JP2013058881A - Pll circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、基準信号に基づいて所望の周波数の信号を出力するPLL(Phase−Locked Loop)回路に関する。 The present invention relates to a PLL (Phase-Locked Loop) circuit that outputs a signal having a desired frequency based on a reference signal.
無線通信回路の周波数シンセサイザやクロック生成回路においてPLL回路が用いられている。近年、低電源電圧での動作が可能であり、チップサイズを縮小できるオールデジタルPLL(ADPLL)回路が研究されている(例えば、非特許文献1を参照。)。 A PLL circuit is used in a frequency synthesizer or a clock generation circuit of a wireless communication circuit. In recent years, an all-digital PLL (ADPLL) circuit that can operate at a low power supply voltage and can reduce the chip size has been studied (see, for example, Non-Patent Document 1).
ADPLL回路は、アナログPLL回路の電圧制御発振器(VCO:Voltage Contorolled Oscillator)及びアナログ位相比較器の代替として、可変周波数発振器(DCO:Digitally Controlled Oscillator)及びデジタル位相比較器を備える。 The ADPLL circuit includes a digitally controlled oscillator (DCO) and a digital phase comparator as an alternative to the voltage controlled oscillator (VCO) and analog phase comparator of the analog PLL circuit.
デジタル位相比較器は、位相差とデジタル信号の間にステップ特性を有するため、DCOの制御電圧に対して制御されていない揺らぎを発生させて、C/Nを劣化させる。ここで、デジタル位相比較器は、デジタル信号のビット数を増やすならば、DCOの制御電圧に対して制御されていない揺らぎを小さくすることはできるがなくすことはできない。 Since the digital phase comparator has a step characteristic between the phase difference and the digital signal, the digital phase comparator generates an uncontrolled fluctuation with respect to the control voltage of the DCO and degrades the C / N. Here, if the number of bits of the digital signal is increased, the digital phase comparator can reduce, but cannot eliminate, uncontrolled fluctuations with respect to the control voltage of the DCO.
アナログ位相比較器(特にEXOR型)は、位相差とアナログ信号の間に線形特性を有するため、VCOの制御電圧に対して制御されていない揺らぎを発生させず、C/Nを向上させる。しかし、アナログ位相比較器は、高速な周波数の切り替えはできない。 Since the analog phase comparator (particularly EXOR type) has a linear characteristic between the phase difference and the analog signal, it does not generate uncontrolled fluctuations with respect to the control voltage of the VCO, and improves C / N. However, analog phase comparators cannot switch frequencies at high speed.
そこで、前記課題を解決するために、本発明は、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路を提供することを目的とする。 Accordingly, in order to solve the above-described problems, an object of the present invention is to provide a PLL circuit that achieves both improvement of C / N and high-speed frequency switching.
上記目的を達成するために、ロック動作を開始する際には、デジタル位相比較器を利用することにより、高速な周波数の切り替えを実現して、ロック動作を終了した後には、アナログ位相比較器を利用することにより、C/Nの向上を実現することとした。 In order to achieve the above object, when starting the lock operation, a digital phase comparator is used to realize high-speed frequency switching, and after the lock operation is completed, the analog phase comparator is turned on. By using it, it was decided to improve C / N.
具体的には、本発明は、基準信号と出力信号の間の位相差が0になるような前記出力信号を出力する発振部と、前記位相差を示すデジタル信号を出力するデジタル位相比較部と、前記位相差を示すアナログ信号を出力し、前記デジタル信号の少なくとも最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内で、前記位相差と前記アナログ信号の間の線形特性を有するアナログ位相比較部と、前記デジタル信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内に入ったとき、位相比較の主体を前記デジタル位相比較部から前記アナログ位相比較部へ切り替える切替制御部と、を備えることを特徴とするPLL回路である。 Specifically, the present invention includes an oscillation unit that outputs the output signal such that the phase difference between the reference signal and the output signal is 0, and a digital phase comparison unit that outputs a digital signal indicating the phase difference. Output an analog signal indicating the phase difference, and correspond to at least one least significant bit of the digital signal and include a phase difference between the phase difference and the analog signal within a range of the phase difference including 0 as the phase difference. An analog phase comparison unit having characteristics, and when the phase difference indicated by the digital signal falls within a range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal and including 0 as the phase difference A switching control unit that switches the main body from the digital phase comparison unit to the analog phase comparison unit.
