JP2012130132A - スイッチング素子の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定電流回路をドライブＩＣ２０によって構成することでドライブＩＣ２０の発熱量が大きくなること。
【解決手段】ドライブＩＣ２０は、スイッチング素子Ｓｗ＃をオン状態に切り替えるための電荷をスイッチング素子Ｓｗ＃のゲートに充電する直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３を備える。これら直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３の出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の間には、「Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３」の関係がある。直流電圧源ＤＣ１の出力電流を定電流回路ＳＣ１によって一定値に制御しつつゲートを充電した後、直流電圧源ＤＣ２の出力電流を定電流回路ＳＣ２によって一定値に制御しつつゲートを充電し、最後に、直流電圧源ＤＣ３の出力電流を定電流回路ＳＣ３によって一定値に制御しつつゲートを充電する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動装置に関する。

この種の駆動装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、ＩＧＢＴをオンさせるべく、ＩＧＢＴのゲートに電流を出力する定電流電源を２種類備えるものも提案されている。この装置は、ゲート電圧が閾値電圧以上となることでゲートに供給する電流量を増加させ、ミラー期間の短縮を図るものである。

特開２００８−２９０５９号公報

ただし、上記のように、定電流電源を用いる場合、ゲート電圧にかかわらず電流量を一定値とするために用いられて且つ電流の絞り機能を有する手段の発熱量等が大きくなり、ひいては駆動装置の損失が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動する新たなスイッチング素子の駆動装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動装置において、前記スイッチング素子の開閉制御端子に該スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるための正の電荷を供給する直流電圧源と、前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと前記電荷を供給するための電流の流通経路における電流量を制限する制限手段と、前記開閉制御端子の充電の進行に伴い前記直流電圧源の出力電圧を上昇させる上昇手段とを備え、前記制限手段は、前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと流入する電流を一定値に制御する定電流制御手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、上昇手段を備えることで、はじめから出力電圧を高くする場合と比較して、開閉制御端子の充電に際しての直流電圧源から出力される電気エネルギ量を低減することができ、ひいては制限手段によって消費される電気エネルギ量を低減することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記上昇手段は、前記開閉制御端子の充電電圧の上昇速度が低下する期間であるミラー期間を回避して前記出力電圧を上昇させることを特徴とする。

開閉制御端子への電荷の供給速度をミラー期間において大きくすることで、スイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧が高い期間を短縮することができ、ひいてはスイッチング損失を低減することができる。一方、開閉制御端子への充電に際して直流電圧源が供給するエネルギ量を低減する上では、開閉制御端子の電圧に対する直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが小さいほどよい。これは、開閉制御端子の電圧に対する直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが最小となる時点で出力電圧を上昇させるに際し、上回り度合いの最小値を極力小さくすることで実現することができる。ただし、ミラー期間において直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが過度に小さくなる場合には、ミラー期間における電荷の供給速度が低下するおそれがある。この点、上記発明では、ミラー期間を避けて出力電圧を上昇させる設定とすることで、ミラー期間において上記上回り度合いが最小となる事態を回避することと、直流電圧源の供給エネルギ量を低減することとの好適な両立を図ることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記スイッチング素子がオン状態となるタイミングよりも前のタイミングが含まれることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記開閉制御端子の充電電圧の上昇速度が低下する期間であるミラー期間よりも後のタイミングが含まれることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動装置において、前記スイッチング素子の開閉制御端子に該スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるための正の電荷を供給する直流電圧源と、前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと前記電荷を供給するための電流の流通経路における電流量を制限する制限手段と、前記開閉制御端子の充電の進行に伴い前記直流電圧源の出力電圧を上昇させる上昇手段とを備え、前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記スイッチング素子がオン状態となるタイミングよりも前のタイミングが含まれることを特徴とする。

上記発明では、上昇手段を備えることで、はじめから出力電圧を高くする場合と比較して、開閉制御端子の充電に際しての直流電圧源から出力される電気エネルギ量を低減することができ、ひいては制限手段によって消費される電気エネルギ量を低減することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記直流電圧源は、互いに出力電圧が相違する複数の電源からなり、前記定電流制御手段は、前記複数の電源のそれぞれから前記開閉制御端子へと流入する電流を一定値に制御する各別の手段であることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記定電流制御手段の出力側には、該定電流制御手段側から前記開閉制御端子側へと進む方向を順方向とする整流手段が設けられていることを特徴とする。

