JP2012205370A

JP2012205370A - Controller for motor

Info

Publication number: JP2012205370A
Application number: JP2011066733A
Authority: JP
Inventors: Seiji Shimono; 聖仁下野; Hiroyuki Kanehara; 弘幸金原
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2011-03-24
Filing date: 2011-03-24
Publication date: 2012-10-22

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a controller for a motor allowing the increase of a region on which three phase currents of the motor can be estimated in the case of controlling the motor according to a two-phase modulation method.SOLUTION: The controller for a motor comprises: a detector which uses a shunt resistance connected between a DC power source and an inverter to detect a busbar current; a control part which creates a three-phase PWM signal according to the two-phase modulation method based on the busbar current detected by the detector, and supplies the signal to the inverter; an estimation part which uses first and second carrier signals to generate a PWM signal of a first phase, a PWM signal of a second phase and a PWM signal of a third phase, and estimates a first phase current, a second phase current and a third phase current from the busbar current detected by the detector; and a creation part which uses the first phase current, the second phase current and the third phase current estimated by the estimation part to create a voltage command value of the first phase, a voltage command value of the second phase and a voltage command value of the third phase.

Description

本発明は、モータの制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.

今日のブラシレスＤＣモータの制御を精度良く行うには、ロータ（回転子）位置に対応した３相電流を正確に把握する必要がある。各相に流れる電流が把握できれば、モータの回転位置を推定したり、モータの回転速度を制御したりすることができる。 In order to accurately control today's brushless DC motor, it is necessary to accurately grasp the three-phase current corresponding to the rotor (rotor) position. If the current flowing through each phase can be grasped, the rotational position of the motor can be estimated and the rotational speed of the motor can be controlled.

一般に、回路のあるノードを流れる電流の電流値を求める場合、二つの方法が挙げられる。１つ目の方法は、電流センサを用いる方法である。この方法では、電流検出用のトランスを備えたカレントトランス（ＣＴ）や、ホール素子を備えた電流センサなどを用いて、電流を検出する。２つ目の方法は、シャント抵抗を用いる方法である。あらかじめ求めたいノードにシャント抵抗を接続しておき、そのシャント抵抗の両端における電圧値を測定し、その電圧値と抵抗値とから電流値を求めることが行われている。 Generally, there are two methods for obtaining the current value of the current flowing through a certain node of the circuit. The first method is a method using a current sensor. In this method, a current is detected using a current transformer (CT) having a current detection transformer, a current sensor having a Hall element, or the like. The second method uses a shunt resistor. A shunt resistor is connected to a node to be obtained in advance, a voltage value at both ends of the shunt resistor is measured, and a current value is obtained from the voltage value and the resistance value.

３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）モータの回転動作制御を行うモータの制御装置では、３相電流を検出するために、各相にシャント抵抗を設けることがある。この構成では、３つのシャント抵抗や検出回路が必要となるので、制御装置の回路構成が大きくなり、コストが増大する傾向にある。 In a motor control device that controls the rotational operation of a three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) motor, a shunt resistor may be provided in each phase in order to detect a three-phase current. In this configuration, since three shunt resistors and a detection circuit are required, the circuit configuration of the control device tends to be large and the cost tends to increase.

それに対して、特許文献１には、インバータ装置において、３相の電流の合計電流値である母線電流値に応じた電圧を１つのシャント抵抗のみで検出することが記載されている。具体的には、各相ごとに所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ制御信号を各相ごとに生成して、各相のＯＮタイミングをずらし、シャント抵抗により各相の合計電流値である母線電流値を２回検出する。これにより、特許文献１によれば、２回の検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流値を算出しているので、１つのシャント抵抗により各相の電流値を算出でき、インバータ装置の回路構成を小型化できるため、コストを低減できるとされている。 On the other hand, Patent Document 1 describes that in an inverter device, a voltage corresponding to a bus current value that is a total current value of three-phase currents is detected by only one shunt resistor. Specifically, a PWM control signal for controlling the operation of the switching element of each phase is generated for each phase based on a triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase, and the ON timing of each phase is shifted. The bus current value which is the total current value of each phase is detected twice by the shunt resistance. Thereby, according to patent document 1, since the current value which flows into each phase is calculated based on two voltage values by two detections, the current value of each phase can be calculated by one shunt resistor, and the inverter Since the circuit configuration of the apparatus can be reduced in size, the cost can be reduced.

特開２００４−２０８４１３号公報JP 2004-208413 A

特許文献１に記載された技術では、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ制御信号が常に変調状態にある３相変調方式でモータの動作制御を行うことが前提となっている。すなわち、特許文献１には、２相変調方式でモータの動作制御を行うことに関連した記載が一切なく、そのため、２相変調方式でモータを制御する場合にモータの３相電流を推定可能な領域をどのようにして増やすのかについても一切記載がない。 The technique described in Patent Document 1 is based on the premise that the three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) PWM control signals are controlled in a three-phase modulation method in which the PWM control signal is always in a modulation state. . That is, Patent Document 1 has no description related to controlling the operation of the motor by the two-phase modulation method, so that the three-phase current of the motor can be estimated when the motor is controlled by the two-phase modulation method. There is no mention of how to increase the area.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、２相変調方式でモータを制御する場合にモータの３相電流を推定可能な領域を増加できるモータの制御装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor control device that can increase the region in which the three-phase current of the motor can be estimated when the motor is controlled by the two-phase modulation method. .