この構成によれば、最初のロック動作において、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路を提供することができる。 According to this configuration, it is possible to provide a PLL circuit that achieves both improvement in C / N and high-speed frequency switching in the initial lock operation.
また、本発明は、前記アナログ位相比較部は、前記デジタル信号の最下位1ビットに相当する前記位相差の範囲内で、前記位相差と前記アナログ信号の間の線形特性を有し、前記アナログ信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内を外れたとき、前記切替制御部は、位相比較の主体を前記アナログ位相比較部から前記デジタル位相比較部へ切り替えることを特徴とするPLL回路である。 Further, in the present invention, the analog phase comparison unit has a linear characteristic between the phase difference and the analog signal within a range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal. When the phase difference indicated by the signal falls outside the range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal and including 0 as the phase difference, the switching control unit sets the main subject of the phase comparison as the analog The PLL circuit is characterized by switching from a phase comparator to the digital phase comparator.
この構成によれば、アンロックからのロック動作において、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路を提供することができる。 According to this configuration, it is possible to provide a PLL circuit that achieves both improvement of C / N and high-speed frequency switching in the locking operation from unlocking.
また、本発明は、前記アナログ位相比較部は、前記デジタル信号の下位mビット(m>1)に相当する前記位相差の範囲内で、前記位相差と前記アナログ信号の間の線形特性を有し、前記アナログ信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の下位nビット(m>n>1)に相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内を外れたとき、前記切替制御部は、位相比較の主体を前記アナログ位相比較部から前記デジタル位相比較部へ切り替えることを特徴とするPLL回路である。 In the present invention, the analog phase comparator has a linear characteristic between the phase difference and the analog signal within a range of the phase difference corresponding to the lower m bits (m> 1) of the digital signal. When the phase difference indicated by the analog signal corresponds to the lower n bits (m> n> 1) of the digital signal and falls outside the range of the phase difference including 0 as the phase difference, the switching control is performed. The unit is a PLL circuit that switches the subject of phase comparison from the analog phase comparison unit to the digital phase comparison unit.
この構成によれば、アンロックからのロック動作において、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するうえに、上記の位相差が上記の範囲内をいずれの方向に外れたかを認識するPLL回路を提供することができる。 According to this configuration, in the locking operation from unlocking, in addition to achieving both C / N improvement and high-speed frequency switching, it recognizes in which direction the phase difference deviates from the above range. A PLL circuit can be provided.
本発明は、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路を提供することができる。 The present invention can provide a PLL circuit that achieves both improvement in C / N and high-speed frequency switching.
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The embodiments described below are examples of the present invention, and the present invention is not limited to the following embodiments.
(PLL回路の概要)
本発明のPLL回路の構成を図1に示す。PLL回路Pは、デジタルPLL回路D、アナログPLL回路A、切替制御部S及び2分周器Fから構成される。PLL回路Pが最初のロック動作を開始する際には、切替制御部SはデジタルPLL回路Dのデジタル位相比較器を利用する一方で、PLL回路Pが最初のロック動作を終了した後には、切替制御部SはアナログPLL回路Aのアナログ位相比較器を利用する。PLL回路Pがアンロックからのロック動作を開始する際には、切替制御部SはデジタルPLL回路Dのデジタル位相比較器を利用する一方で、PLL回路Pがアンロックからのロック動作を終了した後には、切替制御部SはアナログPLL回路Aのアナログ位相比較器を利用する。
(Outline of PLL circuit)
The configuration of the PLL circuit of the present invention is shown in FIG. The PLL circuit P includes a digital PLL circuit D, an analog PLL circuit A, a switching control unit S, and a two-frequency divider F. When the PLL circuit P starts the first locking operation, the switching control unit S uses the digital phase comparator of the digital PLL circuit D, while the switching operation is performed after the PLL circuit P finishes the first locking operation. The control unit S uses the analog phase comparator of the analog PLL circuit A. When the PLL circuit P starts the locking operation from unlocking, the switching control unit S uses the digital phase comparator of the digital PLL circuit D, while the PLL circuit P completes the locking operation from unlocking. Later, the switching control unit S uses the analog phase comparator of the analog PLL circuit A.
