JP2013179805A - 双方向電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】インターリーブ式PFC回路を双方向すること。
【解決手段】交流(図示せず)が入力される接続点17及び18間にコンデンサ10が接続され、IGBTから成る半導体スイッチング素子Q11〜Q14でブリッジを構成して、入力された交流を整流する。接続点16には、インダクタ11,12、昇圧動作をさせるための半導体スイッチング素子Q21,Q22、及び寄生ダイオードを有するスイッチング素子Q23,Q24の組合せから成る複数の電力変換回路が並列接続される。複数の電力変換回路の後段にはコンデンサ13が接続されている。制御回路30は、ドライバー31〜34を介して半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する。
【選択図】図1
【解決手段】交流(図示せず)が入力される接続点17及び18間にコンデンサ10が接続され、IGBTから成る半導体スイッチング素子Q11〜Q14でブリッジを構成して、入力された交流を整流する。接続点16には、インダクタ11,12、昇圧動作をさせるための半導体スイッチング素子Q21,Q22、及び寄生ダイオードを有するスイッチング素子Q23,Q24の組合せから成る複数の電力変換回路が並列接続される。複数の電力変換回路の後段にはコンデンサ13が接続されている。制御回路30は、ドライバー31〜34を介して半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する。
【選択図】図1
Description
本発明は、双方向電力変換回路に関する。
電気自動車(EV)、プラグインハイブリット(PHEV)などのAC系統から充電する自動車において車載充電器は必要な電源である。
下記特許文献1には、商用電源の交流を整流する整流回路と、互いに並列に接続され整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする複数の昇圧チョッパ回路と、複数の昇圧チョッパ回路の出力を平滑して負荷に供給するキャパシタと、複数の昇圧チョッパ回路の入力電圧と入力電流およびキャパシタの出力電圧に基づいて複数の昇圧チョッパ回路を互いに異なる位相で動作するように制御する制御部とを備えたインターリーブ式PFC回路が開示されている。
下記特許文献1には、商用電源の交流を整流する整流回路と、互いに並列に接続され整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする複数の昇圧チョッパ回路と、複数の昇圧チョッパ回路の出力を平滑して負荷に供給するキャパシタと、複数の昇圧チョッパ回路の入力電圧と入力電流およびキャパシタの出力電圧に基づいて複数の昇圧チョッパ回路を互いに異なる位相で動作するように制御する制御部とを備えたインターリーブ式PFC回路が開示されている。
上記特許文献1に記載される力率改善装置におけるインターリーブ式PFC回路は、双方向化できないという問題がある。
そこで本発明は、インターリーブ式PFC回路を双方向することを目的とする。
そこで本発明は、インターリーブ式PFC回路を双方向することを目的とする。
上記課題を解決するために本発明の双方向電力変換回路は、第1の接続点にて第1のインダクタの一端と双方向に導通可能な第1の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第2の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第2の接続点にて第2のインダクタの一端と双方向に導通可能な第3の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第4の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第3の接続点にて前記第1のインダクタの他端と前記第2のインダクタの他端とが接続され、第4の接続点にて前記第1の半導体スイッチング素子の他端と前記第3の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、第5の接続点にて前記第2の半導体スイッチング素子の他端と前記第4の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、ドライバーを介して前記第1の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第4の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、を備えることを特徴とする。
上記において前記制御回路は、第1方向の電力変換において前記第1の半導体スイッチング素子と前記第3の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第2方向の電力変換において前記第2の半導体スイッチング素子と前記第4の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第1の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第4の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。
第2方向の電力変換において前記第2の半導体スイッチング素子と前記第4の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第1の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第4の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。
上記において前記第1ないし第4の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたIGBTであることを特徴とする。
また上記において前記第1ないし第4の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする。
また上記において前記第1ないし第4の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする。
さらに上記課題を解決するために本発明の双方向変換回路は、上記双方向電力変換回路において、前記第3の接続点と前記第4の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成されることを特徴とする。
また本発明の双方向電力変換回路は、第6の接続点にて第3のインダクタの一端と双方向に導通可能な第5の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第6の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第7の接続点にて前記第3のインダクタの一端と双方向に導通可能な第7の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第8の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、第8の接続点にて前記第5の半導体スイッチング素子の他端と前記第7の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、第9の接続点にて前記第6の半導体スイッチング素子の他端と前記第8の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、ドライバーを介して前記第5の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第8の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、を備えることを特徴とする。