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるモータの制御装置は、直流電源から供給された直流電力を３相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された１つのシャント抵抗を用いて母線電流を検出する検出部と、前記検出された母線電流に基づいて、２相変調方式による３相のＰＷＭ信号を生成して前記インバータへ供給する制御部とを備え、前記制御部は、３相のうち前記２相変調方式による変調状態にある第１の相の電圧指令値と、第１のキャリア信号とを比較して、前記第１の相のＰＷＭ信号を発生する第１の比較部と、３相のうち前記２相変調方式による変調状態にある第２の相の電圧指令値と、前記第１のキャリア信号に対して位相差を有する第２のキャリア信号とを比較して、前記第２の相のＰＷＭ信号を発生する第２の比較部と、前記発生された前記第１の相のＰＷＭ信号と、前記発生された前記第２の相のＰＷＭ信号と、前記２相変調方式による変調状態にない第３の相のＰＷＭ信号とに基づいて、前記検出部により検出された母線電流から前記第１の相の電流、前記第２の相の電流、及び前記第３の相の電流を推定する推定部と、前記推定部により推定された前記第１の相の電流、前記第２の相の電流、及び前記第３の相の電流を用いて、前記第１の相の電圧指令値、前記第２の相の電圧指令値、及び前記第３の相の電圧指令値を生成する生成部とを有することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a motor control device according to the present invention includes an inverter that converts DC power supplied from a DC power source into three-phase AC power and supplies the AC power to the motor; A detection unit that detects a bus current using a single shunt resistor connected between a DC power supply and the inverter, and generates a three-phase PWM signal by a two-phase modulation method based on the detected bus current And a control unit that supplies the inverter to the inverter, and the control unit compares a first phase voltage command value in a modulation state by the two-phase modulation method among the three phases with a first carrier signal. A first comparator for generating the first phase PWM signal, a voltage command value for the second phase in the modulation state by the two-phase modulation method among the three phases, and the first carrier A second having a phase difference with respect to the signal; A second comparator for comparing the carrier signal and generating the second phase PWM signal; the generated first phase PWM signal; and the generated second phase PWM signal. Based on the PWM signal and the PWM signal of the third phase that is not modulated by the two-phase modulation method, the current of the first phase, the current of the second phase from the bus current detected by the detector An estimation unit for estimating a current and a current of the third phase, and a current of the first phase, a current of the second phase, and a current of the third phase estimated by the estimation unit. And a generator for generating a voltage command value for the first phase, a voltage command value for the second phase, and a voltage command value for the third phase.

また、本発明にかかるモータの制御装置は、上記の発明において、前記第１のキャリア信号と前記第２のキャリア信号との位相差は、１２０度より大きく１８０度以下であることを特徴とする。 In the motor control device according to the present invention as set forth in the invention described above, the phase difference between the first carrier signal and the second carrier signal is greater than 120 degrees and equal to or less than 180 degrees. .

本発明にかかるモータの制御装置は、２相変調方式でモータを制御する場合にモータの３相電流を推定可能な領域を増加できるという効果を奏する。 The motor control device according to the present invention has an effect that the region in which the three-phase current of the motor can be estimated can be increased when the motor is controlled by the two-phase modulation method.

図１は、実施形態にかかるモータの制御装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to the embodiment. 図２は、実施形態における駆動信号生成部の構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the drive signal generation unit in the embodiment. 図３は、実施形態における２相変調方式を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing the two-phase modulation method in the embodiment. 図４は、実施形態におけるモータの制御装置の動作を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the motor control apparatus according to the embodiment. 図５は、比較例におけるモータの制御装置の動作を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of the motor control device in the comparative example. 図６は、比較例におけるモータの制御装置の動作を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the motor control device in the comparative example.

以下に、本発明にかかるモータの制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。 Embodiments of a motor control device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited by this embodiment.

実施形態にかかるモータＭの制御装置１００について、図１、図３、及び図４を用いて説明する。図１は、モータＭの制御装置１００の構成を示す図である。図３は、２相変調方式を示す波形図である。図４は、モータＭの制御装置１００の動作を示す波形図である。 A control apparatus 100 for a motor M according to an embodiment will be described with reference to FIGS. 1, 3, and 4. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a control device 100 for the motor M. FIG. 3 is a waveform diagram showing the two-phase modulation method. FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the control device 100 for the motor M.

制御装置１００は、モータＭを制御するにあたり、１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流を検出し、その検出した母線電流に応じて、２相変調方式を用いたＰＷＭ変調による制御信号を生成しモータＭを制御する。具体的には、制御装置１００は、インバータ１０、検出回路（検出部）２０、及び制御部３０を備える。 When controlling the motor M, the control device 100 detects a bus current using one shunt resistor Rs, and generates a control signal by PWM modulation using a two-phase modulation method according to the detected bus current. The motor M is controlled. Specifically, the control device 100 includes an inverter 10, a detection circuit (detection unit) 20, and a control unit 30.

インバータ１０は、直流電源Ｅ_ＤＣから供給された直流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力に変換する。インバータ１０は、変換された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力をモータＭへ出力することにより、モータＭを駆動する。 Inverter 10 converts the DC power supplied from the DC power source E _DC 3 phases (U phase, V phase, W phase) to the AC power. The inverter 10 drives the motor M by outputting the converted three-phase (U phase, V phase, W phase) AC power to the motor M.

具体的には、インバータ１０は、上アームのスイッチング素子Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ及び下アームのスイッチング素子Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎを有する。インバータ１０では、各スイッチング素子Ｕｐ〜Ｗｎをオン・オフすることにより、直流電源Ｅ_ＤＣから供給された直流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力に変換する。なお、各スイッチング素子Ｕｐ〜Ｗｎの両端には、さらに還流ダイオードＵｐｄ〜Ｗｎｄが接続されている。 Specifically, the inverter 10 includes upper arm switching elements Up, Vp, and Wp and lower arm switching elements Un, Vn, and Wn. In the inverter 10, by turning on and off the switching elements Up～Wn, converting DC power supplied from the DC power source E _DC 3 phases (U phase, V phase, W phase) to the AC power. Note that free-wheeling diodes Upd to Wnd are further connected to both ends of each of the switching elements Up to Wn.

検出回路２０は、１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流を検出する。シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣとインバータ１０との間に接続されている。シャント抵抗Ｒｓは、例えば、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に挿入されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、例えば、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側の端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に挿入されていてもよい。 The detection circuit 20 detects the bus current using one shunt resistor Rs. The shunt resistor Rs is connected between the DC power supply _EDC and the inverter 10. The shunt resistor Rs, for example, is inserted in the N on the line L _N is a DC line between the terminals and the inverter 10 of the N side of the DC power source E _DC. Incidentally, the shunt resistor Rs, for example, may be inserted into the P line L _P is a DC line between the terminals and the inverter 10 of the P side of the DC power source E _DC.

１つのシャント抵抗Ｒｓには、インバータ１０におけるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の合計である母線電流が流れる。このとき、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。検出回路２０は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流値を検出し、検出結果を制御部３０へ出力する。 A bus current that is the sum of the U-phase current, V-phase current, and W-phase current in the inverter 10 flows through one shunt resistor Rs. At this time, a voltage drop occurs across the shunt resistor Rs. The detection circuit 20 detects the bus current value flowing through the shunt resistor Rs from the magnitude of the voltage drop and the resistance value of the shunt resistor Rs, and outputs the detection result to the control unit 30.

