JP2013118428A - Microstrip transmission line and high-frequency amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、直流電流を遮断する機能を有するマイクロストリップ伝送線路および、これを備えた高周波増幅器に関するものである。 The present invention relates to a microstrip transmission line having a function of interrupting a direct current and a high-frequency amplifier including the microstrip transmission line.
従来のマイクロストリップ伝送線路を備えた高周波回路としては、例えば特許文献１に開示されたものがある。このマイクロストリップ伝送線路を備えた高周波回路について、図１９を参照しながら説明する。
As a conventional high frequency circuit including a microstrip transmission line, for example, there is one disclosed in
高周波回路は、図１９に示すように、マイクロストリップ伝送線路１０１、コンデンサ１０２、トランジスタセル１０３およびその他の回路素子から構成されている。なお、マイクロストリップ伝送線路１０１はショートスタブを構成している。また、コンデンサ１０２は直流遮断機能を有している。
このように、従来の高周波回路では、トランジスタセル１０３に対して、マイクロストリップ伝送線路１０１で構成されるショートスタブおよびコンデンサ１０２による直流電流遮断機能を付加することで、広帯域なインピーダンス整合を実現している。
As shown in FIG. 19, the high-frequency circuit includes a
As described above, in the conventional high-frequency circuit, wide-band impedance matching is realized by adding a DC current blocking function by the short stub formed by the
しかしながら、特許文献１に開示された従来のマイクロストリップ伝送線路１０１を備えた高周波回路では、マイクロストリップ伝送線路１０１が作る周波数特性を無効化しないようにコンデンサ１０２の値を決定する必要がある。そのため、直流電流遮断機能を実現するコンデンサ１０２が大きくなり回路サイズが大型になるという課題があった。
However, in the high-frequency circuit including the conventional
また、マイクロストリップ伝送線路をショートスタブとして利用している従来の増幅器としては、非特許文献１が挙げられる。一般的に、狭帯域な増幅器のショートスタブでは、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ Ｉｎｓｕｌａｔｉｏｎ Ｍｅｔａｌ）のキャパシタンス成分とＭＩＭのインダクタンス成分やビアホールのインダクタンス成分とを直列共振させてキャパシタンス成分を除去して、ショートスタブの伝送線路を接続する。しかしながら、非特許文献１の増幅器は、６〜１８ＧＨｚと広帯域な増幅器であるため、ＭＩＭのキャパシタンス成分を直列共振させても広帯域にキャパシタンス成分を除去することができない。そのため、ＭＩＭのキャパシタンス成分を大きくする必要があり、回路中のショートスタブの先端にある直流電流遮断のためのＭＩＭキャパシタが大きくなるという課題があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、マイクロストリップ伝送線路に直流電流を遮断する機能を与えることで、小型な回路サイズを実現することができるマイクロストリップ伝送線路および高周波増幅器を提供することを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a microstrip transmission line capable of realizing a small circuit size by providing a function of interrupting a direct current to the microstrip transmission line. An object is to provide a high-frequency amplifier.
この発明に係るマイクロストリップ伝送線路は、所定位置で幅方向に切断されて間隙が設けられた伝送線路と、切断された一方の伝送線路上に設けられた誘電体と、誘電体を介して、切断された伝送線路間を接続する金属板とを備えたものである。 The microstrip transmission line according to the present invention is a transmission line that is cut in the width direction at a predetermined position and provided with a gap, a dielectric provided on one of the cut transmission lines, and a dielectric, And a metal plate for connecting the cut transmission lines.
この発明によれば、上記のように構成したので、マイクロストリップ伝送線路自身が直流電流遮断機能を有し、従来、高周波回路においてマイクロストリップ伝送線路の外部に設ける必要があったキャパシタが不要となり、回路を小型化することができる。 According to the present invention, since it is configured as described above, the microstrip transmission line itself has a direct-current blocking function, and a capacitor that has conventionally been required to be provided outside the microstrip transmission line in a high-frequency circuit becomes unnecessary. The circuit can be reduced in size.