上記において前記制御回路は、第1方向の電力変換において前記第5の半導体スイッチング素子と前記第7の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第2方向の電力変換において前記第6の半導体スイッチング素子と前記第8の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第5の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第8の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。
第2方向の電力変換において前記第6の半導体スイッチング素子と前記第8の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第5の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第8の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする。
上記において前記第5ないし第8の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたIGBTであることを特徴とする。
また上記において、前記第5ないし第8の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする。
また上記において、前記第5ないし第8の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする。
さらに上記課題を解決するために本発明の双方向変換回路は、上記双方向電力変換回路において、前記第3のインダクタの他端と前記第8の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成されることを特徴とする。
本発明の双方向電力変換回路によれば、インターリーブ式PFC回路を双方向化できる。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
[実施形態1]
図1は、本発明の第1の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。
[実施形態1]
図1は、本発明の第1の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。
図1において、第1の接続点に相当する接続点14にて第1のインダクタに相当するインダクタ11の一端と双方向に導通可能な第1の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q21の一端と双方向に導通可能な第2の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q23の一端とが接続される。第2の接続点に相当する接続点15にて第2のインダクタに相当するインダクタ12の一端と双方向に導通可能な第3の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q22の一端と双方向に導通可能な第4の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q24の一端とが接続される。第3の接続点に相当する接続点16にてインダクタ11の他端とインダクタ12の他端とが接続される。図示していないが、インダクタ11と接続点14との間、および、インダクタ12と接続点15との間、にそれぞれ電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路30に与えている。また第4の接続点に相当する接続点25にて半導体スイッチング素子Q21の他端と半導体スイッチング素子Q22の他端とが接続される。第5の接続点に相当する接続点26にて半導体スイッチング素子Q23の他端と半導体スイッチング素子Q24の他端とが接続される。また、半導体スイッチング素子Q21と半導体スイッチング素子Q22との制御端子はドライバー31に接続され,半導体スイッチング素子Q23と半導体スイッチング素子Q24との制御端子はドライバー32に接続される。
接続点26と接続点25との間には接続点27と接続点28によって平滑コンデンサ13が接続される。接続点28はグランドに接続される。平滑コンデンサ13の後段には絶縁型双方向DCDCコンバータが接続され、この絶縁型双方向DCDCコンバータの後段には図示しないバッテリが接続される。なお、接続点26と接続点27とは同一点でもよく、接続点25と接続点28とは同一点でもよい。
双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Q11と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Q12と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Q13と双方向に導通可能な半導体スイッチング素子Q14とがブリッジ接続される。具体的には、スイッチング素子Q11の一端とスイッチング素子Q13の一端とが接続点20で接続され、半導体スイッチング素子Q11の他端と半導体スイッチング素子Q12の一端が接続点17で接続され、半導体スイッチング素子Q13の他端と半導体スイッチング素子Q14の一端とが接続点18で接続され、半導体スイッチング素子Q12の他端と半導体スイッチング素子Q14の他端とが接続点19で接続されて同期整流回路が構成される。また、半導体スイッチング素子Q11と半導体スイッチング素子Q14との制御端子はドライバー33に接続され、半導体スイッチング素子Q12と半導体スイッチング素子Q13との制御端子はドライバー34に接続されている。
接続点17と接続点18との間には接続点21と接続点22とによってフィルタコンデンサ10が接続される。
ドライバー31〜ドライバー34は制御回路30から制御信号が供給される。
ドライバー31〜ドライバー34は制御回路30から制御信号が供給される。
具体的には、制御回路30はドライバー31を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q21の制御端子または半導体スイッチング素子Q22の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー32を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q23の制御端子または半導体スイッチング素子Q24の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー32を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q23の制御端子または半導体スイッチング素子Q24の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー33を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q11の制御端子および半導体スイッチング素子Q14の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー34を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q12の制御端子および半導体スイッチング素子Q13の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー34を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q12の制御端子および半導体スイッチング素子Q13の制御端子に供給する。