制御部３０は、検出回路２０により検出された母線電流に基づいて、２相変調方式による３相のＰＷＭ信号をインバータ１０へ出力する。 Based on the bus current detected by the detection circuit 20, the control unit 30 outputs a three-phase PWM signal based on the two-phase modulation method to the inverter 10.

２相変調方式は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの２相を変調し残りの１相のスイッチングを停止するようなＰＷＭ変調の方式である。例えば、図３に示す位相領域ＰＨＲ１では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊とがそれぞれキャリア信号と比較されて、Ｕ相、Ｖ相のＰＷＭ変調波が生成され、Ｗ相のＰＷＭ変調波は生成されない。すなわち、位相領域ＰＨＲ１では、Ｕ相及びＶ相が変調状態にあり、Ｗ相が変調状態にない。例えば、位相領域ＰＨＲ２では、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊とＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊とがそれぞれキャリア信号と比較されて、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ変調波が生成され、Ｕ相のＰＷＭ変調波は生成されない。すなわち、位相領域ＰＨＲ２では、Ｖ相及びＷ相が変調状態にあり、Ｕ相が変調状態にない。例えば、位相領域ＰＨＲ３では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊とがそれぞれキャリア信号と比較されて、Ｕ相、Ｗ相のＰＷＭ変調波が生成され、Ｖ相のＰＷＭ変調波は生成されない。すなわち、位相領域ＰＨＲ３では、Ｕ相及びＷ相が変調状態にあり、Ｖ相が変調状態にない。 The two-phase modulation method is a PWM modulation method in which two phases out of three phases (U phase, V phase, W phase) are modulated and switching of the remaining one phase is stopped. For example, in the phase region PHR1 shown in FIG. 3, the U-phase voltage command value Vu * and the V-phase voltage command value Vv * are respectively compared with the carrier signal to generate U-phase and V-phase PWM modulated waves. W-phase PWM modulated waves are not generated. That is, in the phase region PHR1, the U phase and the V phase are in a modulated state, and the W phase is not in a modulated state. For example, in the phase region PHR2, the V-phase voltage command value Vv * and the W-phase voltage command value Vw * are respectively compared with the carrier signal, and the V-phase and W-phase PWM modulated waves are generated. A PWM modulated wave is not generated. That is, in the phase region PHR2, the V phase and the W phase are in a modulated state, and the U phase is not in a modulated state. For example, in the phase region PHR3, the U-phase voltage command value Vu * and the W-phase voltage command value Vw * are respectively compared with the carrier signal to generate U-phase and W-phase PWM modulated waves. A PWM modulated wave is not generated. That is, in the phase region PHR3, the U phase and the W phase are in a modulated state, and the V phase is not in a modulated state.

具体的には、制御部３０は、ＡＤ変換器３１、相電流再現器（推定部）３２、ドライブ制御部３３、出力電圧算出部（生成部）３４、及び駆動信号生成部３５を有する。 Specifically, the control unit 30 includes an AD converter 31, a phase current reproducer (estimation unit) 32, a drive control unit 33, an output voltage calculation unit (generation unit) 34, and a drive signal generation unit 35.

ＡＤ変換器３１は、母線電流値を示す信号を検出回路２０から受ける。ＡＤ変換器３１は、母線電流値を示す信号（アナログ信号）をＡＤ変換して母線電流値を示す信号（デジタル信号）を生成する。ＡＤ変換器３１は、母線電流値を示すデータを相電流再現器３２へ出力する。 The AD converter 31 receives a signal indicating the bus current value from the detection circuit 20. The AD converter 31 performs AD conversion on a signal (analog signal) indicating the bus current value, and generates a signal (digital signal) indicating the bus current value. The AD converter 31 outputs data indicating the bus current value to the phase current reproducer 32.

また、ＡＤ変換器３１は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号を駆動信号生成部３５から受ける。ＡＤ変換器３１は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号（アナログ信号）をそれぞれＡＤ変換して３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号（デジタル信号）を生成する。このＡＤ変換処理は、サンプリング処理を含む。ＡＤ変換器３１は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号（デジタル信号）を相電流再現器３２へ出力する。 Further, the AD converter 31 receives three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) PWM signals from the drive signal generation unit 35. The AD converter 31 AD-converts three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) PWM signals (analog signals), respectively, and converts three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) PWM signals (digital signals). Is generated. This AD conversion process includes a sampling process. The AD converter 31 outputs a three-phase (U phase, V phase, W phase) PWM signal (digital signal) to the phase current reproducer 32.

相電流再現器３２は、母線電流値を示す信号と３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号とをＡＤ変換器３１から受ける。相電流再現器３２は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号に基づいて３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちどの相の電流が母線電流として現れているかを特定し、母線電流値をその特定された相の電流値とする。すなわち、相電流再現器３２は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相のＰＷＭ信号を特定し、その相のＰＷＭ信号に対応した相の電流が母線電流として現れているものとする。そして、相電流再現器３２は、その特定された相の電流値を上記の検出された母線電流値に略等しいものとして推定する。 The phase current reproducer 32 receives a signal indicating the bus current value and a PWM signal of three phases (U phase, V phase, W phase) from the AD converter 31. The phase current reproducer 32 indicates which phase of the three phases (U phase, V phase, W phase) appears as the bus current based on the PWM signal of the three phases (U phase, V phase, W phase). And the bus current value is set as the current value of the specified phase. That is, the phase current regenerator 32 specifies a one-phase PWM signal whose on / off state is different from the other two phases among the three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) PWM signals, and the PWM of that phase. It is assumed that the phase current corresponding to the signal appears as a bus current. Then, the phase current reproducer 32 estimates the current value of the identified phase as being approximately equal to the detected bus current value.

例えば、図４に示す期間ＴＰ１、ＴＰ３、ＴＰ５、ＴＰ７では、ＰＷＭ信号のオン・オフ状態が他の２相と異なる１相がＷ相である。そこで、インバータ１０からモータＭに向かう向きを電流の正の向きとするとき、相電流再現器３２は、Ｗ相の電流（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０より、−Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ）が母線電流として現れていると特定する。そして、相電流再現器３２は、Ｗ相の電流（−Ｉｗ）の大きさを母線電流値に略等しいものとして推定する。 For example, in the periods TP1, TP3, TP5, and TP7 illustrated in FIG. 4, one phase in which the on / off state of the PWM signal is different from the other two phases is the W phase. Therefore, when the direction from the inverter 10 toward the motor M is the positive direction of the current, the phase current regenerator 32 causes the W-phase current (Iu + Iv + Iw = 0, −Iw = −Iu−Iv) to appear as the bus current. To be identified. Then, the phase current reproducer 32 estimates the magnitude of the W-phase current (−Iw) as being approximately equal to the bus current value.