デジタルPLL回路Dは、DCO1、D/A(Digital−Analog Converter)2、LPF(Low Pass Filter)3、TDC4、サンプラ5、基準位相アキュムレータ6、乗算器7、可変位相アキュムレータ8、サンプラ9、位相検出器10、ループフィルタ11及びゲイン正規化回路12から構成される。
The digital PLL circuit D includes a DCO 1, D / A (Digital-Analog Converter) 2, LPF (Low Pass Filter) 3, TDC 4, sampler 5, reference phase accumulator 6, multiplier 7, variable phase accumulator 8,
DCO1は、バラクタ(可変容量ダイオード)配列を持ち、発振周波数を2進数コードで制御することができる。ここで、DCO1の発振周波数が広帯域で、切り替え周波数間隔が小さい場合は、バラクタのbit数が実現不可能なほど多くなることがある。そこで、段階的なステップで周波数範囲を小さくし、周波数分解能を改善する方法(ディスクリートチューニング)で、実現可能なバラクタ配列を構成することができる。 The DCO 1 has a varactor (variable capacitance diode) array and can control the oscillation frequency with a binary code. Here, when the oscillation frequency of the DCO 1 is a wide band and the switching frequency interval is small, the number of bits of the varactor may become so large that it cannot be realized. Thus, a feasible varactor array can be configured by a method (discrete tuning) that reduces the frequency range in a stepwise manner and improves the frequency resolution.
例えば、2進数コードが入力される複数のバンクを持つバラクタ配列がある。第一バンクは400MHzの可変範囲で2316kHzの周波数間隔でロックができ、第二バンクは118MHzの可変範囲で461kHzの周波数間隔でロックができ、第三バンクは1.5MHzの可変範囲で、23kHzの周波数間隔でロックができる。第一バンク、第二バンク、第三バンクは、それぞれPVTバンク、Acquisitionバンク、Tracking(integer)バンクと呼ばれることがある。そして、第三バンクの1bitにあたるバラクタサイズが基本的に最小サイズになる。 For example, there is a varactor array having a plurality of banks into which binary code is input. The first bank can be locked at a frequency range of 2316 kHz with a variable range of 400 MHz, the second bank can be locked at a frequency interval of 461 kHz with a variable range of 118 MHz, and the third bank can be locked at a frequency range of 23 MHz with a variable range of 1.5 MHz. Can be locked at frequency intervals. The first bank, the second bank, and the third bank may be referred to as a PVT bank, an acquisition bank, and a tracking (integer) bank, respectively. The varactor size corresponding to 1 bit of the third bank is basically the minimum size.
デジタルPLL回路Dへの要求として、上記第三バンクでロックできる周波数間隔より狭い間隔の周波数でロックすることが求められることもある。この場合、下位ビットを
D/A2でアナログ電圧に変換してバラクタに入力する。D/A2は、下位ビットとなるTracking bits(fractional)を、DCO1のコントロール電圧に変換して、DCO1のバラクタを制御する。LPF3は、D/A2が出力するアナログ信号について、高周波成分を除去して、DCO1のバラクタに入力する。D/A2の同期用信号として、リタイミングされた基準信号CKRを使用する。
As a request to the digital PLL circuit D, it may be required to lock at a frequency that is narrower than a frequency interval that can be locked by the third bank. In this case, the lower bit is converted to an analog voltage by D / A2 and input to the varactor. The D / A 2 converts Tracking bits (fractional), which are lower bits, into a control voltage of the DCO 1 and controls the varactor of the DCO 1. The LPF 3 removes high frequency components from the analog signal output by the D / A 2 and inputs the analog signal to the varactor of the DCO 1. The retimed reference signal CKR is used as a synchronization signal for D / A2.