接続点16と接続点20とが接続され、接続点25と接続点19とが接続されて双方向電力変換回路が構成される。なお、接続点16と接続点20とは同一点でもよく、接続点19と接続点25とは同一点でもよい。
図2は、図1に示した本発明の第1の実施形態に係る双方向電力変換回路の第1方向の電力変換に相当するACDC変換動作を説明する図である。図2には、入力信号波形、ブリッジ回路出力波形、およびコンデンサ13の出力波形が例示されている。図2で説明するACDC変換動作は、IGBT等のスイッチング素子Q11〜Q14でブリッジを構成し、L相とN相の間に印加された入力INとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q11〜Q14で整流する。
L相及びN相として入力された交流(AC)を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q11〜Q14で整流した後の脈流出力を、インダクタ11,12とスイッチング素子Q21,Q22と整流素子としても機能するスイッチング素子Q23,Q24の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。入力された交流(AC)を基にACDC変換動作をさせる場合には、インダクタ11,12とスイッチング素子Q21,Q22とスイッチング素子Q23,Q24は昇圧動作と力率改善とを行う電力変換回路として機能する。この電力変換動作においてスイッチング素子Q21,Q22は制御回路30によって制御されるドライバー31によって位相が異なるようにスイッチングされる。
例えば、正の半波でスイッチング素子Q21をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ11に蓄積し、スイッチング素子Q21をオフさせることでインダクタ11に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Q22をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ12に蓄積し、スイッチング素子Q22をオフさせることでインダクタ12に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。なお、コンデンサ13に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向DC/DCコンバータ(図示せず)の電源(電圧源)として利用される。
なお、図2に示す双方向電力変換回路では、IGBTを用いたスイッチング素子Q11〜Q14、Q21,Q22、Q23,Q24ではIC製造プロセスで形成される各スイッチング素子の寄生ダイオードをドレイン−ソース間に並列接続して逆流用のダイオードとして使用する。また、ブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子は4個に限られるものでなく、また相数も2に限らない。さらにスイッチング素子Q11〜Q14、Q21,Q22、Q23,Q24等は逆流用のダイオードが並列接続されるIGBTでも良く、また半導体スイッチにダイオードを並列に接続して使用するようにしたものでもよい。
図3及び図4は、図1に示した本発明の第1の実施形態に係る双方向電力変換回路の第2方向の電力変換に相当するDCAC変換動作を説明する図である。図3は、L相が正の場合におけるDCAC変換動作を説明する図で、図4は、N相が正の場合におけるDCAC変換動作を説明する図である。
図3においてL相が正の場合におけるDCAC変換動作を説明すると、スイッチング素子をオンさせるために図2に示すように制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q23,Q24を交互に位相を異ならせてオンする。すなわちスイッチング素子Q23のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ11およびオンに制御されたスイッチング素子Q11、L相、コンデンサ10又はAC負荷、N相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q14を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Q24のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ12およびオンに制御されたスイッチング素子Q11、L相、コンデンサ10又はAC負荷、N相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q14を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。そしてスイッチング素子Q23がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q21を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q24がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q22を介してコンデンサ13に流れる。
図4においてN相が正の場合におけるDCAC変換動作を説明すると、スイッチング素子をオンさせるために図2に示すように制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q23,Q24を交互に位相を異ならせてオンする。すなわちスイッチング素子Q23のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ11およびオンに制御されたスイッチング素子Q13、N相、コンデンサ10又はAC負荷、L相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q12を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Q24のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ12およびオンに制御されたスイッチング素子Q13、N相、コンデンサ10又はAC負荷、L相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q12を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。そしてスイッチング素子Q23がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q21を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q24がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q22を介してコンデンサ13に流れる。
このように本発明の第1の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、インターリーブ式PFC回路を双方向化できる。さらに、IGBT等のスイッチング素子Q21,Q22を制御回路30がドライバー31を介して交互に位相を異ならせてスイッチング動作させることでインダクタ11,12などの電磁部品を小型化させることができる。また、ダイオードの数が減るので損失が低減する。
[実施形態2]