例えば、図４に示す期間ＴＰ２、ＴＰ６では、ＰＷＭ信号のオン・オフ状態が他の２相と異なる１相がＵ相である。そこで、相電流再現器３２は、Ｕ相の電流Ｉｕが母線電流として現れていると特定する。そして、相電流再現器３２は、Ｕ相の電流Ｉｕの大きさを母線電流値に略等しいものとして推定する。 For example, in the periods TP2 and TP6 shown in FIG. 4, one phase in which the on / off state of the PWM signal is different from the other two phases is the U phase. Therefore, the phase current reproducer 32 specifies that the U-phase current Iu appears as a bus current. Then, the phase current reproducer 32 estimates that the magnitude of the U-phase current Iu is approximately equal to the bus current value.

例えば、図４に示す期間ＴＰ４、ＴＰ８では、ＰＷＭ信号のオン・オフ状態が他の２相と異なる１相がＶ相である。そこで、相電流再現器３２は、Ｖ相の電流Ｉｖが母線電流として現れていると特定する。そして、相電流再現器３２は、Ｖ相の電流Ｉｖの大きさを母線電流値に略等しいものとして推定する。 For example, in periods TP4 and TP8 shown in FIG. 4, one phase in which the on / off state of the PWM signal is different from the other two phases is the V phase. Therefore, the phase current reproducer 32 specifies that the V-phase current Iv appears as a bus current. Then, the phase current reproducer 32 estimates that the magnitude of the V-phase current Iv is approximately equal to the bus current value.

相電流再現器３２は、推定された相の電流値をドライブ制御部３３へ出力する。 The phase current reproducer 32 outputs the estimated phase current value to the drive control unit 33.

ドライブ制御部３３は、推定された相の電流値を相電流再現器３２から受ける。すなわち、ドライブ制御部３３は、３相の電流値を相電流再現器３２から受ける。ドライブ制御部３３は、３相の電流値に基づいて、出力電圧を決定するための制御信号を生成して出力電圧算出部３４へ出力する。 The drive control unit 33 receives the estimated phase current value from the phase current reproducer 32. In other words, the drive control unit 33 receives the three-phase current values from the phase current reproducer 32. The drive control unit 33 generates a control signal for determining the output voltage based on the three-phase current values and outputs the control signal to the output voltage calculation unit 34.

出力電圧算出部３４は、制御信号をドライブ制御部３３から受ける。出力電圧算出部３４は、３相の電流値や外部から入力されるモータの目標回転数に基づいて生成された制御信号に従って、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。すなわち、出力電圧算出部３４は、上記の推定された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電流値に基づいて、３相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。出力電圧算出部３４は、生成した３相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を駆動信号生成部３５へ出力する。 The output voltage calculation unit 34 receives a control signal from the drive control unit 33. The output voltage calculation unit 34 is a three-phase (U phase, V phase, W phase) voltage command value Vu according to a control signal generated based on a three-phase current value or a target rotational speed of the motor input from the outside. *, Vv *, and Vw * are generated. That is, the output voltage calculation unit 34 generates three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * based on the estimated current values of the three phases (U phase, V phase, and W phase). . The output voltage calculation unit 34 outputs the generated three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * to the drive signal generation unit 35.

駆動信号生成部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力電圧算出部３４から受ける。駆動信号生成部３５は、３相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じて、３相のＰＷＭ信号を発生させてインバータ１０へ出力する。すなわち、駆動信号生成部３５は、Ｕｐ駆動信号、Ｕｎ駆動信号、Ｖｐ駆動信号、Ｖｎ駆動信号、Ｗｐ駆動信号、Ｗｎ駆動信号を発生させて、それぞれ、インバータ１０におけるスイッチング素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎのゲートへ供給する。これにより、インバータ１０の各スイッチング素子Ｕｐ〜Ｗｎは、制御部３０の制御に応じたオン・オフのパターンで動作する。 The drive signal generator 35 receives the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * from the output voltage calculator 34. The drive signal generator 35 generates a three-phase PWM signal according to the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * and outputs the three-phase PWM signal to the inverter 10. That is, the drive signal generation unit 35 generates an Up drive signal, an Un drive signal, a Vp drive signal, a Vn drive signal, a Wp drive signal, and a Wn drive signal, and the switching elements Up, Un, Vp, Supply to the gates of Vn, Wp, Wn. As a result, the switching elements Up to Wn of the inverter 10 operate in an on / off pattern according to the control of the control unit 30.

次に、駆動信号生成部３５の詳細について図２及び図４を用いて説明する。図２は、駆動信号生成部３５の内部構成を示す図である。 Next, details of the drive signal generator 35 will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a diagram illustrating an internal configuration of the drive signal generation unit 35.

駆動信号生成部３５は、上記の２相変調方式による変調状態にある２相に対応した２つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行う。また、２つのキャリア信号には、互いに位相差を持たせる。具体的には、駆動信号生成部３５は、キャリア発生器３５１、キャリア発生器３５２、キャリア割り当て処理器３５３、比較器（第１の比較部）３５４、比較器（第２の比較部）３５５、及び駆動信号割り当て処理器３５６を有する。 The drive signal generator 35 performs PWM modulation using two carrier signals corresponding to the two phases in the modulation state by the two-phase modulation method. The two carrier signals have a phase difference from each other. Specifically, the drive signal generator 35 includes a carrier generator 351, a carrier generator 352, a carrier allocation processor 353, a comparator (first comparison unit) 354, a comparator (second comparison unit) 355, And a drive signal allocation processor 356.

キャリア発生器３５１は、第１のキャリア信号ＣＳ１を発生する。第１のキャリア信号ＣＳ１は、後述の第２のキャリア信号ＣＳ２との間で例えば１８０度の位相差を有する。第１のキャリア信号ＣＳ１は、例えば、図４に示すような三角波である。キャリア発生器３５１は、発生した第１のキャリア信号ＣＳ１を比較器３５４へ供給する。 The carrier generator 351 generates a first carrier signal CS1. The first carrier signal CS1 has a phase difference of, for example, 180 degrees with the second carrier signal CS2 described later. The first carrier signal CS1 is, for example, a triangular wave as shown in FIG. The carrier generator 351 supplies the generated first carrier signal CS1 to the comparator 354.