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るマイクロストリップ伝送線路１の構成を示す模式図である。
マイクロストリップ伝送線路１は、図１に示すように、第１の伝送線路１１、第２の伝送線路１２、誘電体１３および金属板１４から構成されている。なお、Ｓ１１，Ｓ２２はＳパラメータである。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a
As shown in FIG. 1, the
第１，２の伝送線路１１，１２は、１本の伝送線路を所定位置で幅方向に切断することで構成されたものである。この第１，２の伝送線路１１，１２は、所定の細い間隙を設けて長手方向に沿って配置されている。
The first and
誘電体１３は、切断された一方の伝送線路（図１では第１の伝送線路１１）上に設けられた板状部材である。誘電体１３は、この切断された一方の伝送線路と略同一形状に構成されている。
The dielectric 13 is a plate-like member provided on one of the cut transmission lines (the
金属板１４は、誘電体１３を介して、切断された第１，２の伝送線路１１，１２間を接続する板状部材である。図１では、金属板１４の幅は、第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３と略同一に構成され、長さは、第１の伝送線路１１および誘電体１３に対して長く構成されている。そして、金属板１４は、誘電体１３上に配置され、その突出端が接合部材１５を介して第２の伝送線路１２に接続されている。
The
図１に示すマイクロストリップ伝送線路１の等価回路は、図２に示すようになる。ここで、符号２１，２２は、図１に示す第１，２の伝送線路１１，１２とそれぞれ同じ特性インピーダンスおよび電気長を持つマイクロストリップ伝送線路である。また、符号２３は、第１の伝送線路１１と第２の伝送線路１２との間に生じる容量と同じキャパシタである。なお、Ｓ３３，Ｓ４４はＳ１１，Ｓ２２に対応するＳパラメータである。
An equivalent circuit of the
次に、図２の等価回路が正しいことを、図１の構成に対する電磁界計算を行うことで示す。図３（ａ）〜（ｃ）は、図１の構成に対する電磁界計算結果および図２の回路に対する等価回路計算結果の入力ＶＳＷＲ（電圧定在波比：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）、通過損失、通過位相をそれぞれ示す図である。なお、図３に示す実線が電磁界計算結果を示し、破線が等価回路計算結果を示している。 Next, the fact that the equivalent circuit of FIG. 2 is correct will be shown by performing electromagnetic field calculations for the configuration of FIG. FIGS. 3A to 3C are diagrams showing the input VSWR (Voltage Standing Wave Ratio), the passage loss, and the passage of the electromagnetic field calculation result for the configuration of FIG. 1 and the equivalent circuit calculation result for the circuit of FIG. It is a figure which shows each phase. In addition, the continuous line shown in FIG. 3 has shown the electromagnetic field calculation result, and the broken line has shown the equivalent circuit calculation result.
ここで、電磁界計算を行う際の条件として、第１，２の伝送線路１１，１２、誘電体１３および金属板１４の幅をそれぞれ９０ｕｍとし、第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３の長さをそれぞれ２００ｕｍとし、金属板１４の長さを２２０ｕｍとし、基板厚を１００ｕｍとし、基板の比誘電率を１０とし、第１，２の伝送線路１１，１２および金属板１４の厚みをそれぞれ１ｕｍとし、誘電体１３の厚みを０．１ｕｍとし、誘電体１３の比誘電率を１．５とした。また、基板の裏面にグランド面を持たせ、第１，２の伝送線路１１，１２が正しくマイクロストリップ伝送線路として機能するようにした。
また、上記の計算条件により、図２に示すマイクロストリップ伝送線路２１，２２の長さは２００ｕｍであり、キャパシタ２３は、ＭＩＭキャパシタのパラメータから計算して２．４３ｐＦとなる。
Here, as a condition for performing the electromagnetic field calculation, the widths of the first and
Further, according to the above calculation conditions, the length of the
以上の計算条件による電磁界計算結果と等価回路計算結果は、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、広帯域に渡って良く一致していることが分かる。つまり、図１に示す構成はマイクロストリップ伝送線路でありながら、直列キャパシタの機能、すなわち直流電流遮断機能を有していることがわかる。 It can be seen that the electromagnetic field calculation result and the equivalent circuit calculation result under the above calculation conditions agree well over a wide band as shown in FIGS. That is, the configuration shown in FIG. 1 is a microstrip transmission line, but has the function of a series capacitor, that is, a direct current blocking function.
以上のように、この実施の形態１によれば、所定位置で幅方向に切断されて間隙が設けられた第１，２の伝送線路１１，１２と、切断された一方の伝送線路（第１の伝送線路１１）上に設けられた誘電体１３と、誘電体１３を介して、切断された第１，２の伝送線路１１，１２間を接続する金属板１４とを備えたので、このマイクロストリップ伝送線路１を備えた高周波回路では、従来のマイクロストリップ伝送線路の外部に設ける必要があったキャパシタが不要になり、回路を小型化できる。また、回路が小型化することで基板やＩＣの大きさを小型化できる。さらに、基板やＩＣの大きさを小型化することで、高周波回路を必要とするシステムを小型化できる。
As described above, according to the first embodiment, the first and
また、従来のＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ
）回路では、大きなＭＩＭ容量を確保するために線路幅より幅の広いＭＩＭキャパシタを利用していた。そのため、ＭＩＭキャパシタの持つ伝送線路成分の特性インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスの間でのインピーダンス不整合が生じていた。
それに対して、図１に示すマイクロストリップ伝送線路１をＭＭＩＣ回路に適用することで、ＭＩＭキャパシタが存在せずインピーダンス不整合が生じないため、低損失化が実現できる。
In addition, the conventional MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit)
In the circuit, an MIM capacitor having a width wider than the line width is used to secure a large MIM capacity. Therefore, an impedance mismatch has occurred between the characteristic impedance of the transmission line component of the MIM capacitor and the characteristic impedance of the transmission line.
