して半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向電力変換回路に関する。

電気自動車（ＥＶ)、プラグインハイブリット（ＰＨＥＶ)などのＡＣ系統から充電する自動車において車載充電器は必要な電源である。
下記特許文献１には、商用電源の交流を整流する整流回路と、互いに並列に接続され整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする複数の昇圧チョッパ回路と、複数の昇圧チョッパ回路の出力を平滑して負荷に供給するキャパシタと、複数の昇圧チョッパ回路の入力電圧と入力電流およびキャパシタの出力電圧に基づいて複数の昇圧チョッパ回路を互いに異なる位相で動作するように制御する制御部とを備えたインターリーブ式ＰＦＣ回路が開示されている。

特開２００６−１３６０４６号公報

上記特許文献１に記載される力率改善装置におけるインターリーブ式ＰＦＣ回路は、双方向化できないという問題がある。
そこで本発明は、インターリーブ式ＰＦＣ回路を双方向することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明の双方向電力変換回路は、第１の接続点にて第１のインダクタの一端と双方向に導通可能な第１の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第２の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第２の接続点にて第２のインダクタの一端と双方向に導通可能な第３の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第４の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第３の接続点にて前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端とが接続され、第４の接続点にて前記第１の半導体スイッチング素子の他端と前記第３の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、第５の接続点にて前記第２の半導体スイッチング素子の他端と前記第４の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、ドライバーを介して前記第１の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第４の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、を備えることを特徴とする。

上記において前記制御回路は、第１方向の電力変換において前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第２方向の電力変換において前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第１の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第４の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。

上記において前記第１ないし第４の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたＩＧＢＴであることを特徴とする。
また上記において前記第１ないし第４の半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。

さらに上記課題を解決するために本発明の双方向変換回路は、上記双方向電力変換回路において、前記第３の接続点と前記第４の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成されることを特徴とする。

また本発明の双方向電力変換回路は、第６の接続点にて第３のインダクタの一端と双方向に導通可能な第５の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第６の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第７の接続点にて前記第３のインダクタの一端と双方向に導通可能な第７の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第８の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第８の接続点にて前記第５の半導体スイッチング素子の他端と前記第７の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、第９の接続点にて前記第６の半導体スイッチング素子の他端と前記第８の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、ドライバーを介して前記第５の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第８の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、を備えることを特徴とする。

上記において前記制御回路は、第１方向の電力変換において前記第５の半導体スイッチング素子と前記第７の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第２方向の電力変換において前記第６の半導体スイッチング素子と前記第８の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第５の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第８の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。

上記において前記第５ないし第８の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたＩＧＢＴであることを特徴とする。
また上記において、前記第５ないし第８の半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。

さらに上記課題を解決するために本発明の双方向変換回路は、上記双方向電力変換回路において、前記第３のインダクタの他端と前記第８の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成されることを特徴とする。

本発明の双方向電力変換回路によれば、インターリーブ式ＰＦＣ回路を双方向化できる。

本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図１に示した本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路のＡＣＤＣ変換動作を説明する図である。Ｌ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明する図である。Ｎ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図６に示した双方向電力変換回路の動作を説明するためのタイムチャートを示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
［実施形態１］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。

図１において、第１の接続点に相当する接続点１４にて第１のインダクタに相当するインダクタ１１の一端と双方向に導通可能な第１の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２１の一端と双方向に導通可能な第２の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２３の一端とが接続される。第２の接続点に相当する接続点１５にて第２のインダクタに相当するインダクタ１２の一端と双方向に導通可能な第３の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２２の一端と双方向に導通可能な第４の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２４の一端とが接続される。第３の接続点に相当する接続点１６にてインダクタ１１の他端とインダクタ１２の他端とが接続される。図示していないが、インダクタ１１と接続点１４との間、および、インダクタ１２と接続点１５との間、にそれぞれ電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路３０に与えている。また第４の接続点に相当する接続点２５にて半導体スイッチング素子Ｑ２１の他端と半導体スイッチング素子Ｑ２２の他端とが接続される。第５の接続点に相当する接続点２６にて半導体スイッチング素子Ｑ２３の他端と半導体スイッチング素子Ｑ２４の他端とが接続される。また、半導体スイッチング素子Ｑ２１と半導体スイッチング素子Ｑ２２との制御端子はドライバー３１に接続され，半導体スイッチング素子Ｑ２３と半導体スイッチング素子Ｑ２４との制御端子はドライバー３２に接続される。