TDC(Time−to−Digital Converter)4は、DCO1の出力信号CKVと2分周器F後の基準信号FREFのパルスエッジの差を時間間隔として計測する。出力値は小数部分周に相当するデジタル値となる。 A TDC (Time-to-Digital Converter) 4 measures a difference between pulse edges of the output signal CKV of the DCO 1 and the reference signal FREF after the frequency divider F as a time interval. The output value is a digital value corresponding to the fractional part circumference.
サンプラ5は、2分周器F後の基準信号FREFの立上りエッジをDCO1の出力信号CKVの立上りエッジに同期させ、リタイミングされた基準信号CKRを出力する。基準信号CKRにより系全体が同期動作する。例えば、基準位相アキュムレータ6やサンプラ9は、基準信号CKRに基づいてデータ更新タイミングを同期させる。
The sampler 5 synchronizes the rising edge of the reference signal FREF after the frequency divider F with the rising edge of the output signal CKV of the DCO 1 and outputs a retimed reference signal CKR. The entire system operates in synchronization with the reference signal CKR. For example, the reference phase accumulator 6 and the
基準位相アキュムレータ6は、分周データFCWを基準信号CKRのタイミングで累積し、位相検出器10に出力する。乗算器7は、DCO1におけるDCO分周周期とTDC4の出力の周期を調整するための正規化係数を乗じる。
The reference phase accumulator 6 accumulates the divided data FCW at the timing of the reference signal CKR and outputs it to the
可変位相アキュムレータ8は、DCO1の出力信号CKVの立ち上がりエッジ毎に+1カウントアップし、そのデジタル値を出力する。サンプラ9は、基準信号CKRの立ち上がりエッジで可変位相アキュムレータ8からの出力値を位相検出器10へ出力する。すなわち、基準信号CKRの周期にDCO1の出力信号CKVの周期が何パルスあるかを計測していることになる。これは整数分周に相当するデジタルデータとなる。
The variable phase accumulator 8 counts up by +1 for each rising edge of the output signal CKV of the DCO 1 and outputs the digital value. The
位相検出器10は、基準位相アキュムレータ6の出力値、乗算器7の出力値、サンプラ9の出力値を演算により比較し、位相誤差としてループフィルタ11へ出力する。ループフィルタ11の出力は、ゲイン正規化回路12へ入力される。
The
ゲイン正規化回路12は、ループフィルタ11の出力を元に、PVT bits、Acquisition bits、Tracking(integer) bits、及びTracking(fractional) bitsのデジタル信号を出力する。
The
アナログPLL回路Aは、EXOR型位相比較器21、分周器22、チャージポンプ23及びループフィルタ24から構成される。
The analog PLL circuit A includes an EXOR
EXOR型位相比較器21は、基準信号fr及び分周器22後のDCO1の出力信号CKVを入力して、チャージポンプ23と合わせてこれらの信号についてのアナログ位相差信号を出力する。ループフィルタ24は、チャージポンプ23からアナログ位相差信号を入力して、位相同期動作に不要な高周波成分を除去する。DCO1は、ループフィルタ24からアナログ位相差信号を入力して、出力周波数及び出力位相を調整する。
The EXOR
DCO1は、切替制御部SがデジタルPLL回路Dのデジタル位相比較器を利用するときには、DCOとして機能するが、切替制御部SがアナログPLL回路Aのアナログ位相比較器を利用するときには、VCO及びDCOとして機能する。 The DCO 1 functions as a DCO when the switching control unit S uses the digital phase comparator of the digital PLL circuit D, but when the switching control unit S uses the analog phase comparator of the analog PLL circuit A, the VCO and the DCO Function as.