On the other hand, by applying the
また、図１に示すマイクロストリップ伝送線路１は、増幅器などの能動素子を持つ回路の直流電流遮断回路として利用できる。また、マイクロストリップ伝送線路１の幅を狭くすることでマイクロストリップ伝送線路１をインダクタとみなし、インダクタとキャパシタにより小型に直列共振器を構成することができる。
また、増幅器において、図１に示すマイクロストリップ伝送線路１をトランジスタと５０オーム負荷の間に直列に挿入することで、直列共振器を装荷したことになり、不要な帯域を遮断できる。
Further, the
Further, in the amplifier, by inserting the
なお、図１では単純な構成のマイクロストリップ伝送線路１を例にしたが、図４に示すように、マイクロストリップ伝送線路１がベンドやカーブを有する場合であっても同じ効果を得ることができる。また、マイクロストリップ伝送線路１がｎ（ｎ＞２）個の伝送線路を合成した形状、つまりＴ分岐やクロスであっても同じ効果を得ることができる。なお図４では、図を見易くするため、第１の伝送線路１１、誘電体１３および金属板１４の幅を変えて示している。
また、図１では、誘電体１３および金属板１４が第１の伝送線路１１を全て覆う形としたが、全てを覆わなくても同じ効果を得ることができる。
In FIG. 1, the
In FIG. 1, the dielectric 13 and the
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１に係るマイクロストリップ伝送線路１を、高周波増幅器の入力整合回路に適用した場合について説明する。図５はこの発明の実施の形態２に係る高周波増幅器の入力整合回路の構成を示す模式図である。
高周波増幅器の入力整合回路は、図５に示すように、マイクロストリップ伝送線路２、トランジスタセル３、ビアホール４および整合回路５から構成されている。ここで、マイクロストリップ伝送線路２は、図１に示すマイクロストリップ伝送線路１と同様の構成であり、第１，２の伝送線路１１，１２、誘電体１３および金属板１４は全て同じ幅に構成されている。また、整合回路５は、トランジスタセル３の出力インピーダンスから終端へとインピーダンス整合を行うものである。
In the second embodiment, a case where the
As shown in FIG. 5, the input matching circuit of the high frequency amplifier includes a
なお、マイクロストリップ伝送線路２の長さ・幅は、入力整合回路の構成方法によって異なる。例えば、入力整合回路を高周波増幅器のインピーダンス整合回路として用いる場合には、入力整合回路の動作帯域の中心周波数における４分の１波長（λ／４長）付近の長さとする。また、抵抗を併用して安定化回路として用いる場合には、動作帯域の中心周波数におけるλ／４長よりも短い長さとし、幅は２０ｕｍ〜１００ｕｍ程度とする。
Note that the length and width of the
図５に示す高周波増幅器の等価回路は、図６に示すようになる。ここで、符号２４，２５は、図５に示すマイクロストリップ伝送線路２の半分程度の長さのマイクロストリップ伝送線路である。また、符号２６は、トランジスタセル３とマイクロストリップ伝送線路２との間に生じるインダクタンス成分と同じインダクタである。
An equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 5 is as shown in FIG. Here,
図６において、キャパシタ２３のインピーダンスが回路の動作帯域にて十分に小さければこれを無視でき、マイクロストリップ伝送線路２４とマイクロストリップ伝送線路２５を合わせた回路はショートスタブとみなすことができる。
さらに、検討を容易にするため、図７に示すように、マイクロストリップ伝送線路２４，２５からなるショートスタブをＬＣ並列共振器へと置換する。なお、図７において、符号２７はＬＣ並列共振器のキャパシタであり、符号２８はＬＣ並列共振器のインダクタである。
In FIG. 6, if the impedance of the
Further, in order to facilitate the examination, as shown in FIG. 7, the short stub composed of the
また、ショートスタブから並列共振器への変換式を下式（１）に示す。
次に、図７に示す等価回路のインピーダンスの軌跡を図８に示す。なお、本発明は特に広帯域で効果があるため、図８における計算周波数範囲を５．５ＧＨｚ〜１８．２ＧＨｚとした。また、図８に示すΓ１，Γ２は、図７のΓ１，Γ２位置でのインピーダンスにそれぞれ対応し、矢印の先端位置が高域端でのインピーダンスを示している。
図８に示すように、Γ１での周波数特性は、低域では容量性にあり、高域では誘導性にある。一方、並列共振器を付加したΓ２での周波数特性は、Γ１に対して、低域では並列インダクタの効果により誘導性に動き、高域では並列キャパシタの効果により容量性に動く。このように並列共振器を付加することで、Γ２での周波数特性をΓ１での周波数特性より広帯域に渡って小さくすることができる。
Next, the locus of the impedance of the equivalent circuit shown in FIG. 7 is shown in FIG. Since the present invention is particularly effective in a wide band, the calculation frequency range in FIG. 8 is set to 5.5 GHz to 18.2 GHz. Further, Γ1 and Γ2 shown in FIG. 8 respectively correspond to the impedances at the Γ1 and Γ2 positions in FIG. 7, and the tip position of the arrow indicates the impedance at the high frequency end.