接続点２６と接続点２５との間には接続点２７と接続点２８によって平滑コンデンサ１３が接続される。接続点２８はグランドに接続される。平滑コンデンサ１３の後段には絶縁型双方向ＤＣＤＣコンバータが接続され、この絶縁型双方向ＤＣＤＣコンバータの後段には図示しないバッテリが接続される。なお、接続点２６と接続点２７とは同一点でもよく、接続点２５と接続点２８とは同一点でもよい。

双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Ｑ１１と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Ｑ１２と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Ｑ１３と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Ｑ１４とがブリッジ接続される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１１の一端とスイッチング素子Ｑ１３の一端とが接続点２０で接続され、半導体スイッチング素子Ｑ１１の他端と半導体スイッチング素子Ｑ１２の一端が接続点１７で接続され、半導体スイッチング素子Ｑ１３の他端と半導体スイッチング素子Ｑ１４の一端とが接続点１８で接続され、半導体スイッチング素子Ｑ１２の他端と半導体スイッチング素子Ｑ１４の他端とが接続点１９で接続されて同期整流回路が構成される。また、半導体スイッチング素子Ｑ１１と半導体スイッチング素子Ｑ１４との制御端子はドライバー３３に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ１２と半導体スイッチング素子Ｑ１３との制御端子はドライバー３４に接続されている。

接続点１７と接続点１８との間には接続点２１と接続点２２とによってフィルタコンデンサ１０が接続される。
ドライバー３１〜ドライバー３４は制御回路３０から制御信号が供給される。

具体的には、制御回路３０はドライバー３１を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ２１の制御端子または半導体スイッチング素子Ｑ２２の制御端子に供給する。
制御回路３０はドライバー３２を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ２３の制御端子または半導体スイッチング素子Ｑ２４の制御端子に供給する。

制御回路３０はドライバー３３を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ１１の制御端子および半導体スイッチング素子Ｑ１４の制御端子に供給する。
制御回路３０はドライバー３４を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ１２の制御端子および半導体スイッチング素子Ｑ１３の制御端子に供給する。

接続点１６と接続点２０とが接続され、接続点２５と接続点１９とが接続されて双方向電力変換回路が構成される。なお、接続点１６と接続点２０とは同一点でもよく、接続点１９と接続点２５とは同一点でもよい。

図２は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路の第１方向の電力変換に相当するＡＣＤＣ変換動作を説明する図である。図２には、入力信号波形、ブリッジ回路出力波形、およびコンデンサ１３の出力波形が例示されている。図２で説明するＡＣＤＣ変換動作は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４でブリッジを構成し、Ｌ相とＮ相の間に印加された入力ＩＮとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４で整流する。

Ｌ相及びＮ相として入力された交流（ＡＣ）を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４で整流した後の脈流出力を、インダクタ１１,１２とスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２と整流素子としても機能するスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。入力された交流（ＡＣ）を基にＡＣＤＣ変換動作をさせる場合には、インダクタ１１,１２とスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２とスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４は昇圧動作と力率改善とを行う電力変換回路として機能する。この電力変換動作においてスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２は制御回路３０によって制御されるドライバー３１によって位相が異なるようにスイッチングされる。

例えば、正の半波でスイッチング素子Ｑ２１をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１１に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２１をオフさせることでインダクタ１１に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Ｑ２２をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１２に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２２をオフさせることでインダクタ１２に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。なお、コンデンサ１３に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（図示せず）の電源(電圧源)として利用される。