図5は、本発明の第2の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図5における双方向電力変換回路は、パワーMOSFETからなるスイッチング素子Q31〜Q34を使用して同期整流動作させることで、双方向動作を実現するものである。他の構成は図1に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。なお図示していないが、インダクタ11と接続点14との間、および、インダクタ12と接続点15との間、にそれぞれ電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路30に与えている。
[実施形態2]
図5は、本発明の第2の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図5における双方向電力変換回路は、パワーMOSFETからなるスイッチング素子Q31〜Q34を使用して同期整流動作させることで、双方向動作を実現するものである。他の構成は図1に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。なお図示していないが、インダクタ11と接続点14との間、および、インダクタ12と接続点15との間、にそれぞれ電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路30に与えている。
図5に示す双方向電力変換回路の動作について説明する。第1方向の電力変換に相当するACDC変換動作について説明する。
まず、L相とN相の間に印加された入力INとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q31〜Q34で同期整流する。
まず、L相とN相の間に印加された入力INとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q31〜Q34で同期整流する。
L相及びN相として入力された交流(AC)を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q31〜Q34で整流した後の脈流出力を、インダクタ11,12とスイッチング素子Q21,Q22と整流素子としても機能するスイッチング素子Q23,Q24の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。この電力変換動作においてスイッチング素子Q21,Q22は制御回路30によって制御されるドライバー31によって位相が異なるようにスイッチングされる。
例えば、正の半波でスイッチング素子Q21をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ11に蓄積し、スイッチング素子Q21をオフさせることでインダクタ11に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Q22をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ12に蓄積し、スイッチング素子Q22をオフさせることでインダクタ12に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。コンデンサ13に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向DC/DCコンバータ(図示せず)の電源(電圧源)として利用される。そして入力された交流(AC)を基にACDC変換動作をさせる場合には、インダクタ11,12とスイッチング素子Q21,Q22とスイッチング素子Q23,Q24は昇圧動作と力率改善する電力変換回路として機能する。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。
次に、第2方向の電力変換に相当するDCAC変換動作について説明する。図5において、L相が正の場合、スイッチング素子Q23,Q24をオンさせるために制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q23,Q24を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Q23またはスイッチング素子Q24のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、各インダクタ11,12およびオンに制御されたスイッチング素子Q31、L相、コンデンサ10又はAC負荷、N相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q34を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Q23がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q21を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q24がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q22を介してコンデンサ13に流れる。
図5において、N相が正の場合、スイッチング素子Q23,Q24をオンさせるために制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q23,Q24を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Q23またはQ24のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、各インダクタ11,12およびオンに制御されたスイッチング素子Q33、N相、コンデンサ10又はAC負荷、L相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q32を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Q23がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q21を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q24がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q22を介してコンデンサ13に流れる。
このように本発明の第2の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、第1の実施形態の効果に加え、MOSFET等のスイッチング素子Q31〜Q34を用いて同期整流させた場合には、ダイオード整流させた場合におきるダイオードの順方向電圧降下による電力ロスの影響を排除できるため、効率を向上させることができる。
[実施形態3]
図6は、本発明の第3の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図6に示す構成は図1に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。
[実施形態3]
図6は、本発明の第3の実施形態に係る双方向電力変換回路の構成を示す図である。図6に示す構成は図1に示した双方向電力変換回路と同じなので説明を省略し、同じものには同じ符号を用いる。
第6の接続点に相当する接続点14にてインダクタ111の一端と双方向に導通可能な第5の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q211の一端と双方向に導通可能な第6の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q231の一端とが接続される。第7の接続点に相当する接続点15にてインダクタ111の一端と双方向に導通可能な第7の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q221の一端と双方向に導通可能な第8の半導体スイッチング素子に相当する半導体スイッチング素子Q241の一端とが接続される。第8の接続点に相当する接続点25にて半導体スイッチング素子Q211の他端と半導体スイッチング素子Q221の他端とが接続される。第9の接続点に相当する接続点26にて半導体スイッチング素子Q231の他端と半導体スイッチング素子Q241の他端とが接続される。なお、接続点14と接続点15とは同一点でもよい。なお図示していないが、インダクタ111と接続点14との間に電流センサを接続し、該電流センサにより検知した電流を制御回路30に与えている。