上記発明では、開閉制御端子側から定電流制御手段側への電流の逆流を回避することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記上昇手段は、前記開閉制御端子に前記電荷の供給を開始してからの経過時間を計時する計時手段と、該計時された経過時間に基づき前記出力電圧を上昇させる処理を行う手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、開閉制御端子の電圧の検出に頼ることなく、出力電圧を上昇させる処理を適切に行うことができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記上昇手段は、前記出力電圧を上昇させる処理を行うための前記計時された経過時間の閾値を記憶する手段であって且つ、外部端子によってアクセス可能な記憶手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、閾値を各別に設定可能なため、スイッチング素子の個体差等に応じて出力電圧を上昇させるタイミングを適切に設定することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記上昇手段は、前記開閉制御端子の電圧を検出する電圧検出手段と、該検出された電圧に基づき前記出力電圧を上昇させる処理を行う手段とを備えることを特徴とする。

開閉制御端子を充電するために適切な直流電圧源の出力電圧は、開閉制御端子の電圧に応じて定まる。この点、上記発明では、開閉制御端子の電圧の検出値に基づき出力電圧を上昇させることで、出力電圧を適切に上昇させることができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記上昇手段は、前記出力電圧を段階的に上昇させるものであり、前記上昇手段は、前記スイッチング素子に流れる電流量に基づき、前記出力電圧の上昇タイミングに対応する前記開閉制御端子の電圧を可変とする可変手段を備えることを特徴とする。

開閉制御端子への電荷の供給速度をミラー期間において大きくすることで、スイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧が高い期間を短縮することができ、ひいてはスイッチング損失を低減することができる。一方、開閉制御端子への充電に際して直流電圧源が供給するエネルギ量を低減する上では、開閉制御端子の電圧に対する直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが小さいほどよい。これは、開閉制御端子の電圧に対する直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが最小となることで出力電圧を上昇させるに際し、上回り度合いの最小値を極力小さくすることで実現することができる。ただし、ミラー期間において直流電圧源の出力電圧の上回り度合いが過度に小さくなる場合には、ミラー期間における電荷の供給速度が低下するおそれがある。さらに、ミラー期間は、スイッチング素子を流れる電流量によって変化する。上記発明では、この点に鑑み、出力電圧の上昇タイミングに対応する開閉制御端子の電圧を可変とすることで、ミラー期間において上記上回り度合いが最小となることを回避しつつも出力電圧を適切に上昇させることができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記制限手段は、集積回路によって構成されていることを特徴とする。

集積回路は、熱の放散効果が必ずしも十分とはいえないため、制限手段による発熱を低減することが特に望まれる。このため、上記発明では、上昇手段を備えるメリットが特に大きい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す図。 同実施形態における損失低減の原理を説明する図。 同実施形態にかかる出力電圧の上昇処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる出力電圧の上昇処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す図。 同実施形態にかかる出力電圧の上昇処理を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶおよびコンバータＣＮＶを介してたとえば百Ｖ以上の端子電圧を有する高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各スイッチング素子Ｓｗｐおよびスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＮＶは、コンデンサＣｃｖと、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐおよびスイッチング素子Ｓｗｎの接続点と高電圧バッテリ１２とを接続するリアクトルＬとを備えている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。

上記インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの開閉制御端子（ゲート）には、いずれもドライブユニットＤＵが接続されている。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低電圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。ここで、低電圧バッテリ１４は、高電圧バッテリ１２よりも端子電圧が低い。制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＮＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。また、コンバータＣＮＶのスイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。

なお、インバータＩＮＶやコンバータＣＮＶを備える高電圧システムと、制御装置１６を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

上記スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）は、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗ＃は、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。

図２（ａ）に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。

図示されるように、ドライブユニットＤＵは、半導体集積回路（ドライブＩＣ２０）を備えている。ドライブＩＣは、出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３を有する。ここで、これら出力電圧Ｖ１、Ｖ２，Ｖ３の間には、「Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３」の関係がある。直流電圧源ＤＣ１の出力端子（正極端子）には、定電流回路ＳＣ１が接続され、定電流回路ＳＣ１には、ダイオード２２および端子Ｔ１を介して、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートが接続されている。また、直流電圧源ＤＣ２の出力端子（正極端子）には、定電流回路ＳＣ２が接続され、定電流回路ＳＣ２には、ダイオード２４および端子Ｔ１を介して、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートが接続されている。さらに、直流電圧源ＤＣ３の出力端子（正極端子）には、定電流回路ＳＣ３が接続され、定電流回路ＳＣ３には、ダイオード２６および端子Ｔ１を介して、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートが接続されている。