キャリア発生器３５２は、第２のキャリア信号ＣＳ２を発生する。第２のキャリア信号ＣＳ２は、第１のキャリア信号ＣＳ１との間で例えば１８０度の位相差を有する。第２のキャリア信号ＣＳ２は、例えば、図４に示すような三角波である。キャリア発生器３５２は、発生した第２のキャリア信号ＣＳ２を比較器３５５へ供給する。 The carrier generator 352 generates a second carrier signal CS2. The second carrier signal CS2 has a phase difference of, for example, 180 degrees with the first carrier signal CS1. The second carrier signal CS2 is, for example, a triangular wave as shown in FIG. The carrier generator 352 supplies the generated second carrier signal CS2 to the comparator 355.

キャリア割り当て処理器３５３は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうち変調状態にある２相をそれぞれ第１の変調相及び第２の変調相とし、変調状態にない残りの１相を固定相とする。例えば、キャリア割り当て処理器３５３は、変調状態にある２相のうちの１相をＵ相＞Ｖ相＞Ｗ相の優先度で第１の変調相へ割り当て、変調状態にある残りの１相を第２の変調相へ割り当てる。キャリア割り当て処理器３５３は、第１の変調相の電圧指令値を比較器３５４へ出力し、第２の変調相の電圧指令値を比較器３５５へ出力し、固定相の電圧指令値をゼロとして駆動信号割り当て処理器３５６へ出力する。 The carrier allocation processor 353 uses two phases in the modulation state among the three phases (U phase, V phase, W phase) as the first modulation phase and the second modulation phase, respectively, and the remaining one phase not in the modulation state Is the stationary phase. For example, the carrier allocation processor 353 assigns one of the two phases in the modulation state to the first modulation phase with the priority of U phase> V phase> W phase, and assigns the remaining one phase in the modulation state. Assign to the second modulation phase. The carrier allocation processor 353 outputs the voltage command value of the first modulation phase to the comparator 354, outputs the voltage command value of the second modulation phase to the comparator 355, and sets the voltage command value of the fixed phase to zero. It outputs to the drive signal allocation processor 356.

例えば、Ｕ相及びＶ相が変調状態にありＷ相が変調状態にない位相領域ＰＨＲ１（図３参照）において、キャリア割り当て処理器３５３は、Ｕ相及びＶ相をそれぞれ第１の変調相及び第２の変調相とし、Ｗ相を固定相とする。そして、キャリア割り当て処理器３５３は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊を比較器３５４へ出力し、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊を比較器３５５へ出力し、Ｗ相の電圧指令値Ｗｗ＊をゼロとして駆動信号割り当て処理器３５６へ出力する。 For example, in the phase region PHR1 (see FIG. 3) in which the U phase and the V phase are in the modulation state and the W phase is not in the modulation state, the carrier allocation processor 353 converts the U phase and the V phase into the first modulation phase and the first modulation phase, respectively. 2 modulation phase and the W phase as a stationary phase. The carrier allocation processor 353 then outputs the U-phase voltage command value Vu * to the comparator 354, outputs the V-phase voltage command value Vv * to the comparator 355, and outputs the W-phase voltage command value Ww *. It is output to the drive signal allocation processor 356 as zero.

比較器３５４は、第１のキャリア信号ＣＳ１をキャリア発生器３５１から受け、第１の変調相の電圧指令値をキャリア割り当て処理器３５３から受ける。比較器３５４は、第１の変調相の電圧指令値と第１のキャリア信号ＣＳ１とを比較して、その比較結果に応じて第１の変調相のＰＷＭ信号を発生して駆動信号割り当て処理器３５６へ出力する。 The comparator 354 receives the first carrier signal CS1 from the carrier generator 351, and receives the voltage command value of the first modulation phase from the carrier allocation processor 353. The comparator 354 compares the voltage command value of the first modulation phase with the first carrier signal CS1, generates a PWM signal of the first modulation phase according to the comparison result, and generates a drive signal allocation processor To 356.

例えば、Ｕ相及びＶ相が変調状態にありＷ相が変調状態にない位相領域ＰＨＲ１（図３参照）において、比較器３５４は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊と第１のキャリア信号ＣＳ１とを比較する。例えば、図４に示すように、比較器３５４は、第１のキャリア信号ＣＳ１がＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より大きい場合（期間ＴＰ４、ＴＰ８）にＵ相のＰＷＭ信号をｏｆｆレベルにし、第１のキャリア信号ＣＳ１がＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より小さい場合（期間ＴＰ１〜ＴＰ３、ＴＰ５〜ＴＰ７）にＵ相のＰＷＭ信号をｏｎレベルにする。 For example, in the phase region PHR1 (see FIG. 3) in which the U phase and the V phase are in the modulation state and the W phase is not in the modulation state, the comparator 354 includes the U-phase voltage command value Vu * and the first carrier signal CS1. Compare For example, as shown in FIG. 4, when the first carrier signal CS1 is larger than the U-phase voltage command value Vu * (periods TP4 and TP8), the comparator 354 sets the U-phase PWM signal to the off level, When the first carrier signal CS1 is smaller than the U-phase voltage command value Vu * (periods TP1 to TP3, TP5 to TP7), the U-phase PWM signal is turned on.

比較器３５５は、第２のキャリア信号ＣＳ２をキャリア発生器３５２から受け、第２の変調相の電圧指令値をキャリア割り当て処理器３５３から受ける。比較器３５５は、第２の変調相の電圧指令値と第２のキャリア信号ＣＳ２とを比較して、その比較結果に応じて第２の変調相のＰＷＭ信号を発生して駆動信号割り当て処理器３５６へ出力する。 The comparator 355 receives the second carrier signal CS2 from the carrier generator 352 and receives the voltage command value of the second modulation phase from the carrier allocation processor 353. The comparator 355 compares the voltage command value of the second modulation phase with the second carrier signal CS2, generates a PWM signal of the second modulation phase according to the comparison result, and generates a drive signal allocation processor To 356.

