JP2013175915A

JP2013175915A - ドライバ回路

Info

Publication number: JP2013175915A
Application number: JP2012038831A
Authority: JP
Inventors: Yoshiji Kako; 芳史加来
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-02-24
Filing date: 2012-02-24
Publication date: 2013-09-05
Anticipated expiration: 2032-02-24
Also published as: JP5626240B2

Abstract

【課題】簡易な構成で波形歪を低減するドライバ回路の提供。
【解決手段】中立電圧Ｖｃを発生させる中立電圧発生回路２１の出力端は、並列接続された抵抗器２２Ｈ及びダイオード２３Ｈを介してＣＡＮＨ端子１３１に接続されていると共に、並列接続された抵抗器２２Ｌ及びダイオード２３Ｌを介してＣＡＮＬ端子１３２に接続されている。但し、ダイオード２３Ｈは、中立電圧発生回路２１の出力端からＣＡＮＨ端子１３１に向かう方向が順方向となり、ダイオード２３Ｌは、ＣＡＮＬ端子１３２から中立電圧発生回路２１の出力端に向かう方向が順方向となる。ダイオード２３Ｈは、ＣＡＮＨ端子１３１の電圧の下限をＶｃ−Ｖｆに制限し、ダイオード２３Ｌは、ＣＡＮＬ端子１３２の電圧の上限をＶｃ＋Ｖｆに制限することで、歪んだ波形をカットする。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動信号が伝送される二線式の伝送線路を駆動するドライバ回路に関する。

従来、二線式の伝送線路により差動信号を用いて通信を行うＣＡＮ（Controller Area Network ）等の通信システムが知られている。
この種の通信システムでは、伝送線路の配線が長くなったり、伝送線路に接続するノードの数が増えたりすると、伝送線路の端部やノードの接続端にてインピーダンス不整合による反射が生じ、その結果、リンギングによる波形歪が生じる。また、波形歪が生じるとその信号を受信する側で信号レベルの誤判定が生じる可能性がある。

このような波形歪を低減する手法の一つとして、伝送線路を終端するインピーダンスを可変設定するインピーダンス可変部を設け、出力データの変化に伴って、出力インピーダンスがロウインピーダンスの状態からハイインピーダンスの状態に変化するタイミングで所定期間だけ、インピーダンス可変部のインピーダンスが伝送線路の特性インピーダンスに近い値となるように制御するものがある（例えば、特許文献１参照。）。

特開平２００９−２９６５６８号公報

しかし、特許文献１に記載の手法では、出力データの変化を検出してインピーダンス可変部のインピーダンスを所定期間だけ変化させるための制御回路が必要であり、ドライバ回路の回路構成が複雑化すると共に回路規模が増大するという問題があった。

また、所定タイミングで所定時間だけ動作するため、出力データの変化に伴う出力インピーダンスの変化以外の原因に基づいて発生する波形歪については、これを低減することができないという問題もあった。

更に、出力データの変化を検知してからインピーダンス可変部が作動するまでに遅延が生じるため、その遅延時間の間も歪を低減することができないという問題があった。
本発明は、上記問題点を解決するために、簡易な構成で波形歪を低減するドライバ回路を提供することを目的とする。

本発明のドライバ回路では、動作制御部が、２値信号が一方の信号レベル（以下「第１レベル」という）の時に、第３抵抗器及び第４抵抗器の給電端を開放状態とし、２値信号が他方の信号レベル（以下「第２レベル」という）の時に、第３抵抗器の給電端に高電位側基準電圧を印加すると共に、第４抵抗器の給電端に低電位側基準電圧を印加する。

これにより、２値信号が第１レベルの時には、高電位側端子（ひいては第１の信号線）及び低電位側端子（ひいては第２の信号線）には、いずれにも中立電圧が印加され、差動信号の信号レベルは低レベルとなる。一方、２値信号が第２レベルの時には、第１の信号線には、高電位側基準電圧と中立電圧との電圧差を第１分圧回路で分圧した電圧（高位分圧電圧）が印加され、第２の信号線には、中立電圧と低電位側基準電圧との電圧差を第２分圧回路で分圧した電圧（低位分圧電圧）が印加されるため、差動信号の信号レベルは高レベルとなる。

つまり、第１の信号線の電圧が、中立電圧或いは高位分圧電圧に保たれ、また、第２の信号線の電圧が、中立電圧或いは低位分圧電圧に保たれている状態、即ち、伝送線路上の信号に波形歪が生じていない場合は、第１ダイオード及び第２ダイオードが導通することはない。

一方、伝送線路上の信号に波形歪が生じることによって、第１の信号線の電圧が、中立電圧からダイオードの順電圧を減じた大きさの高位側しきい値電圧を越えて小さくなると、第１ダイオードが導通し、それ以上電圧が低下することがない。同様に、第２の信号線の電圧が、中立電圧にダイオードの順電圧を加えた大きさの低位しきい値電圧を越えて大きくなると、第２ダイオードが導通し、それ以上電圧が上昇することがない。