なお、図２に示す双方向電力変換回路では、ＩＧＢＴを用いたスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４、Ｑ２１,Ｑ２２、Ｑ２３,Ｑ２４ではＩＣ製造プロセスで形成される各スイッチング素子の寄生ダイオードをドレイン−ソース間に並列接続して逆流用のダイオードとして使用する。また、ブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子は４個に限られるものでなく、また相数も２に限らない。さらにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４、Ｑ２１,Ｑ２２、Ｑ２３,Ｑ２４等は逆流用のダイオードが並列接続されるＩＧＢＴでも良く、また半導体スイッチにダイオードを並列に接続して使用するようにしたものでもよい。

図３及び図４は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路の第２方向の電力変換に相当するＤＣＡＣ変換動作を説明する図である。図３は、Ｌ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明する図で、図４は、Ｎ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明する図である。

図３においてＬ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明すると、スイッチング素子をオンさせるために図２に示すように制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４を交互に位相を異ならせてオンする。すなわちスイッチング素子Ｑ２３のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１１およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１１、Ｌ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｎ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１４を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２４のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１２およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１１、Ｌ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｎ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１４を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。そしてスイッチング素子Ｑ２３がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２を介してコンデンサ１３に流れる。

図４においてＮ相が正の場合におけるＤＣＡＣ変換動作を説明すると、スイッチング素子をオンさせるために図２に示すように制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４を交互に位相を異ならせてオンする。すなわちスイッチング素子Ｑ２３のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１１およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１３、Ｎ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｌ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１２を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Ｑ２４のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１２およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１３、Ｎ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｌ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１２を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。そしてスイッチング素子Ｑ２３がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２を介してコンデンサ１３に流れる。

このように本発明の第１の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、インターリーブ式ＰＦＣ回路を双方向化できる。さらに、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２を制御回路３０がドライバー３１を介して交互に位相を異ならせてスイッチング動作させることでインダクタ１１,１２などの電磁部品を小型化させることができる。また、ダイオードの数が減るので損失が低減する。
［実施形態２］
図５は、本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図５における双方向電力変換回路は、パワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４を使用して同期整流動作させることで、双方向動作を実現するものである。他の構成は図１に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。なお図示していないが、インダクタ１１と接続点１４との間、および、インダクタ１２と接続点１５との間、にそれぞれ電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路３０に与えている。

図５に示す双方向電力変換回路の動作について説明する。第１方向の電力変換に相当するＡＣＤＣ変換動作について説明する。
まず、Ｌ相とＮ相の間に印加された入力ＩＮとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４で同期整流する。

Ｌ相及びＮ相として入力された交流（ＡＣ）を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４で整流した後の脈流出力を、インダクタ１１,１２とスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２と整流素子としても機能するスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。この電力変換動作においてスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２は制御回路３０によって制御されるドライバー３１によって位相が異なるようにスイッチングされる。

例えば、正の半波でスイッチング素子Ｑ２１をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１１に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２１をオフさせることでインダクタ１１に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Ｑ２２をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１２に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２２をオフさせることでインダクタ１２に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。コンデンサ１３に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（図示せず）の電源(電圧源)として利用される。そして入力された交流（ＡＣ）を基にＡＣＤＣ変換動作をさせる場合には、インダクタ１１,１２とスイッチング素子Ｑ２１,Ｑ２２とスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４は昇圧動作と力率改善する電力変換回路として機能する。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。

次に、第２方向の電力変換に相当するＤＣＡＣ変換動作について説明する。図５において、Ｌ相が正の場合、スイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４をオンさせるために制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Ｑ２３またはスイッチング素子Ｑ２４のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、各インダクタ１１,１２およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ３１、Ｌ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｎ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ３４を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２３がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２を介してコンデンサ１３に流れる。

図５において、Ｎ相が正の場合、スイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４をオンさせるために制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３,Ｑ２４を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Ｑ２３またはＱ２４のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、各インダクタ１１,１２およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ３３、Ｎ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｌ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ３２を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Ｑ２３がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２を介してコンデンサ１３に流れる。

このように本発明の第２の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、第１の実施形態の効果に加え、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４を用いて同期整流させた場合には、ダイオード整流させた場合におきるダイオードの順方向電圧降下による電力ロスの影響を排除できるため、効率を向上させることができる。
［実施形態３］
図６は、本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図６に示す構成は図１に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。