制御回路30はドライバー31を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q211の制御端子または半導体スイッチング素子Q221の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー32を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q231の制御端子または半導体スイッチング素子Q241の制御端子に供給する。
制御回路30はドライバー32を介して、駆動信号を半導体スイッチング素子Q231の制御端子または半導体スイッチング素子Q241の制御端子に供給する。
図6に示す双方向電力変換回路の動作について説明する。第1方向の電力変換に相当するACDC変換動作をさせる場合について説明する。
まず、L相とN相の間に印加された入力INとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q11〜Q14で整流する。
まず、L相とN相の間に印加された入力INとしての交流を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q11〜Q14で整流する。
L相及びN相として入力された交流(AC)を、ブリッジを構成したスイッチング素子Q11〜Q14で整流した後の脈流出力を、インダクタ111とスイッチング素子Q211,Q221と整流素子としても機能するスイッチング素子Q231,Q241の組合せからなる電力変換回路にそれぞれに印加する。そして入力された交流(AC)を基に、インダクタ111とスイッチング素子Q211,Q221とスイッチング素子Q231,Q241は昇圧動作する電力変換回路として機能させる。この電力変換動作においてスイッチング素子Q211,Q221は制御回路30によって制御されるドライバー31によって位相が異なるようにスイッチングされる。
この動作を図7に示すタイムチャートによって説明する。図7に示すようにインダクタ111を流れる電流ILは、スイッチ素子Q211がオンのときに所定の傾斜で増加し、スイッチ素子Q211がオフになると急激に減少する。またスイッチ素子Q211がオンになると、スイッチ素子Q211を流れる電流IQ211はインダクタ111を流れる電流ILに比例して増加し、スイッチ素子Q211がオフになるとスイッチ素子Q211を流れる電流IQ211はゼロになる。
次に、スイッチ素子Q221がオンのときにインダクタ111を流れる電流ILは所定の傾斜で増加し、スイッチ素子Q221がオフになると急激に減少する。またスイッチ素子Q221がオンになると、スイッチ素子Q221を流れる電流IQ221はインダクタ111を流れる電流ILに比例して増加し、スイッチ素子Q221がオフになるとスイッチ素子Q221を流れる電流IQ221はゼロになる。
ここにおいてインダクタ111の両端に掛かる電圧をVL、インダクタ111のインダクタンスをLとしたとき、いずれかのスイッチ素子のオン時間Tonであれば、インダクタを流れる電流ILの電流変化ΔILは、ΔIL= (VL / L) Tonになる。したがって、ΔIL及びVLがそれぞれ一定であれば、高周波化によりTonが短くなれば、Lもまた小さくてよいことになる。よって、Lのインダクタンスを低下させることが可能となる。
なお、スイッチ素子Q211がオンして所定時間後にオフし、次にスイッチ素子Q221をオンするまでの期間をfcoilとし、このfcoilの2周期を並列設置されたスイッチ素子Q211,Q221の動作周期foscとして定義することができる。
そして正の半波でスイッチング素子Q211をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ111に蓄積し、スイッチング素子Q211をオフさせることでインダクタ111に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。負の半波でスイッチング素子Q221をオンさせることで電磁エネルギーをインダクタ111に蓄積し、スイッチング素子Q221をオフさせることでインダクタ111に蓄積された電磁エネルギーをコンデンサ13に蓄積して出力とする。コンデンサ13に蓄積された電磁エネルギー出力は、絶縁型双方向DC/DCコンバータ(図示せず)の電源(電圧源)として利用される。そして入力された交流(AC)を基にACDC変換動作をさせる場合には、インダクタ111とスイッチング素子Q211,Q221とスイッチング素子Q231,Q241は昇圧動作と力率改善する電力変換回路として機能する。この際、入力電圧、入力電流、出力電圧を用いて力率改善を行うことが可能である。
次に、第2方向の電力変換に相当するDCAC変換動作させる場合について説明する。
図6においてL相が正の場合、スイッチング素子Q231,Q241をオンさせるために制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q231,Q241を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Q231,Q241のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ111およびオンに制御されたスイッチング素子Q11、L相、コンデンサ10又はAC負荷、N相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q14を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Q231がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q211を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q241がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q221を流れる。
図6においてL相が正の場合、スイッチング素子Q231,Q241をオンさせるために制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q231,Q241を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Q231,Q241のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ111およびオンに制御されたスイッチング素子Q11、L相、コンデンサ10又はAC負荷、N相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q14を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。また、スイッチング素子Q231がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q211を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q241がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q221を流れる。