このように本発明のドライバ回路によれば、歪んだ波形を第１ダイオード及び第２ダイオードによってクランプするため、波形歪の振幅を小さく抑えることができ、また波形歪を速やかに収束させることができる。

なお、本発明のドライバ回路において、第１ダイオード及び第２ダイオードには、それぞれコンデンサが直列接続されていてもよい。
この場合、直流成分はカットされ交流成分（波形歪成分）のみが通過することになるだけでなく、第１の信号線に地絡等の故障が発生した時に、第１ダイオード及び第２ダイオードが接続された経路を介して、第２の信号線から第１の信号線に大きな故障電流が流れ込むことが防止されるため、安全性を向上させることができる。

トランシーバにおけるドライバ回路の部分を抽出した回路図である。車載通信システムの全体構成を示すブロック図である。ドライバ回路の動作を模式的に示した説明図である。波形歪の抑制効果のシミュレーション結果を示すグラフである。他の実施形態を示す説明図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
＜全体構成＞
図２は、通信プロトコルとしてＣＡＮ（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）が用いられた車載用の通信システム１の構成を表すブロック図である。

図２に示すように、通信システム１は、車両に搭載された複数の電子制御ユニット１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，…を、共通の伝送線路３を介して相互に通信可能となるように接続することで構成され、これら電子制御ユニット１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，…のそれぞれがノードとして機能するようにされている。以下では、電子制御ユニットをＥＣＵとよび、また、ＥＣＵ１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…を、特に区別しないでいずれか一つを指す場合はＥＣＵ１０と表記する。

このうち、伝送線路３は一対の信号線３ａ，３ｂ（以下、一方をＣＡＮＨ３ａ，他方をＣＡＮＬ３ｂと表記する）で構成された二線式のバス型伝送線路からなり、その両端は、終端抵抗５，５によってそれぞれ終端されている。そして、伝送線路３では、ＣＡＮＨ３ａ，ＣＡＮＬ３ｂ間の電位差によって信号レベルを表現した差動信号が伝送される。以下では、ＣＡＮＨ３ａ，ＣＡＮＬ３ｂ間の電位差が予め設定された符号判定閾値以上である場合をドミナント、その電位差が符号判定閾値未満である場合をレセッシブと称する。

＜ＥＣＵ＞
ＥＣＵ１０は、通信システム１を介してＣＡＮプロトコルに従った通信制御（送信フレームの生成、受信フレームの解析）を行うＣＡＮコントローラ１２と、ＣＡＮコントローラ１２から与えられる２値符号のデータ列（送信フレーム）ＴＸを差動信号に変換して伝送線路ＬＮに出力すると共に、伝送線路ＬＮ上の差動信号を受信して２値符号に復号したデータ列（受信フレーム）ＲＸをＣＡＮコントローラ１２に入力するトランシーバ１３と、車両各部を制御するための制御処理や、ＣＡＮコントローラ１２を用いて他のＥＣＵ１０との通信を行うための処理等を実行するマイクロコンピュータ１１とを備えている。

以下では、トランシーバ１３において、ＣＡＮＨ３ａが接続される端子をＣＡＮＨ端子１３１、ＣＡＮＬ３ｂが接続される端子をＣＡＮＬ端子１３２、ＣＡＮコントローラ１２から供給されるデータ列を入力する端子をＴＸ端子１３３、ＣＡＮコントローラ１２へ供給するデータ列を出力する端子をＲＸ端子１３４と称する。

＜トランシーバ＞
トランシーバ１３は、図１に示すように、ＴＸ端子１３３を介して入力される２値符号のデータ列ＴＸを差動信号に変換してＣＡＮＨ端子１３１，ＣＡＮＬ端子１３２に出力するドライバ回路２０と、ＣＡＮＨ端子１３１，ＣＡＮＬ端子１３２を介して入力される差動信号を２値符号のデータ列ＲＸに復号してＲＸ端子に出力するレシーバ回路３０とを備えている。

このうち、レシーバ回路３０は周知のものであるため、ここでは説明を省略し、以下では、本発明の主要部となるドライバ回路２０を中心に説明する。
ドライバ回路２０は、差動信号がドミナントである場合にＣＡＮＨ３ａ，ＣＡＮＬ３ｂが示す電圧である中立電圧Ｖｃ（ここでは、後述する電圧ＶDDの１／２）を発生させる中立電圧発生回路２１を備えている。そして、中立電圧発生回路２１の出力端は、並列接続された抵抗器２２Ｈ及びダイオード２３Ｈを介してＣＡＮＨ端子１３１に接続されていると共に、並列接続された抵抗器２２Ｌ及びダイオード２３Ｌを介してＣＡＮＬ端子１３２に接続されている。但し、ダイオード２３Ｈは、中立電圧発生回路２１の出力端からＣＡＮＨ端子１３１に向かう方向が順方向となり、ダイオード２３Ｌは、ＣＡＮＬ端子１３２から中立電圧発生回路２１の出力端に向かう方向が順方向となるように接続されている。