例えば、Ｕ相及びＶ相が変調状態にありＷ相が変調状態にない位相領域ＰＨＲ１（図３参照）において、比較器３５４は、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊と第２のキャリア信号ＣＳ２とを比較する。例えば、図４に示すように、比較器３５５は、第２のキャリア信号ＣＳ２がＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より大きい場合（期間ＴＰ２、ＴＰ６）にＶ相のＰＷＭ信号をｏｆｆレベルにし、第２のキャリア信号ＣＳ２がＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より小さい場合（期間ＴＰ１、ＴＰ３〜ＴＰ５、ＴＰ７、ＴＰ８）にＶ相のＰＷＭ信号をｏｎレベルにする。 For example, in the phase region PHR1 (see FIG. 3) in which the U phase and the V phase are in the modulation state and the W phase is not in the modulation state, the comparator 354 includes the V-phase voltage command value Vv * and the second carrier signal CS2. Compare For example, as shown in FIG. 4, when the second carrier signal CS2 is larger than the V-phase voltage command value Vv * (periods TP2, TP6), the comparator 355 sets the V-phase PWM signal to the off level, When the second carrier signal CS2 is smaller than the V-phase voltage command value Vv * (periods TP1, TP3 to TP5, TP7, TP8), the V-phase PWM signal is turned on.

駆動信号割り当て処理器３５６は、キャリア割り当て処理器３５３で割り当てた情報に応じて第１の変調相、第２の変調相、固定相のＰＷＭ波形を３相の各駆動信号へ割り当てる。すなわち、駆動信号割り当て処理器３５６は、第１の変調相のＰＷＭ信号を比較器３５４から受け、第１の変調相のＰＷＭ信号に応じて第１の変調相の駆動信号を生成してインバータ１０における第１の変調相のスイッチング素子へ出力する。駆動信号割り当て処理器３５６は、第２の変調相のＰＷＭ信号を比較器３５５から受け、第２の変調相のＰＷＭ信号に応じて第２の変調相の駆動信号を生成してインバータ１０における第２の変調相のスイッチング素子へ出力する。駆動信号割り当て処理器３５６は、固定相のＰＷＭ信号をキャリア割り当て処理器３５３から受け、固定相のＰＷＭ信号に応じて第２の変調相の駆動信号を生成してインバータ１０における固定相のスイッチング素子へ出力する。 The drive signal assignment processor 356 assigns the PWM waveforms of the first modulation phase, the second modulation phase, and the fixed phase to the three-phase drive signals according to the information assigned by the carrier assignment processor 353. That is, the drive signal allocation processor 356 receives the PWM signal of the first modulation phase from the comparator 354, generates the drive signal of the first modulation phase according to the PWM signal of the first modulation phase, and generates the inverter 10 To the switching element of the first modulation phase. The drive signal allocation processor 356 receives the PWM signal of the second modulation phase from the comparator 355, generates a drive signal of the second modulation phase according to the PWM signal of the second modulation phase, and generates the second modulation phase drive signal in the inverter 10. Output to the switching element of 2 modulation phases. The drive signal assignment processor 356 receives the fixed-phase PWM signal from the carrier assignment processor 353, generates a second modulation-phase drive signal in accordance with the fixed-phase PWM signal, and generates a fixed-phase switching element in the inverter 10. Output to.

例えば、Ｕ相及びＶ相が変調状態にありＷ相が変調状態にない位相領域ＰＨＲ１（図３参照）において、駆動信号割り当て処理器３５６は、Ｕ相のＰＷＭ信号をＵｐ駆動信号とし、Ｕ相のＰＷＭ信号に対してｏｎ／ｏｆｆレベルを反転させたものをＵｎ駆動信号とし、Ｕｐ駆動信号及びＵｎ駆動信号をそれぞれインバータ１０におけるスイッチング素子Ｕｐ、Ｕｎへ供給する。駆動信号割り当て処理器３５６は、Ｖ相のＰＷＭ信号をＶｐ駆動信号とし、Ｖ相のＰＷＭ信号に対してｏｎ／ｏｆｆレベルを反転させたものをＶｎ駆動信号とし、Ｖｐ駆動信号及びＶｎ駆動信号をそれぞれインバータ１０におけるスイッチング素子Ｖｐ、Ｖｎへ供給する。駆動信号割り当て処理器３５６は、ゼロ（ｏｆｆレベル）に固定されたＷ相のＰＷＭ信号をＷｐ駆動信号とし、ｏｎレベルに固定されたものをＷｎ駆動信号とし、Ｗｐ駆動信号及びＷｎ駆動信号をそれぞれインバータ１０におけるスイッチング素子Ｗｐ、Ｗｎへ供給する。 For example, in the phase region PHR1 (see FIG. 3) in which the U phase and the V phase are in the modulation state and the W phase is not in the modulation state, the drive signal allocation processor 356 uses the U phase PWM signal as the Up drive signal, The PWM signal obtained by inverting the on / off level is used as the Un drive signal, and the Up drive signal and the Un drive signal are supplied to the switching elements Up and Un in the inverter 10, respectively. The drive signal allocation processor 356 uses a V-phase PWM signal as a Vp drive signal, a Vn drive signal obtained by inverting the on / off level with respect to the V-phase PWM signal, and a Vp drive signal and a Vn drive signal. Each is supplied to the switching elements Vp and Vn in the inverter 10. The drive signal allocation processor 356 uses a W-phase PWM signal fixed at zero (off level) as a Wp drive signal, a signal fixed at on level as a Wn drive signal, and a Wp drive signal and a Wn drive signal, respectively. This is supplied to the switching elements Wp and Wn in the inverter 10.

ここで、仮に、図５及び図６に示すように、駆動信号生成部３５が１つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行う場合について考える。この場合、変調状態にある２相の電圧指令値の振幅が近い位相領域ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ３、ＣＲ４、ＣＲ５等（図３参照）において、１相の電流しか検出できない。 Here, suppose a case where the drive signal generator 35 performs PWM modulation using one carrier signal, as shown in FIGS. In this case, only one-phase current can be detected in the phase regions CR1, CR2, CR3, CR4, CR5, etc. (see FIG. 3) where the amplitudes of the two-phase voltage command values in the modulation state are close.