図6においてN相が正の場合、スイッチング素子Q231,Q241をオンさせるために制御回路30はドライバー32を介してスイッチング素子Q231,Q241を交互に位相を異ならせてオンする。スイッチング素子Q231,Q241のオンによりコンデンサ13に蓄積されたDC電圧から、インダクタ111およびオンに制御されたスイッチング素子Q13、N相、コンデンサ10又はAC負荷、L相、同じくオンに制御されたスイッチング素子Q12を経由してコンデンサ13に戻る電流が流れる。またスイッチング素子Q231がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q211を介してコンデンサ13に流れ、スイッチング素子Q241がオフのとき還流電流はスイッチング素子Q221を流れる。
このように本発明の第3の実施形態に係る双方向電力変換回路によれば、さらに素子数の増加を抑え、より低コストとすることができる。また、インダクタを小型化できる。
なお、上述した本発明の第1ないし第3の実施形態に係る双方向電力変換回路において、ディジタル制御することで、スイッチング電源装置の経年劣化をしづらくし、かつ回路を小型化させることができる。
なお、上述した本発明の第1ないし第3の実施形態に係る双方向電力変換回路において、ディジタル制御することで、スイッチング電源装置の経年劣化をしづらくし、かつ回路を小型化させることができる。
この発明による双方向電力変換回路は、電気自動車、ハイブリッド自動車などに搭載されるバッテリを充電する充電器に好適に用いることが可能である。
Q1〜Q8 スイッチング素子(例.IGBT)
10 フィルタコンデンサ
11,12,111 インダクタ
13 平滑コンデンサ
21〜24 MOSFET
30 制御回路
31〜34 ドライバー
10 フィルタコンデンサ
11,12,111 インダクタ
13 平滑コンデンサ
21〜24 MOSFET
30 制御回路
31〜34 ドライバー
Claims (10)
- 第1の接続点にて第1のインダクタの一端と双方向に導通可能な第1の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第2の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第2の接続点にて第2のインダクタの一端と双方向に導通可能な第3の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第4の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第3の接続点にて前記第1のインダクタの他端と前記第2のインダクタの他端とが接続され、
第4の接続点にて前記第1の半導体スイッチング素子の他端と前記第3の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
第5の接続点にて前記第2の半導体スイッチング素子の他端と前記第4の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
ドライバーを介して前記第1の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第4の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
を備えることを特徴とする双方向電力変換回路。 - 前記制御回路は、
第1方向の電力変換において前記第1の半導体スイッチング素子と前記第3の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第2方向の電力変換において前記第2の半導体スイッチング素子と前記第4の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第1の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第4の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする請求項1に記載の双方向電力変換回路。 - 前記第1ないし第4の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたIGBTであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の双方向電力変換回路。
- 前記第1ないし第4の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の双方向電力変換回路。
- 前記請求項1ないし請求項4のいずれか1項に記載の双方向電力変換回路において、
前記第3の接続点と前記第4の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成される双方向電力変換回路。 - 第6の接続点にて第3のインダクタの一端と双方向に導通可能な第5の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第6の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第7の接続点にて前記第3のインダクタの一端と双方向に導通可能な第7の半導体スイッチング素子の一端と双方向に導通可能な第8の半導体スイッチング素子の一端とが接続され、
第8の接続点にて前記第5の半導体スイッチング素子の他端と前記第7の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
第9の接続点にて前記第6の半導体スイッチング素子の他端と前記第8の半導体スイッチング素子の他端とが接続され、
ドライバーを介して前記第5の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第8の半導体スイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
を備えることを特徴とする双方向電力変換回路。 - 前記制御回路は、
第1方向の電力変換において前記第5の半導体スイッチング素子と前記第7の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御し、
第2方向の電力変換において前記第6の半導体スイッチング素子と前記第8の半導体スイッチング素子との位相が互いに異なるように制御するように、信号をドライバーを介して前記第5の半導体スイッチング素子の制御端子ないし前記第8の半導体スイッチング素子の制御端子に供給することを特徴とする請求項6に記載の双方向電力変換回路。 - 前記第5ないし第8の半導体スイッチング素子はダイオードが並列接続されたIGBTであることを特徴とする請求項6または請求項7に記載の双方向電力変換回路。
- 前記第5ないし第8の半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする請求項6または請求項7に記載の双方向電力変換回路。
- 前記請求項6ないし請求項9のいずれか1項に記載の双方向電力変換回路において、
前記第3のインダクタの他端と前記第8の接続点との間には同期整流回路が接続されることで構成される双方向電力変換回路。
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JP2012043047A JP2013179805A (ja) | 2012-02-29 | 2012-02-29 | 双方向電力変換回路 |
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-
2012
- 2012-02-29 JP JP2012043047A patent/JP2013179805A/ja active Pending
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