As shown in FIG. 8, the frequency characteristic at Γ1 is capacitive in the low frequency range and inductive in the high frequency range. On the other hand, the frequency characteristic at Γ2 to which the parallel resonator is added moves inductively due to the effect of the parallel inductor in the low frequency region and becomes capacitive due to the effect of the parallel capacitor in the high frequency region relative to Γ1. By adding a parallel resonator in this way, the frequency characteristic at Γ2 can be reduced over a wider band than the frequency characteristic at Γ1.
次に、図７に示す等価回路に、インピーダンス変成器として、伝送線路２９を付加した回路を図９に示す。なお、伝送線路２９は、入力整合回路の動作帯域の中心周波数におけるλ／４長の長さに構成されている。
Next, FIG. 9 shows a circuit obtained by adding a
この図９に示す等価回路のインピーダンスの軌跡を図１０に示す。なお、図１０についても、図８と同様に、計算周波数範囲を広帯域（５．５ＧＨｚ〜１８．２ＧＨｚ）とした。また、図１０に示すΓ１〜Γ３は、図９のΓ１〜Γ３位置でのインピーダンスにそれぞれ対応し、矢印の先端位置が高域端でのインピーダンスを示している。
図１０に示すように、Γ１、Γ２での周波数特性は図８と同一である。一方、Γ３での周波数特性は、Γ２に対して、低域では電気長が高域より短く見えるために移動量が少なく、高域では電気長が低域より長く見えるために大きく移動する。このように、Γ３では、５０Ωに対して、帯域内の各周波数におけるインピーダンスの軌跡が近づくため、広帯域なインピーダンス整合を実現できる。
FIG. 10 shows the locus of the impedance of the equivalent circuit shown in FIG. In FIG. 10, as in FIG. 8, the calculation frequency range is a wide band (5.5 GHz to 18.2 GHz). Further, Γ1 to Γ3 shown in FIG. 10 respectively correspond to the impedances at the Γ1 to Γ3 positions in FIG. 9, and the tip positions of the arrows indicate the impedances at the high frequency end.
As shown in FIG. 10, the frequency characteristics at Γ1 and Γ2 are the same as those in FIG. On the other hand, the frequency characteristic at Γ3 is smaller than the Γ2 because the electrical length appears to be shorter than the high frequency in the low frequency range, and the amount of movement is small. Thus, in Γ3, since the impedance locus at each frequency in the band approaches 50Ω, broadband impedance matching can be realized.
なお、図５に示す高周波増幅器では、マイクロストリップ伝送線路２によりグランドとトランジスタセル３との間の直流電流は遮断される。そのため、マイクロストリップ伝送線路２を構成する金属（第１，２の伝送線路１１，１２および金属板１４）のうちトランジスタセル３側の金属から、トランジスタセル３を動作させるためのバイアスを印加できる。
In the high frequency amplifier shown in FIG. 5, the direct current between the ground and the
以上のように、この実施の形態２によれば、本発明のマイクロストリップ伝送線路２を高周波増幅器の入力整合回路に適用したので、従来のマイクロストリップ伝送線路の外部に設ける必要があったキャパシタが不要になり、回路を小型化できる。また、回路が小型化することで基板やＩＣの大きさを小型化できる。さらに、基板やＩＣの大きさを小型化することで、高周波増幅器を必要とするシステムを小型化できる。
As described above, according to the second embodiment, since the
また、従来のＭＭＩＣ回路では、大きなＭＩＭ容量を確保するために線路幅より幅の広いＭＩＭキャパシタを利用していた。そのため、ＭＩＭキャパシタの持つ伝送線路成分の特性インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスの間でのインピーダンス不整合が生じていた。
それに対して、図５に示す高周波増幅器をＭＭＩＣ回路に適用することで、ＭＩＭキャパシタが存在せずインピーダンス不整合が生じないため、低損失化が実現できる。
Further, in the conventional MMIC circuit, an MIM capacitor having a width wider than the line width is used in order to secure a large MIM capacity. Therefore, an impedance mismatch has occurred between the characteristic impedance of the transmission line component of the MIM capacitor and the characteristic impedance of the transmission line.