(実施形態1)
次に、実施形態1の切替制御について説明する。DCO1は、発振部に対応し、基準信号FREFと出力信号CKVの間の位相差が0になるような出力信号CKVを出力する。位相検出器10は、デジタル位相比較部に対応し、位相差を示すデジタル信号を出力する。EXOR型位相比較器21は、アナログ位相比較部に対応し、位相差を示すアナログ信号を出力し、デジタル信号の最下位1ビットに相当し位相差として0を含む位相差の範囲内で、位相差とアナログ信号の間の線形特性を有する。
(Embodiment 1)
Next, switching control according to the first embodiment will be described. DCO1 corresponds to the oscillating unit and outputs an output signal CKV such that the phase difference between the reference signal FREF and the output signal CKV becomes zero. The
デジタル位相検波特性を図2に示す。位相検出器10は、位相差とデジタル信号の間にステップ特性を有する。1ステップ分の位相差は、最下位1bit分の位相差である。
The digital phase detection characteristic is shown in FIG. The
アナログ位相検波特性を図3に示す。EXOR型位相比較器21は、位相差とアナログ信号の間に線形特性を有する。位相差の検出の範囲は、デジタル信号の最下位1ビットに相当する範囲であり、位相差として0を含む範囲である。
The analog phase detection characteristics are shown in FIG. The EXOR
最初のロック動作において、切替制御部Sは、デジタル信号が示す位相差が、デジタル信号の最下位1ビットに相当し位相差として0を含む位相差の範囲内に入ったとき、位相比較の主体を位相検出器10からEXOR型位相比較器21へ切り替える。
In the first lock operation, the switching control unit S performs phase comparison when the phase difference indicated by the digital signal falls within a phase difference range corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal and including 0 as the phase difference. Is switched from the
最初のロック動作の処理を図4に示す。切替制御部Sは、位相比較の主体を位相検出器10にセットする。ゲイン正規化回路12は、DCO1に、PVT bits、Acquisition bits、及びTracking bitsの順序で、デジタル信号を出力して、段階的な位相の引き込みを行う(ステップS1)。
The first lock operation process is shown in FIG. The switching control unit S sets the phase comparison subject in the
切替制御部Sは、位相検出器10が出力するデジタル信号が示す位相差が、デジタル信号の最下位1ビットに相当し位相差として0を含む位相差の範囲内に入ったことを検出する(ステップS2)。そして、切替制御部Sは、DCO1が参照するデジタル信号をホールドする(ステップS3)。さらに、切替制御部Sは、位相比較の主体を位相検出器10からEXOR型位相比較器21へ切り替える(ステップS4)。
The switching control unit S detects that the phase difference indicated by the digital signal output from the
つまり、デジタルPLL回路Dを利用して、ある程度の精度まで位相の引き込みを行った後に、アナログPLL回路Aを利用して、当該程度の精度を保ったうえでさらに高い精度まで位相の調整を行う。よって、最初のロック動作において、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路Pを提供することができる。 That is, after the phase is drawn to a certain degree of accuracy using the digital PLL circuit D, the phase is adjusted to a higher degree of accuracy while maintaining the degree of accuracy using the analog PLL circuit A. . Therefore, it is possible to provide the PLL circuit P that achieves both improvement of C / N and high-speed frequency switching in the first lock operation.