また、抵抗器２２ＨのＣＡＮＨ端子側接続端と、高電位側電源（電圧ＶDD）との間には、抵抗器２４Ｈ，ダイオード２５Ｈ，トランジスタ２６Ｈが直列に接続され、抵抗器２２ＬのＣＡＮＬ端子側接続端と、低電位側電源（電圧ＶＧ、ここでは０Ｖ）との間には、抵抗器２４Ｌ，ダイオード２５Ｌ，トランジスタ２６Ｌが直列に接続されている。

但し、ダイオード２５Ｈは、高電位側電源から抵抗器２２Ｈに向かう方向が順方向となるように接続され、ダイオード２５Ｌは、抵抗器２２Ｌから低電位側電源に向かう方向が順方向となるように接続されている。また、トランジスタ２６Ｈは、ＰＭＯＳ電界効果トランジスタからなり、トランジスタ２６ＬはＮＭＯＳ電界効果トランジスタからなる。

更に、ドライバ回路２０は、ＴＸ端子１３３を介して入力されるデータのレベルに応じて、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌのゲートに印加する駆動信号ＧＨ，ＧＬを発生させるレベル変換回路２７を備えている。このレベル変換回路２７は、具体的には、入力されるデータがレセッシブに対応させるレベル（例えば‘１’）である場合に、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌをいずれもオフ状態にし、入力されるデータがドミナントに対応させるレベル（例えば‘０’）である場合に、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌをいずれもオン状態にするような駆動信号ＧＨ，ＧＬを発生させる。

以下では、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌのオン電圧をＶon、ダイオード２３Ｈ，２３Ｌ，２５Ｈ，２５Ｌの順電圧をＶｆ、抵抗器２２Ｈ，２２Ｌの抵抗値をＲ１、抵抗器２４Ｈ，２４Ｌの抵抗値をＲ２とする。

＜動作＞
このように構成されたドライバ回路２０では、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌがオフ状態である場合、ＣＡＮＨ端子１３１（ひいてはＣＡＮＨ３ａ）の電圧ＶＨ及びＣＡＮＬ端子１３２（ひいてはＣＡＮＬ３ｂ）の電圧ＶＬは、いずれも中立電圧Ｖｃとなる。その結果、伝送線路３上の差動信号はレセッシブとなる。一方、トランジスタ２６Ｈ，２６Ｌがオン状態の場合、抵抗器２２Ｈ，２４Ｈ、及び抵抗器２２Ｌ，２４Ｌがそれぞれ分圧回路として動作することにより、ＣＡＮＨ端子１３１の電圧ＶＨは（１）式で表され、ＣＡＮＨ端子１３１の電圧ＶＬは（２）式で表される。その結果、伝送線路３上の差動信号はドミナントとなる。

ＶＨ＝Ｖｃ＋（ＶDD−Ｖon−Ｖf−Ｖｃ）×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）（１）
ＶＬ＝Ｖｃ−（Ｖｃ−Ｖon−Ｖf−ＶＧ）×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）（２）
なお、Ｖｃ＝ＶDD／２，ＶＧ＝０とするか、Ｖｃ＝０，ＶＧ＝−ＶDDとすれば、（１）（２）式の右辺第２項の絶対値はいずれも同じ大きさとなる。

次に、伝送線路３上の信号に波形歪が生じた場合を考える。図３に示すように、この波形歪によって、ＣＡＮＨ３ａの電圧が、高位側しきい値電圧Ｖth_H（＝Ｖｃ−Ｖｆ）を越えて小さくなると、ダイオード２３Ｈが導通するため、ＣＡＮＨ３ａ上の信号波形（図中の実線を参照）は、Ｖth_Hを下限とする形状にクランプされる。同様に、ＣＡＮＬ３ｂの電圧が、低位側しきい値電圧Ｖth_L（＝Ｖｃ＋Ｖｆ）を越えて大きくなると、ダイオード２３Ｌが導通するため、ＣＡＮＬ３ｂ上の信号波形（図中の一点鎖線を参照）は、Ｖth_Lを上限とする形状にクランプされる。つまり、図３において、斜線で示した部分が、ダイオード２３Ｈ，２３Ｌによってカットされる歪みである。特に、差動信号がドミナントからレセッシブに変化した直後に現れる最大の歪を抑制することにより、その後に続く波形歪を速やかに収束させることができる。