On the other hand, by applying the high-frequency amplifier shown in FIG. 5 to the MMIC circuit, there is no MIM capacitor and impedance mismatch does not occur, so that low loss can be realized.
また、従来では、ＭＩＭキャパシタが大型であったため、トランジスタの入力にショートスタブを装荷する回路構成は適用できなかった。それに対して、図５に示す高周波増幅器では、回路サイズが小さいため適用が可能となり、小型かつ広帯域な高周波増幅器を実現することができる。 Conventionally, since the MIM capacitor is large, a circuit configuration in which a short stub is loaded on the input of the transistor cannot be applied. On the other hand, the high-frequency amplifier shown in FIG. 5 can be applied because the circuit size is small, and a small and wide-band high-frequency amplifier can be realized.
なお、図５の例では、トランジスタセル３の直近にマイクロストリップ伝送線路２を配置したが、入力整合回路の中でトランジスタセル３から離れた部位に配置しても整合回路素子としてインピーダンス整合に利用することが可能である。
また、図５の例では、マイクロストリップ伝送線路２の大きさを高周波増幅器に必要なショートスタブの大きさと同一としたが、小さくてもよい。また、図５の例では、並列回路はマイクロストリップ伝送線路２およびビアホール４からなる単純な構成としたが、抵抗素子を加えて安定化回路として利用してもよい。また、図５の例では、整合回路５は、トランジスタセル３の出力インピーダンスから終端へとインピーダンス整合を行う回路としたが、トランジスタセル３の出力インピーダンスから接続する他の回路素子、例えば別のトランジスタの入力インピーダンスへの整合回路としてもよい。
In the example of FIG. 5, the
In the example of FIG. 5, the size of the
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１に係るマイクロストリップ伝送線路１を、高周波増幅器の出力整合回路に適用した場合について説明する。図１１はこの発明の実施の形態３に係る高周波増幅器の出力整合回路の構成を示す模式図である。
高周波増幅器の出力整合回路は、図１１に示すように、マイクロストリップ伝送線路２、トランジスタセル３、ビアホール４および整合回路６から構成されている。ここで、マイクロストリップ伝送線路２は、図１に示すマイクロストリップ伝送線路１と同様の構成であり、第１，２の伝送線路１１，１２、誘電体１３および金属板１４は全て同じ幅に構成されている。また、整合回路６は、トランジスタセル３の入力インピーダンスから終端へとインピーダンス整合を行うものである。
In the third embodiment, a case where the
As shown in FIG. 11, the output matching circuit of the high frequency amplifier includes a
なお、マイクロストリップ伝送線路２の長さ・幅は、出力整合回路の構成方法によって異なる。例えば、出力整合回路を、トランジスタセル３にバイアスを印加するためのバイアス回路として用いる場合には、出力整合回路の動作帯域の中心周波数におけるλ／４長付近の長さとし、十分な電流容量が確保できる幅とする。また、トランジスタセル３の出力容量と共振させてインピーダンス整合回路として用いる場合には、動作帯域の中心周波数付近におけるトランジスタセル３の出力容量と並列共振をする電気長およびインピーダンスとなる長さ・幅とする。
Note that the length and width of the
図１１に示す高周波増幅器の等価回路は、図１２に示すようになる。なお、図１１の構成を用いた議論を簡略化するため、マイクロストリップ伝送線路２の直列キャパシタのリアクタンスは回路の動作帯域において十分に小さいとし、マイクロストリップ伝送線路２は図１２の伝送線路３０に示すようにショートスタブとみなす。また、符号２６は、トランジスタセル３とマイクロストリップ伝送線路２との間に生じるインダクタンス成分と同じインダクタである。
An equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 11 is as shown in FIG. In order to simplify the discussion using the configuration of FIG. 11, it is assumed that the reactance of the series capacitor of the
まず、出力整合回路を単純にバイアス回路として利用する場合について述べる。
この場合、トランジスタセル３の出力側に接続されるＲＦ線路から、ショートスタブ３０側のインピーダンスが見えないようにショートスタブ３０のパラメータを与える。そのため、ショートスタブ３０の電気長は、出力整合回路の動作帯域の中心周波数付近におけるλ（２ｎ−１）／４長となるようにする（ｎ≧１）。また、マイクロストリップ伝送線路２の長さは、出力整合回路の動作帯域の中心周波数付近におけるλ（２ｎ−１）／４長となるようにする（ｎ≧１）。
First, the case where the output matching circuit is simply used as a bias circuit will be described.