例えば、図３に示すように、位相領域ＣＲ１における位相点Ａでは、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の振幅とＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊の振幅とが略等しくなっている。この場合、図５に示すように、１つのキャリア信号ＣＳがＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より小さくなるタイミングとＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より小さくなるタイミングとがほぼ一致しており、その後、１つのキャリア信号ＣＳがＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より大きくなるタイミングとＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より大きくなるタイミングとがほぼ一致している。これにより、Ｕ相のＰＷＭ信号がｏｎレベルにある期間とＶ相のＰＷＭ信号がｏｎレベルにある期間とがほぼ一致している。これにより、相電流再現器３２は、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＷ相しか特定できないので、Ｗ相の電流しか推定できない。 For example, as shown in FIG. 3, at the phase point A in the phase region CR1, the amplitude of the U-phase voltage command value Vu * and the amplitude of the V-phase voltage command value Vv * are substantially equal. In this case, as shown in FIG. 5, the timing at which one carrier signal CS becomes smaller than the U-phase voltage command value Vu * and the timing at which the carrier signal CS becomes smaller than the V-phase voltage command value Vv * are substantially the same. The timing at which one carrier signal CS becomes larger than the U-phase voltage command value Vu * substantially coincides with the timing at which one carrier signal CS becomes larger than the V-phase voltage command value Vv *. As a result, the period in which the U-phase PWM signal is on level and the period in which the V-phase PWM signal is on level substantially coincide. Thereby, the phase current regenerator 32 can specify only the W phase as one phase different from the other two phases in the three-phase PWM signal, and can only estimate the W phase current.

例えば、図３に示すように、位相領域ＣＲ１における位相点Ｂでは、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の振幅とＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊の振幅とが非常に近くなっている。この場合、図６に示すように、１つのキャリア信号ＣＳがＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より小さくなるタイミングとＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より小さくなるタイミングとが近接している。これにより、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＵ相が特定されるべき期間ＴＰ１０１、ＴＰ１０３が、サンプリング期間に対して短すぎるために、例えばＡＤ変換器３１によりサンプリングできずＡＤ変換ができない傾向にある。また、１つのキャリア信号ＣＳがＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より大きくなるタイミングとＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より大きくなるタイミングとが近接している。これにより、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＵ相が特定されるべき期間ＴＰ１０２、ＴＰ１０４が、サンプリング期間に対して短すぎるために、例えばＡＤ変換器３１によりサンプリングできずＡＤ変換ができない傾向にある。そのため、相電流再現器３２によるＵ相の電流の推定も困難になり、Ｗ相の電流しか推定できない傾向にある。 For example, as shown in FIG. 3, at the phase point B in the phase region CR1, the amplitude of the U-phase voltage command value Vu * and the amplitude of the V-phase voltage command value Vv * are very close. In this case, as shown in FIG. 6, the timing at which one carrier signal CS becomes smaller than the U-phase voltage command value Vu * is close to the timing at which the carrier signal CS becomes smaller than the V-phase voltage command value Vv *. As a result, the periods TP101 and TP103 in which the U phase should be specified as one phase that is different from the other two phases among the three-phase PWM signals are too short with respect to the sampling period. There is a tendency that sampling cannot be performed by the device 31 and AD conversion cannot be performed. The timing at which one carrier signal CS becomes larger than the U-phase voltage command value Vu * is close to the timing at which one carrier signal CS becomes larger than the V-phase voltage command value Vv *. As a result, the periods TP102 and TP104 in which the U phase should be specified as one phase that is different from the other two phases among the three-phase PWM signals are too short with respect to the sampling period. There is a tendency that sampling cannot be performed by the device 31 and AD conversion cannot be performed. Therefore, it is difficult to estimate the U-phase current by the phase current reproducer 32, and only the W-phase current tends to be estimated.

それに対して、実施形態では、駆動信号生成部３５は、２相変調方式による変調状態にある２相に対応した２つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行う。また、２つのキャリア信号には、互いに位相差を持たせる。これにより、２相変調方式による変調状態にある２相の電圧指令値の振幅が近い位相領域においても、変調状態にある２相のＰＷＭ信号がｏｎレベルにある期間をずらすことが容易である（図４参照）。したがって、２相変調方式でモータを制御する場合にモータの３相電流を推定可能な領域を増加できる。 On the other hand, in the embodiment, the drive signal generation unit 35 performs PWM modulation using two carrier signals corresponding to two phases in a modulation state by the two-phase modulation method. The two carrier signals have a phase difference from each other. Thereby, even in the phase region where the amplitude of the two-phase voltage command value in the modulation state by the two-phase modulation method is close, it is easy to shift the period in which the two-phase PWM signal in the modulation state is on level ( (See FIG. 4). Therefore, when the motor is controlled by the two-phase modulation method, it is possible to increase a region where the three-phase current of the motor can be estimated.

また、実施形態では、２つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行うための構成として、駆動信号生成部３５が、２つのキャリア発生器３５１、３５２を有するとともに、２つの比較器３５４、３５５を有する。すなわち、実施形態の構成は、１つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行う場合に比べて、わずかな構成要素の増加で実現できる。このため、コストの増加も抑制できる。 In the embodiment, as a configuration for performing PWM modulation using two carrier signals, the drive signal generation unit 35 includes two carrier generators 351 and 352 and two comparators 354 and 355. . That is, the configuration of the embodiment can be realized with a slight increase in the number of components as compared with the case where PWM modulation is performed using one carrier signal. For this reason, the increase in cost can also be suppressed.

また、実施形態では、２つのキャリア信号ＣＳ１、ＣＳ２の位相差が１８０度である。これにより、２相変調方式による変調状態にある２相の電圧指令値の振幅が近い位相領域においても、変調状態にある２相のＰＷＭ信号がｏｎレベルにある期間を大幅にずらすことが容易である。 In the embodiment, the phase difference between the two carrier signals CS1 and CS2 is 180 degrees. As a result, even in a phase region where the amplitude of the two-phase voltage command value in the modulation state by the two-phase modulation method is close, it is easy to significantly shift the period in which the two-phase PWM signal in the modulation state is at the on level. is there.