アンロックからのロック動作において、切替制御部Sは、アナログ信号が示す位相差が、デジタル信号の最下位1ビットに相当し位相差として0を含む位相差の範囲内を外れたとき、位相比較の主体をEXOR型位相比較器21から位相検出器10へ切り替える。
In the lock operation from unlocking, the switching control unit S performs phase comparison when the phase difference indicated by the analog signal falls outside the range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal and including 0 as the phase difference. Is switched from the EXOR
アンロックからのロック動作の処理を図5に示す。切替制御部Sは、EXOR型位相比較器21が出力するアナログ信号が示す位相差が、デジタル信号の最下位1ビットに相当し位相差として0を含む位相差の範囲内を外れたことを検出する(ステップS11)。そして、切替制御部Sは、位相比較の主体をEXOR型位相比較器21から位相検出器10へ切り替えて、ステップS3のデジタル信号のホールドを解く(ステップS12)。
FIG. 5 shows a process of locking operation from unlocking. The switching control unit S detects that the phase difference indicated by the analog signal output from the EXOR
ここで、位相差が上述の範囲内を大きく外れることはないならば、ゲイン正規化回路12は、DCO1に、Tracking bitsのみのデジタル信号を出力して、位相の引き込みを行えばよい(ステップS13)。しかし、位相差が上述の範囲内を大きく外れることがあるならば、ゲイン正規化回路12は、PVT bits、Acquisition bits、及びTracking bitsの順序で、デジタル信号を出力して、段階的な位相の引き込みを行えばよい。ステップS14からステップS16までは、それぞれステップS2からステップS4までと同様である。
Here, if the phase difference does not greatly deviate from the above range, the
つまり、デジタルPLL回路Dを利用して行った位相の引き込みの精度を確保できなくなったときに、デジタルPLL回路Dを利用して、当該程度の精度まで位相の引き込みを行った後に、アナログPLL回路Aを利用して、当該程度の精度を保ったうえでさらに高い精度まで位相の調整を行う。よって、アンロックからのロック動作において、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立するPLL回路Pを提供することができる。 That is, when it becomes impossible to ensure the accuracy of the phase pull-in performed using the digital PLL circuit D, the analog PLL circuit is used after performing the phase pull-in to the accuracy of the level using the digital PLL circuit D. Using A, the phase is adjusted to a higher accuracy while maintaining such accuracy. Therefore, it is possible to provide the PLL circuit P that achieves both improvement of C / N and high-speed frequency switching in the locking operation from unlocking.
(実施形態2)
次に、実施形態2の切替制御について説明する。DCO1及び位相検出器10は、実施形態1、2で同様である。EXOR型位相比較器21は、アナログ位相比較部に対応し、位相差を示すアナログ信号を出力し、デジタル信号の下位mビット(m>1)に相当し位相差として0を含む位相差の範囲内で、位相差とアナログ信号の間の線形特性を有する。
(Embodiment 2)
Next, switching control according to the second embodiment will be described. The DCO 1 and the
デジタル位相検波特性は、実施形態1、2で同様である。アナログ位相検波特性を図6に示す。EXOR型位相比較器21は、位相差とアナログ信号の間に線形特性を有する。位相差の検出の範囲は、デジタル信号の下位mビット(m>1)に相当する範囲であり、位相差として0を含む範囲である。つまり、EXOR型位相比較器21の位相差の検出範囲(デジタル信号の下位mビット分)は、位相検出器10の位相差の検出精度(デジタル信号の最下位1ビット分)より広く設定されている。
The digital phase detection characteristics are the same in the first and second embodiments. The analog phase detection characteristics are shown in FIG. The EXOR
最初のロック動作の処理は、実施形態1、2で同様である。アンロックからのロック動作の処理を図7に示す。切替制御部Sは、EXOR型位相比較器21が出力するアナログ信号が示す位相差が、デジタル信号の下位nビット(m>n>1)に相当し位相差として0を含む位相差の範囲内を外れたことを検出する(ステップS21)。実施形態1ではm=1である一方、実施形態2ではm>1であるため、実施形態2において実施形態1に加えてさらに、上記の位相差が上記の範囲内をいずれの方向に外れたかを認識するPLL回路Pを提供することができる。ステップS22からステップS26までは、それぞれステップS12からステップS16までと同様である。
The first lock operation process is the same as in the first and second embodiments. FIG. 7 shows a process of locking operation from unlocking. The switching control unit S corresponds to a phase difference in which the phase difference indicated by the analog signal output from the
本発明に係るPLL回路は、C/Nの向上及び高速な周波数の切り替えを両立できるため、高いC/Nが要求されてDCOが外付けとなる業務用無線機などにも対応できる。 Since the PLL circuit according to the present invention can achieve both C / N improvement and high-speed frequency switching, the PLL circuit can be applied to a commercial radio device that requires a high C / N and has an external DCO.