In this case, the parameters of the
次に、出力整合回路をインピーダンス整合回路として利用する場合について述べる。
この場合は、トランジスタセル３の容量成分をキャンセルすることが目的である。よって、出力整合回路の動作帯域の中心周波数付近において伝送線路３０のインダクタンス成分とトランジスタセル３の容量成分を共振させることで、容量性の領域にあったトランジスタセル３の出力インピーダンスを実軸に変成し、５０Ωへのインピーダンス変成を容易にする。
図１２の等価回路に、インピーダンス変成器として、伝送線路２９を付加した回路を図１３に示す。なお、伝送線路２９は、出力整合回路の動作帯域の中心周波数におけるλ／４長の長さに構成されている。
Next, a case where the output matching circuit is used as an impedance matching circuit will be described.
In this case, the purpose is to cancel the capacitance component of the
FIG. 13 shows a circuit in which a
この図１３に示す等価回路のインピーダンスの軌跡を図１４に示す。なお、図１４における計算周波数範囲は広帯域（５．５ＧＨｚ〜１８．２ＧＨｚ）とした。また、図１４に示すΓ４〜Γ６は、図１３に示すΓ４〜Γ６位置でのインピーダンスにそれぞれ対応し、矢印の先端位置が高域端でのインピーダンスを示している。
図１４に示すように、Γ６において５０Ωに対して広帯域にインピーダンス整合が取れていることが分かる。
FIG. 14 shows the locus of the impedance of the equivalent circuit shown in FIG. Note that the calculation frequency range in FIG. 14 is a wide band (5.5 GHz to 18.2 GHz). Further, Γ4 to Γ6 shown in FIG. 14 respectively correspond to the impedances at the Γ4 to Γ6 positions shown in FIG. 13, and the tip position of the arrow indicates the impedance at the high frequency end.
As shown in FIG. 14, it can be seen that impedance matching is achieved in a wide band with respect to 50Ω in Γ6.
なお、図１１に示す高周波増幅器では、マイクロストリップ伝送線路２によりグランドとトランジスタセル３との間の直流電流は遮断される。そのため、マイクロストリップ伝送線路２を構成する金属（第１，２の伝送線路１１，１２および金属板１４）のうちトランジスタセル３側の金属から、トランジスタセル３を動作させるためのバイアスを印加できる。
In the high frequency amplifier shown in FIG. 11, the direct current between the ground and the
以上のように、この実施の形態３によれば、本発明のマイクロストリップ伝送線路２を高周波増幅器の出力整合回路に適用したので、従来のマイクロストリップ伝送線路の外部に設ける必要があったキャパシタが不要になり、回路を小型化できる。また、回路が小型化することで基板やＩＣの大きさを小型化できる。さらに、基板やＩＣの大きさを小型化することで、高周波増幅器を必要とするシステムを小型化できる。
As described above, according to the third embodiment, since the
また、従来のＭＭＩＣ回路では、大きなＭＩＭ容量を確保するために線路幅より幅の広いＭＩＭキャパシタを利用していた。そのため、ＭＩＭキャパシタの持つ伝送線路成分の特性インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスの間でのインピーダンス不整合が生じていた。
それに対して、図１１に示す高周波増幅器をＭＭＩＣ回路に適用することで、ＭＩＭキャパシタが存在せずインピーダンス不整合が生じないため、低損失化が実現できる。
Further, in the conventional MMIC circuit, an MIM capacitor having a width wider than the line width is used in order to secure a large MIM capacity. Therefore, an impedance mismatch has occurred between the characteristic impedance of the transmission line component of the MIM capacitor and the characteristic impedance of the transmission line.
On the other hand, by applying the high-frequency amplifier shown in FIG. 11 to the MMIC circuit, there is no MIM capacitor and impedance mismatch does not occur, so that low loss can be realized.