例えば、図３に示すように、位相領域ＣＲ１における位相点Ａでは、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の振幅とＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊の振幅とが略等しくなっている。この場合でも、図４に示すように、第１のキャリア信号ＣＳ１がＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊より小さくなるタイミングと第２のキャリア信号ＣＳ２がＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊より小さくなるタイミングとが大幅にずれている。これにより、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＵ相が特定されるべき期間ＴＰ２、ＴＰ６が、サンプリング期間に対して十分な長さを有している。同様に、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＶ相が特定されるべき期間ＴＰ４、ＴＰ８が、サンプリング期間に対して十分な長さを有している。同様に、３相のＰＷＭ信号のうちオン・オフ状態が他の２相と異なる１相としてＷ相が特定されるべき期間ＴＰ１、ＴＰ３、ＴＰ５、ＴＰ７が、サンプリング期間に対して十分な長さを有している。このため、相電流再現器３２による３相の電流の推定を確実に行うことができる。 For example, as shown in FIG. 3, at the phase point A in the phase region CR1, the amplitude of the U-phase voltage command value Vu * and the amplitude of the V-phase voltage command value Vv * are substantially equal. Even in this case, as shown in FIG. 4, the timing when the first carrier signal CS1 becomes smaller than the U-phase voltage command value Vu * and the timing when the second carrier signal CS2 becomes smaller than the V-phase voltage command value Vv *. And are significantly out of alignment. As a result, the periods TP2 and TP6 in which the U phase should be specified as one phase that is different from the other two phases in the three-phase PWM signal have a sufficient length with respect to the sampling period. Yes. Similarly, the periods TP4 and TP8 in which the V phase should be specified as one phase that is different from the other two phases among the three-phase PWM signals have a sufficient length with respect to the sampling period. Yes. Similarly, the periods TP1, TP3, TP5, and TP7 in which the W phase should be specified as one phase that is different from the other two phases among the three-phase PWM signals are sufficiently long with respect to the sampling period. have. For this reason, it is possible to reliably estimate the three-phase current by the phase current reproducer 32.

また、実施形態では、検出回路２０が１つのシャント抵抗Ｒｓを用いて母線電流を検出し、相電流再現器３２が検出回路２０により検出された母線電流から各相の電流を推定する。これにより、インバータ１０の各相にシャント抵抗Ｒｓを設けて各相の電流を検出する場合に比べて、インバータ１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも削減できる。 In the embodiment, the detection circuit 20 detects the bus current using one shunt resistor Rs, and the phase current reproducer 32 estimates the current of each phase from the bus current detected by the detection circuit 20. As a result, the entire circuit constituting the inverter 10 can be reduced in size compared to the case where the shunt resistor Rs is provided in each phase of the inverter 10 to detect the current of each phase, and the cost can be reduced accordingly.

なお、上記の実施形態では、第１のキャリア信号ＣＳ１と第２のキャリア信号ＣＳ２との位相差が１８０度である場合について例示したが、第１のキャリア信号ＣＳ１と第２のキャリア信号ＣＳ２との位相差は、１２０度より大きく１８０度以下であっても良い。この場合でも、３相変調方式では実現できない大きな位相差を第１のキャリア信号ＣＳ１と第２のキャリア信号ＣＳ２との間に持たせることができる。 In the above embodiment, the case where the phase difference between the first carrier signal CS1 and the second carrier signal CS2 is 180 degrees is exemplified, but the first carrier signal CS1 and the second carrier signal CS2 The phase difference may be greater than 120 degrees and 180 degrees or less. Even in this case, a large phase difference that cannot be realized by the three-phase modulation method can be provided between the first carrier signal CS1 and the second carrier signal CS2.

すなわち、３相変調方式で複数相のキャリア信号を用いようとすれば、３相変調方式による変調状態にある３相に対応した３つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行うことになる。この場合、３つのキャリア信号の間で大きな位相差を持たせようと思っても、１２０度より大きい位相差を実現できない。 That is, if a plurality of phase carrier signals are to be used in the three-phase modulation method, PWM modulation is performed using three carrier signals corresponding to the three phases in the modulation state by the three-phase modulation method. In this case, even if it is intended to have a large phase difference between the three carrier signals, a phase difference greater than 120 degrees cannot be realized.

それに対して、本変形例では、２相変調方式による変調状態にある２相に対応した２つのキャリア信号を用いてＰＷＭ変調を行うので、２つのキャリア信号の位相差を１２０度より大きく１８０度以下にできる。これにより、上記のように、２相変調方式による変調状態にある２相の電圧指令値の振幅が近い位相領域においても、変調状態にある２相のＰＷＭ信号がｏｎレベルにある期間を大幅にずらすことが容易である。これにより、３相電流を推定可能な領域を大幅に増加できる。 On the other hand, in the present modification, PWM modulation is performed using two carrier signals corresponding to two phases in the modulation state by the two-phase modulation method, so the phase difference between the two carrier signals is greater than 120 degrees and 180 degrees. You can: As a result, as described above, even in the phase region where the amplitude of the two-phase voltage command value in the modulation state by the two-phase modulation method is close, the period during which the two-phase PWM signal in the modulation state is on level is greatly increased. Easy to shift. Thereby, the area | region which can estimate a three-phase electric current can be increased significantly.

以上のように、本発明にかかるモータの制御装置は、２相変調方式に有用である。 As described above, the motor control device according to the present invention is useful for the two-phase modulation method.

１０インバータ
２０検出回路
３０制御部
３１ＡＤ変換器
３２相電流再現器
３３ドライブ制御部
３４出力電圧算出部
３５駆動信号生成部
１００制御装置
３５１キャリア発生器
３５２キャリア発生器
３５３キャリア割り当て処理器
３５４比較器
３５５比較器
３５６駆動信号割り当て処理器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Inverter 20 Detection circuit 30 Control part 31 AD converter 32 Phase current reproduction device 33 Drive control part 34 Output voltage calculation part 35 Drive signal generation part 100 Control apparatus 351 Carrier generator 352 Carrier generator 353 Carrier allocation processor 354 Comparator 355 Comparator 356 Drive signal allocation processor

Claims

An inverter that converts DC power supplied from a DC power source into three-phase AC power and supplies it to the motor;
A detection unit for detecting a bus current using one shunt resistor connected between the DC power source and the inverter;
A control unit that generates a three-phase PWM signal by a two-phase modulation method based on the detected bus current and supplies the PWM signal to the inverter;
With
The controller is
A first comparison for generating a PWM signal of the first phase by comparing a voltage command value of a first phase in a modulation state by the two-phase modulation method among three phases and a first carrier signal And
A voltage command value of a second phase in a modulation state by the two-phase modulation method among three phases is compared with a second carrier signal having a phase difference with respect to the first carrier signal, and the first A second comparator for generating a PWM signal of two phases;
Based on the generated first phase PWM signal, the generated second phase PWM signal, and a third phase PWM signal that is not modulated by the two-phase modulation scheme, An estimator for estimating the current of the first phase, the current of the second phase, and the current of the third phase from the detected bus current;
Using the estimated current of the first phase, current of the second phase, and current of the third phase, the voltage command value of the first phase and the voltage command of the second phase A generator for generating a value and a voltage command value of the third phase;
A motor control device comprising:

The motor control device according to claim 1, wherein a phase difference between the first carrier signal and the second carrier signal is greater than 120 degrees and equal to or less than 180 degrees.