P:PLL回路
D:デジタルPLL回路
A:アナログPLL回路
S:切替制御部
F:2分周器
1:DCO
2:D/A
3:LPF
4:TDC
5:サンプラ
6:基準位相アキュムレータ
7:乗算器
8:可変位相アキュムレータ
9:サンプラ
10:位相検出器
11:ループフィルタ
12:ゲイン正規化回路
21:EXOR型位相比較器
22:分周器
23:チャージポンプ
24:ループフィルタ
P: PLL circuit D: Digital PLL circuit A: Analog PLL circuit S: Switching control unit F: Divider by 2 1: DCO
2: D / A
3: LPF
4: TDC
5: Sampler 6: Reference phase accumulator 7: Multiplier 8: Variable phase accumulator 9: Sampler 10: Phase detector 11: Loop filter 12: Gain normalization circuit 21: EXOR type phase comparator 22: Divider 23: Charge Pump 24: Loop filter
Claims (3)
前記位相差を示すデジタル信号を出力するデジタル位相比較部と、
前記位相差を示すアナログ信号を出力し、前記デジタル信号の少なくとも最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内で、前記位相差と前記アナログ信号の間の線形特性を有するアナログ位相比較部と、
前記デジタル信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内に入ったとき、位相比較の主体を前記デジタル位相比較部から前記アナログ位相比較部へ切り替える切替制御部と、
を備えることを特徴とするPLL回路。 An oscillator that outputs the output signal such that the phase difference between the reference signal and the output signal is zero;
A digital phase comparator that outputs a digital signal indicating the phase difference;
An analog signal indicating the phase difference is output, and a linear characteristic between the phase difference and the analog signal within the range of the phase difference corresponding to at least one least significant bit of the digital signal and including 0 as the phase difference An analog phase comparator having
When the phase difference indicated by the digital signal falls within the range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal and including 0 as the phase difference, the subject of phase comparison is taken from the digital phase comparison unit. A switching control unit for switching to the analog phase comparison unit;
A PLL circuit comprising:
前記アナログ信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の最下位1ビットに相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内を外れたとき、前記切替制御部は、位相比較の主体を前記アナログ位相比較部から前記デジタル位相比較部へ切り替える
ことを特徴とする、請求項1に記載のPLL回路。 The analog phase comparison unit has a linear characteristic between the phase difference and the analog signal within the range of the phase difference corresponding to the least significant 1 bit of the digital signal,
When the phase difference indicated by the analog signal corresponds to the least significant 1 bit of the digital signal and falls outside the range of the phase difference including 0 as the phase difference, the switching control unit performs the phase comparison subject. The PLL circuit according to claim 1, wherein the analog phase comparison unit is switched to the digital phase comparison unit.
前記アナログ信号が示す前記位相差が、前記デジタル信号の下位nビット(m>n>1)に相当し前記位相差として0を含む前記位相差の範囲内を外れたとき、前記切替制御部は、位相比較の主体を前記アナログ位相比較部から前記デジタル位相比較部へ切り替える
ことを特徴とする、請求項1に記載のPLL回路。 The analog phase comparison unit has a linear characteristic between the phase difference and the analog signal within the range of the phase difference corresponding to the lower m bits (m> 1) of the digital signal,
When the phase difference indicated by the analog signal corresponds to the lower n bits (m>n> 1) of the digital signal and falls outside the range of the phase difference including 0 as the phase difference, the switching control unit The PLL circuit according to claim 1, wherein the main body of phase comparison is switched from the analog phase comparison unit to the digital phase comparison unit.
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