ここで、定電流回路ＳＣｊ（ｊ＝１，２，３）の構成を図２（ｂ）に示す。図示されるように、定電流回路ＳＣｊは、直流電圧源ＤＣｊの正極に接続される抵抗体４８とＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ（スイッチング素子４０）との直列接続体を備え、スイッチング素子４０の他方の端子は、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートに接続されている。また、定電流回路ＳＣｊは、オペアンプ４２を備え、そのマイナス入力端子には、直流電圧源ＤＣｊの電圧を抵抗体４４，４６によって分圧することで得られた基準電圧が印加されている。また、オペアンプ４２の出力端子は、抵抗体５０を介して直流電圧源ＤＣｊにプルアップされている。また、オペアンプ４２の出力端子は、スイッチング素子５２を介してスイッチング素子４０のゲートに接続され、プラス入力端子は、抵抗体４８およびスイッチング素子４０の接続点に接続されている。

こうした構成によれば、スイッチング素子５２をオン状態とすることで、抵抗体４８の電圧降下量と抵抗体４４の電圧降下量とが等しくなるように、スイッチング素子４０のゲート電圧が操作される。そして、これにより、抵抗体４８を流れる電流が一定値となり、ひいてはスイッチング素子４０を介してスイッチング素子Ｓｗ＃のゲートに出力される電流が一定値に制御される。なお、図２（ａ）においては、定電流回路ＳＣｊと端子Ｔ２を介したスイッチング素子Ｓｗ＃のエミッタとの接続等を省略して記載している。また、本実施形態では、定電流回路ＳＣ１，ＳＣ１，ＳＣ３の出力電流を等しく設定している。

切替制御回路２８は、定電流回路ＳＣｊのそれぞれのスイッチング素子５２を開閉する切替信号Ｓ１〜Ｓ３を出力するデジタル処理回路である。詳しくは、ドライブＩＣ２０の外部から端子Ｔ３を介して取り込まれる操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）がオン操作指令信号に切り替わると、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートを充電する手段を、定電流回路ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３の順に切り替える処理を行う。ここで、切り替えタイミングは、オン操作指令信号への切り替わりタイミングから計時動作を開始するタイマ３２の値と、メモリ３０の値との比較に基づき行なわれる。ここで、メモリ３０は、電気的書き換え可能な読み出し専用メモリ等の不揮発性メモリであり、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ４を介してアクセスが可能なメモリである。

ここで、本実施形態においてスイッチング素子Ｓｗ＃のゲートを定電流にて充電するのは、スイッチング素子Ｓｗ＃の損失を低減することを狙いとするものである。すなわち、直流電圧源ＤＣｊとスイッチング素子Ｓｗ＃のゲートとを抵抗体を介して接続する場合、ゲートの充電電流量は、ゲート電圧の上昇に伴って減少するため、ミラー期間におけるゲートの充電電流量を多くしてミラー期間を短縮することが困難となる。これに対し、定電流にて充電するなら、ミラー期間の充電電流量を十分な値とすることができ、ひいてはミラー期間を短縮してスイッチング損失を低減することができる。

一方、上記定電流回路ＳＣｊの切り替え処理は、ドライブＩＣ２０の発熱量を低減するために行うものである。以下、図３に基づきこれについて説明する。

ここでは、図３（ａ）に示すように、出力電圧Ｖ３／２の直流電圧源と出力電圧Ｖ３の直流電圧源とを順次用いつつコンデンサＣを充電する例を用いて説明する。ここで、コンデンサＣは、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲート容量に見立てたものであり、ゲートの充電完了時を、コンデンサＣの充電電圧が出力電圧Ｖ３に一致することとする。

この場合、出力電圧Ｖ３の直流電圧源のみを用いた定電流制御によってコンデンサＣを充電しても、出力電圧Ｖ３／２の直流電圧源と出力電圧Ｖ３の直流電圧源とを順次用いてコンデンサＣを充電しても、コンデンサＣの充電エネルギは、「（１／２）Ｃ（Ｖ３）＾２」となり同一である。ただし、充電時間Ｔの間に、出力電圧Ｖ３の直流電圧源のみを用いて一定電流Ｉで充電した場合の直流電圧源の出力エネルギ量は、「Ｖ３・Ｉ・Ｔ」となるのに対し、上記双方を用いた場合の直流電圧源の出力エネルギ量は「３・Ｖ３・Ｉ・Ｔ／４」となる。このため、図３（ｂ）および図３（ｃ）に示すように、上記双方を用いた場合の方が単一の直流電圧源を用いた場合と比較して損失が少なくなる。