また、従来では、ＭＩＭキャパシタが大型であったため、トランジスタの出力にショートスタブを装荷する回路構成は適用できなかった。それに対して、図１１に示す高周波増幅器では、回路サイズが小さいため適用が可能となり、小型かつ広帯域な高周波増幅器を実現することができる。 Conventionally, since the MIM capacitor is large, a circuit configuration in which a short stub is loaded on the output of the transistor cannot be applied. On the other hand, the high-frequency amplifier shown in FIG. 11 can be applied because the circuit size is small, and a small and wide-band high-frequency amplifier can be realized.
なお、図１１の例では、トランジスタセル３の直近にマイクロストリップ伝送線路２を配置したが、出力整合回路の中でトランジスタセル３から離れた部位に配置しても整合回路素子としてインピーダンス整合に利用することが可能である。
また、図１１の例では、マイクロストリップ伝送線路２の大きさを高周波増幅器に必要なショートスタブの大きさと同一としたが、小さくてもよい。また、図１１の例では、並列回路はマイクロストリップ伝送線路２およびビアホール４からなる単純な回路としたが、抵抗素子を加えて安定化回路として利用してもよい。また、図１１の例では、整合回路６は、トランジスタセル３の入力インピーダンスから終端へとインピーダンス整合を行う回路としたが、トランジスタセル３の入力インピーダンスから接続する他の回路素子、例えば別のトランジスタの出力インピーダンスへの整合回路としてもよい。
In the example of FIG. 11, the
In the example of FIG. 11, the size of the
実施の形態４．
図１５はこの発明の実施の形態４に係るマイクロストリップ伝送線路１の構成を示す模式図である。図１５に示す実施の形態４に係るマイクロストリップ伝送線路１は、図１に示す実施の形態１に係るマイクロストリップ伝送線路１の金属板１４を、金属板１６に変更したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付してその説明を省略する。
FIG. 15 is a schematic diagram showing a configuration of a
金属板１６は、誘電体１３を介して、切断された第１，２の伝送線路１１，１２間を接続する板状部材である。この金属板１６は、図１に示す金属板１４と異なり、その幅が第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３に対して極めて細く構成されている。そして、金属板１６は、誘電体１３上に配置され、突出端が接合部材１５を介して第２の伝送線路１２に接続されている。
このような構造とすることで、マイクロストリップ伝送線路１の特性インピーダンスや電気長は変えずに直列キャパシタを小さくすることができる。なお、図１５に示すマイクロストリップ伝送線路１の等価回路は、図１６に示すようになる。
The
With such a structure, the series capacitor can be reduced without changing the characteristic impedance and the electrical length of the
次に、図１，１５の構成に対する電磁界計算結果の入力ＶＳＷＲ、通過損失を図１７に示す。なお、図１７において、実線は図１の構成に対する計算結果を示し、破線は図１５の構成に対する計算結果を示している。
ここで、図１５に示す第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３の幅は９０ｕｍとし、金属板１６の幅は１０ｕｍとする。この場合、マイクロストリップ伝送線路１のキャパシタ２３は０．２７ｐＦとなり、図２の場合の約１／９となる。
Next, FIG. 17 shows the input VSWR and the passage loss of the electromagnetic field calculation results for the configurations of FIGS. In FIG. 17, the solid line indicates the calculation result for the configuration of FIG. 1, and the broken line indicates the calculation result for the configuration of FIG. 15.
Here, the widths of the first and
図１７に示すように、図１５の構成では、低周波でＶＳＷＲが大きく通過損失が大きくなり、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）のように動作することが分かる。このように、マイクロストリップ伝送線路１の金属板１６を第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３よりも小さくして直列キャパシタを小さくすることで、ＨＰＦの効果をマイクロストリップ伝送線路１に持たせることができる。
As shown in FIG. 17, it can be seen that in the configuration of FIG. 15, the VSWR is large and the passage loss is large at a low frequency, and operates like a high-pass filter (HPF). In this way, the
なお、図１５に示すマイクロストリップ伝送線路１では、金属板１６を第１，２の伝送線路１１，１２および誘電体１３より極めて細くしているが、金属板１６および誘電体１３を第１，２の伝送線路１１，１２より極めて細くしてもマイクロストリップ伝送線路１の直列キャパシタを小さくでき、同じ効果が期待できる。
In the
以上のように、この実施の形態４によれば、金属板１４に代えて、第１，２の伝送線路１１，１２の幅よりも極めて細い幅を有する金属板１６を用いたので、マイクロストリップ伝送線路１の直列キャパシタを小さくすることができ、ＨＰＦの効果を持たせることができる。また、このマイクロストリップ伝送線路１を備えた高周波回路では、従来のマイクロストリップ伝送線路の外部に設ける必要があったキャパシタが不要になり、回路を小型化できる。また、回路が小型化することで基板やＩＣの大きさを小型化できる。さらに、基板やＩＣの大きさを小型化することで、高周波回路を必要とするシステムを小型化できる。
As described above, according to the fourth embodiment, instead of the
また、従来のＭＭＩＣ回路では、大きなＭＩＭ容量を確保するために線路幅より幅の広いＭＩＭキャパシタを利用していた。そのため、ＭＩＭキャパシタの持つ伝送線路成分の特性インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスの間でのインピーダンス不整合が生じていた。
それに対して、図１５に示すマイクロストリップ伝送線路１をＭＭＩＣ回路に適用することで、ＭＩＭキャパシタが存在せずインピーダンス不整合が生じないため、低損失化が実現できる。
Further, in the conventional MMIC circuit, an MIM capacitor having a width wider than the line width is used in order to secure a large MIM capacity. Therefore, an impedance mismatch has occurred between the characteristic impedance of the transmission line component of the MIM capacitor and the characteristic impedance of the transmission line.