＜効果＞
以上、説明したように、通信システム１によれば、ドライバ回路２０に設けたダイオード２３Ｈ，２３Ｌによって、伝送線路３に生じた波形歪の振幅を抑制することができる。

しかも、ダイオード２３Ｈ、２３Ｌは、波形歪のない信号に対しては機能しないため、通常の差動信号の伝送に悪影響を及ぼすことなく波形歪の抑制を実現することができる。
波形歪を抑制する効果は、図４に示すシミュレーション結果からも明らかである。なお、図４において、細線がダイオード２３Ｈ，２３Ｌがない場合、太線がダイオード２３Ｈ，２３Ｌがある場合を示す。

＜他の実施形態＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、抵抗器２２Ｈ，２２Ｌと並列に、ダイオード２３Ｈ，２３Ｌをそれぞれ設けたが、図５（ａ）に示すように、ダイオード２３Ｈ，２３Ｌに、それぞれコンデンサ２８Ｈ，２８Ｌを直列接続したものを設けてもよい。

この場合、直流成分はカットされ交流成分（波形歪成分）のみが通過することになるため、ＣＡＮＨ３ａに地絡等の故障が発生した時に、ダイオード２３Ｈ，２３Ｌが接続された経路を介して、ＣＡＮＬ３ｂからＣＡＮＨ３ａに大きな故障電流が流れ込むことを防止することができ、通信システム１の安全性を向上させることができる。

また、図５（ｂ）に示すように、コンデンサ２８Ｈ，２８Ｌの代わりにスイッチ２９Ｈ，２９Ｌを設け、適宜スイッチ２９Ｈ，２９Ｌをオンすることで波形歪を抑制したい期間だけダイオード２３Ｈ，２３Ｌを機能させるように構成してもよい。

１…通信システム３…伝送線路３ａ…ＣＡＮＨ３ｂ…ＣＡＮＬ５…終端抵抗１０（１０ａ〜１０ｃ）…電子制御ユニット１１…マイクロコンピュータ１２…ＣＡＮコントローラ１３…トランシーバ２０…ドライバ回路２１…中立電圧発生回路２２Ｈ，２２Ｌ，２４Ｈ，２４Ｌ…抵抗器２３Ｈ，２３Ｌ，２５Ｈ，２５Ｌ…ダイオード２６Ｈ，２６Ｌ…トランジスタ２７…レベル変換回路２８Ｈ，２８Ｌ…コンデンサ２９Ｈ，２９Ｌ…スイッチ３０…レシーバ回路１３１…ＣＡＮＨ端子１３２…ＣＡＮＬ端子１３３…ＴＸ端子１３４…ＲＸ端子ＬＮ…伝送線路

Claims

第１の信号線（３ａ）及び第２の信号線（３ｂ）からなる伝送線路（３）に接続され、２値信号を差動信号に変換して前記伝送線路に出力するドライバ回路（２０）であって、
予め設定され中立電圧を発生させる中立電圧発生回路（２１）と、
前記中立電圧発生回路の出力端と前記第１の信号線を接続する高電位側端子（１３１）との間に接続される第１抵抗器（２２Ｈ）と、
前記中立電圧発生回路の出力端と前記第２の信号線を接続する低電位側端子（１３２）との間に接続される第２抵抗器（２２Ｌ）と、
前記高電位側端子を分圧電圧の出力端とする第１分圧回路（２２Ｈ，２４Ｈ）を前記第１抵抗器と共に構成する第３抵抗器（２４Ｈ）と、
前記低電位側端子を分圧電圧の出力端とする第２分圧回路（２２Ｌ，２４Ｌ）を前記第２抵抗器と共に構成する第４抵抗器（２４Ｌ）と、
前記２値信号が一方の信号レベルの時に、前記第３抵抗器及び前記第４抵抗器の前記分圧電圧の出力端とは反対側端である給電端を開放状態とし、前記２値信号が他方の信号レベルの時に、前記第３抵抗器の給電端に前記中立電圧より高い高電位側基準電圧を印加し且つ前記第４抵抗器の給電端に前記中立電圧より低い低電位側基準電圧を印加する動作制御部（２５Ｈ，２５Ｌ，２６Ｈ，２６Ｌ，２７）と、
前記第１抵抗器と並列かつ前記中立電圧発生回路の出力端から前記高電位側端子に向かう方向が順方向となるように接続された第１ダイオード（２３Ｈ）と、
前記第２抵抗器と並列かつ前記低電位側端子から前記中立電圧発生回路の出力端に向かう方向が順方向となるように接続された第２ダイオード（２３Ｌ）と、
を備えることを特徴とするドライバ回路。
前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードには、それぞれコンデンサ（２８Ｈ，２８Ｌ）が直列接続されていることを特徴とする請求項１に記載のドライバ回路。