ここで、損失の低減効果は、直流電圧源の出力電圧の切り替え直前における値とコンデンサＣの充電電圧との差が小さいほど大きくなる。このため、上記差が同一の場合、損失の低減効果は、直流電圧源の出力電圧の上昇回数を多くするほど大きくなる。ただし、定電流回路ＳＣｊは、直流電圧源の出力電圧とゲート電圧との差が過度に小さくなることで定電流の制御性が低下する。このため、ミラー期間に対応するゲート電圧と直流電圧源の出力電圧とが一致すると、ミラー期間におけるゲートの充電電流が少なくなり、ミラー期間を短縮する効果が低下するおそれがある。

そこで本実施形態では、図４（ａ）に示すように、出力電圧Ｖ１をスイッチング素子Ｓｗ＃の閾値電圧Ｖｔｈよりも低くして且つ、出力電圧Ｖ２をミラー期間の電圧の最大値Ｖｈよりも大きくする。ここで、ミラー期間の電圧の最大値Ｖｈは、正常時におけるスイッチング素子Ｓｗ＃を流れる電流（コレクタ電流Ｉｃ）の最大値を飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅとする。これは、図４（ｂ）に示すように、コレクタ電流Ｉを飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅがミラー期間の電圧となることに鑑みたものである。

なお、直流電圧源とゲート電圧Ｖｇｅとの電圧差の大きい状態における充電期間が短いほどドライブＩＣ２０の損失が小さくなることに鑑み、出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、出力電圧Ｖ３を３等分した各電圧に極力近似させることが望ましい。

図５に、切替制御回路２８による切替処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、オン状態切替フラグＦが「１」であるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１２において、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）がオン操作指令に切り替わったか否かを判断する。そしてステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、オン状態切替フラグＦを「１」とし、切替信号Ｓ１をオン指令とし、オン状態に切り替わったタイミングからの時間を計時する計時動作を開始する。

一方、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１６において、オン操作指令への切り替わりからの経過時間が第１時間Ｔｔｈ１以上であるか否かを判断する。この処理は、ゲート電圧Ｖｇｅが上記出力電圧Ｖ１となったか否かを判断するためのものである。第１時間Ｔｔｈ１は、先の図２（ａ）に示すメモリ３０に記憶されている。そしてステップＳ１６において肯定判断される場合、ステップＳ１８において、経過時間が第２時間Ｔｔｈ２以上であるか否かを判断する。この処理は、ゲート電圧Ｖｇｅが上記出力電圧Ｖ２となったか否かを判断するためのものである。第２時間Ｔｔｈ２は、先の図２（ａ）に示すメモリ３０に記憶されている。

そして上記ステップＳ１８において否定判断される場合、ステップＳ２０において、切替信号Ｓ１をオフ指令として且つ切替信号Ｓ２をオン指令とする。一方、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、切替信号Ｓ２をオン指令として且つ切替信号Ｓ３をオフ指令とする。

なお、上記ステップＳ１４，Ｓ２０，Ｓ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ１２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）スイッチング素子Ｓｗ＃の充電の進行に伴い直流電圧源の出力電圧を上昇させた。これにより、はじめから出力電圧を高くする場合と比較して、直流電圧源から出力される電気エネルギ量を低減することができ、ひいては定電流回路ＳＣｊによって消費される電気エネルギ量を低減することができる。

（２）ゲートの充電電圧の上昇速度が低下する期間であるミラー期間を回避して出力電圧を上昇させた。これにより、ミラー期間において定電流回路ＳＣｊから出力される電流の制御性が低下する事態を回避することと、定電流回路ＳＣｊによる損失を低減することとの両立を図ることができる。

（３）定電流回路ＳＣ１，ＳＣ２とゲートとの間にダイオード２２，２４を備えた。これにより、定電流回路ＳＣ３からの電流が定電流回路ＳＣ１，ＳＣ２を構成するスイッチング素子４０の寄生ダイオードを介して逆流する事態等を回避することができる。

（４）スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートの充電を開始してからの経過時間に基づき、直流電圧源の出力電圧を上昇させる処理を行った。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートの電圧の検出に頼ることなく、出力電圧を上昇させる処理を適切に行うことができる。また、この処理をデジタル処理とすることで、経過時間の閾値を変更する簡易な処理によって、出力電圧を上昇させるゲート電圧Ｖｇｅを変更することもできる。