On the other hand, by applying the
また、図１５に示すマイクロストリップ伝送線路１は、増幅器などの能動素子を持つ回路の直流電流遮断回路として利用できる。また、マイクロストリップ伝送線路１の幅を狭くすることでマイクロストリップ伝送線路１をインダクタとみなし、インダクタとキャパシタにより小型に直列共振器を構成することができる。
また、増幅器において、図１５に示すマイクロストリップ伝送線路１をトランジスタと５０オーム負荷の間に直列に挿入することで、直列共振器を装荷したことになり、不要な帯域を遮断できる。
Further, the
Further, in the amplifier, by inserting the
なお、図１５では単純な構成のマイクロストリップ伝送線路１を例にしたが、図１８に示すように、マイクロストリップ伝送線路１がベンドやカーブを有する場合であっても同じ効果を得ることができる。また、マイクロストリップ伝送線路１がｎ（ｎ＞２）個の伝送線路を合成した形状、つまりＴ分岐やクロスであっても同じ効果を得ることができる。なお図１８では、図を見易くするため、第１の伝送線路１１と誘電体１３の幅を変えて示している。
また、図１５では、誘電体１３が第１の伝送線路１１を全て覆う形としたが、全てを覆わなくても同じ効果を得ることができる。
In FIG. 15, the
In FIG. 15, the dielectric 13 covers the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
１，２ マイクロストリップ伝送線路、３ トランジスタセル、４ ビアホール、５，６ 整合回路、１１，１２ 第１，２の伝送線路、１３ 誘電体、１４，１６ 金属板、１５ 接合部材、２１，２２，２４，２５ マイクロストリップ伝送線路、２３，２７ キャパシタ、２６，２８ インダクタ、２９ 伝送線路、３０ ショートスタブ。 1, 2 microstrip transmission line, 3 transistor cell, 4 via hole, 5, 6 matching circuit, 11, 12 1st and 2nd transmission line, 13 dielectric, 14, 16 metal plate, 15 joint member, 21, 22, 24, 25 Microstrip transmission line, 23, 27 Capacitor, 26, 28 Inductor, 29 Transmission line, 30 Short stub.
Claims (6)
前記切断された一方の伝送線路上に設けられた誘電体と、
前記誘電体を介して、前記切断された伝送線路間を接続する金属板と
を備えたマイクロストリップ伝送線路。 A transmission line cut in the width direction at a predetermined position and provided with a gap;
A dielectric provided on one of the cut transmission lines;
A microstrip transmission line comprising a metal plate for connecting the cut transmission lines via the dielectric.
ことを特徴とする請求項１記載のマイクロストリップ伝送線路。 The microstrip transmission line according to claim 1, wherein the width of the metal plate is narrower than the width of the transmission line.
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載のマイクロストリップ伝送線路。 The microstrip transmission line according to claim 1 or 2, wherein the transmission line has a bend, a curve, or a shape obtained by synthesizing a plurality of lines.
ことを特徴とする高周波増幅器。 A high-frequency amplifier using the microstrip transmission line according to any one of claims 1 to 3 as a short stub of an input matching circuit.
ことを特徴とする高周波増幅器。 A high-frequency amplifier using the microstrip transmission line according to any one of claims 1 to 3 as a short stub of an output matching circuit.
ことを特徴とする請求項４または請求項５記載の高周波増幅器。 The high-frequency amplifier according to claim 4 or 5, wherein a bias is applied from a metal on a side of the transmission line and the metal plate to which a transistor is connected.
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| EP3849286A1 (en) * | 2020-01-09 | 2021-07-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Electronic device with differential transmission lines equipped with 3d capacitors supported by a base, and corresponding manufacturing method |
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