第６の接続点に相当する接続点１４にてインダクタ１１１の一端と双方向に導通可能な第５の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２１１の一端と双方向に導通可能な第６の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２３１の一端とが接続される。第７の接続点に相当する接続点１５にてインダクタ１１１の一端と双方向に導通可能な第７の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２２１の一端と双方向に導通可能な第８の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Ｑ２４１の一端とが接続される。第８の接続点に相当する接続点２５にて半導体スイッチング素子Ｑ２１１の他端と半導体スイッチング素子Ｑ２２１の他端とが接続される。第９の接続点に相当する接続点２６にて半導体スイッチング素子Ｑ２３１の他端と半導体スイッチング素子Ｑ２４１の他端とが接続される。なお、接続点１４と接続点１５とは同一点でもよい。なお図示していないが、インダクタ１１１と接続点１４との間に電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路３０に与えている。

制御回路３０はドライバー３１を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ２１１の制御端子または半導体スイッチング素子Ｑ２２１の制御端子に供給する。
制御回路３０はドライバー３２を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Ｑ２３１の制御端子または半導体スイッチング素子Ｑ２４１の制御端子に供給する。

図６に示す双方向電力変換回路の動作について説明する。第１方向の電力変換に相当するＡＣＤＣ変換動作をさせる場合について説明する。
まず、Ｌ相とＮ相の間に印加された入力ＩＮとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４で整流する。

Ｌ相及びＮ相として入力された交流（ＡＣ）を、ブリッジを構成したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４で整流した後の脈流出力を、インダクタ１１１とスイッチング素子Ｑ２１１,Ｑ２２１と整流素子としても機能するスイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。そして入力された交流（ＡＣ）を基に、インダクタ１１１とスイッチング素子Ｑ２１１,Ｑ２２１とスイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１は昇圧動作する電力変換回路として機能させる。この電力変換動作においてスイッチング素子Ｑ２１１,Ｑ２２１は制御回路３０によって制御されるドライバー３１によって位相が異なるようにスイッチングされる。

この動作を図７に示すタイムチャートによって説明する。図７に示すようにインダクタ１１１を流れる電流I_Lは、スイッチ素子Ｑ２１１がオンのときに所定の傾斜で増加し、スイッチ素子Ｑ２１１がオフになると急激に減少する。またスイッチ素子Ｑ２１１がオンになると、スイッチ素子Ｑ２１１を流れる電流I_Q211はインダクタ１１１を流れる電流I_Lに比例して増加し、スイッチ素子Ｑ２１１がオフになるとスイッチ素子Ｑ２１１を流れる電流I_Q211はゼロになる。

次に、スイッチ素子Ｑ２２１がオンのときにインダクタ１１１を流れる電流I_Lは所定の傾斜で増加し、スイッチ素子Ｑ２２１がオフになると急激に減少する。またスイッチ素子Ｑ２２１がオンになると、スイッチ素子Ｑ２２１を流れる電流I_Q221はインダクタ１１１を流れる電流I_Lに比例して増加し、スイッチ素子Ｑ２２１がオフになるとスイッチ素子Ｑ２２１を流れる電流I_Q221はゼロになる。

ここにおいてインダクタ１１１の両端に掛かる電圧をV_L、インダクタ１１１のインダクタンスをLとしたとき、いずれかのスイッチ素子のオン時間T_onであれば、インダクタを流れる電流I_Lの電流変化ΔI_Lは、ΔI_L= (V_L / L) T_onになる。したがって、ΔI_L及びV_Lがそれぞれ一定であれば、高周波化によりT_onが短くなれば、Lもまた小さくてよいことになる。よって、Lのインダクタンスを低下させることが可能となる。

なお、スイッチ素子Ｑ２１１がオンして所定時間後にオフし、次にスイッチ素子Ｑ２２１をオンするまでの期間をｆcoilとし、このｆcoilの２周期を並列設置されたスイッチ素子Ｑ２１１，Ｑ２２１の動作周期ｆoscとして定義することができる。

そして正の半波でスイッチング素子Ｑ２１１をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１１１に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２１１をオフさせることでインダクタ１１１に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Ｑ２２１をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ１１１に蓄積し、スイッチング素子Ｑ２２１をオフさせることでインダクタ１１１に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ１３に蓄積して出力とする。コンデンサ１３に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（図示せず）の電源(電圧源)として利用される。そして入力された交流（ＡＣ）を基にＡＣＤＣ変換動作をさせる場合には、インダクタ１１１とスイッチング素子Ｑ２１１,Ｑ２２１とスイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１は昇圧動作と力率改善する電力変換回路として機能する。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。

次に、第２方向の電力変換に相当するＤＣＡＣ変換動作させる場合について説明する。
図６においてＬ相が正の場合、スイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１をオンさせるために制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１１１およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１１、Ｌ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｎ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１４を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２３１がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４１がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２１を流れる。

図６においてＮ相が正の場合、スイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１をオンさせるために制御回路３０はドライバー３２を介してスイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Ｑ２３１,Ｑ２４１のオンによりコンデンサ１３に蓄積されたＤＣ電圧から、インダクタ１１１およびオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１３、Ｎ相、コンデンサ１０又はＡＣ負荷、Ｌ相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Ｑ１２を経由してコンデンサ１３に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Ｑ２３１がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２１１を介してコンデンサ１３に流れ、スイッチング素子Ｑ２４１がオフのとき還流電流はスイッチング素子Ｑ２２１を流れる。

このように本発明の第３の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、さらに素子数の増加を抑え、より低コストとすることができる。また、インダクタを小型化できる。
なお、上述した本発明の第１ないし第３の実施形態に係る双方向電力変換回路において、ディジタル制御することで、スイッチング電源装置の経年劣化をしづらくし、かつ回路を小型化させることができる。

この発明による双方向電力変換回路は、電気自動車、ハイブリッド自動車などに搭載されるバッテリを充電する充電器に好適に用いることが可能である。

Ｑ１〜Ｑ８スイッチング素子(例．ＩＧＢＴ)
１０フィルタコンデンサ
１１，１２，１１１インダクタ
１３平滑コンデンサ
２１〜２４ＭＯＳＦＥＴ
３０制御回路
３１〜３４ドライバー

Claims

第１の接続点にて第１のインダクタの一端と双方向に導通可能な第１の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第２の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第２の接続点にて第２のインダクタの一端と双方向に導通可能な第３の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第４の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第３の接続点にて前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端とが接続され、
第４の接続点にて前記第１の半導体スイッチング素子の他端と前記第３の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
第５の接続点にて前記第２の半導体スイッチング素子の他端と前記第４の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
ドライバーを介して前記第１の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第４の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
を備えることを特徴とする双方向電力変換回路。
前記制御回路は、
第１方向の電力変換において前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第２方向の電力変換において前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第１の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第４の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする請求項１に記載の双方向電力変換回路。
前記第１ないし第４の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の双方向電力変換回路。
前記第１ないし第４の半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の双方向電力変換回路。
前記請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の双方向電力変換回路において、
前記第３の接続点と前記第４の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成される双方向電力変換回路。
第６の接続点にて第３のインダクタの一端と双方向に導通可能な第５の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第６の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第７の接続点にて前記第３のインダクタの一端と双方向に導通可能な第７の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第８の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第８の接続点にて前記第５の半導体スイッチング素子の他端と前記第７の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
第９の接続点にて前記第６の半導体スイッチング素子の他端と前記第８の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
ドライバーを介して前記第５の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第８の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
を備えることを特徴とする双方向電力変換回路。
前記制御回路は、
第１方向の電力変換において前記第５の半導体スイッチング素子と前記第７の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第２方向の電力変換において前記第６の半導体スイッチング素子と前記第８の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第５の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第８の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする請求項６に記載の双方向電力変換回路。
前記第５ないし第８の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたＩＧＢＴであることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の双方向電力変換回路。
前記第５ないし第８の半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の双方向電力変換回路。
前記請求項６ないし請求項９のいずれか１項に記載の双方向電力変換回路において、
前記第３のインダクタの他端と前記第８の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成される双方向電力変換回路。