（５）経過時間の閾値（第１時間Ｔｔｈ１、第２時間Ｔｔｈ２）を記憶するメモリ３０を、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ４を介してアクセス可能な記憶手段とした。これにより、上記閾値を各別に設定可能なため、スイッチング素子Ｓｗ＃の個体差等に応じて出力電圧を上昇させるタイミングを適切に設定することができる。

（６）定電流回路ＳＣｊをドライブＩＣ２０によって構成した。この場合、ドライブユニットＤＵの小型化等が容易となる反面、熱の放散効果が必ずしも十分とはいえないため、定電流回路ＳＣｊによる発熱を低減することが特に望まれる。このため、直流電圧源の出力電圧を上昇させる処理の利用価値が特に大きい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図６において、先の図２に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、端子Ｔ５を介して切替制御回路２８にモータジェネレータ１０の３相のうち該当する相の電流情報（相電流情報）が入力される。ここで、相電流情報は、モータジェネレータ１０の相電流の検出値や、モータジェネレータ１０に対する相電流の指令値とすればよい。ここで、相電流情報は、ミラー期間におけるスイッチング素子Ｓｗ＃のゲート電圧Ｖｇｅを把握し、直流電圧源の出力電圧の切替態様を変更するために用いられる。これは、ドライブＩＣ２０の損失を極力低減することを狙いとする。

すなわち、上述したように、直流電圧源ＤＣｊの出力電圧Ｖｊとゲート電圧Ｖｇｅとの差の大きい期間が短いほど損失を低減することができることに鑑みれば、出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、出力電圧Ｖ３を均等分割した値とすることが望ましい。ただし、この場合、ミラー期間におけるゲート電圧Ｖｇｅの変動量によっては不都合が生じる。たとえば、出力電圧Ｖ３を「１５Ｖ」として且つミラー期間におけるゲート電圧Ｖｇｅが「７〜１２Ｖ」であるとすると、出力電圧Ｖ２がミラー期間におけるゲート電圧Ｖｇｅとなるおそれがある。そこで本実施形態では、出力電圧Ｖ１，Ｖ２を出力電圧Ｖ３を均等分割した値として且つ、出力電圧Ｖ２とミラー期間のゲート電圧Ｖｇｅとの差が規定値以下となる場合には、図７に示すように、直流電圧源ＤＣ２を用いない。これにより、出力電圧Ｖ２とミラー期間のゲート電圧Ｖｇｅとの差が規定値以下とならない場合には、直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３を順次用いてゲートの充電処理を行うことで、ドライブＩＣ２０の損失を最小とすることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（７）スイッチング素子Ｓｗ＃に流れる電流量に基づき、直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングに対応するゲート電圧Ｖｇｅを可変とした（「Ｖｇｅ＝Ｖ２」を上昇タイミングに含めるか含めないかを可変とした）。これにより、出力電圧Ｖ１，Ｖ２を出力電圧Ｖ３の均等分割したものとしつつも、ミラー期間において出力電圧が変更される事態を回避することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図８において、先の図２に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ゲート電圧の検出値に基づき直流電圧源の出力電圧を変更する。すなわち、ゲート電圧Ｖｇｅは、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ６を介してコンパレータ６０，６４のそれぞれのプラス入力端子に印加される。ここで、コンパレータ６０のマイナス入力端子には、電源６２の電圧「Ｖ１−Δ」が印加され、コンパレータ６４のマイナス入力端子には、電源６６の電圧「Ｖ２−Δ」が印加される。そして、切替制御回路２８では、コンパレータ６０によってゲート電圧Ｖｇｅが電圧「Ｖ１−Δ」以上となったことが検出されることで、直流電圧源ＤＣ１および定電流回路ＳＣ１を用いた充電処理から直流電圧源ＤＣ２および定電流回路ＳＣ２を用いた充電処理に切り替える。また、コンパレータ６４によってゲート電圧Ｖｇｅが電圧「Ｖ２−Δ」以上となったことが検出されることで、直流電圧源ＤＣ２および定電流回路ＳＣ２を用いた充電処理から直流電圧源ＤＣ３および定電流回路ＳＣ３を用いた充電処理に切り替える。

以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）〜（３），（６）の各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（８）ゲート電圧Ｖｇｅの検出値に基づき直流電圧源の出力電圧を上昇させることで、ゲート電圧Ｖｇｅが実際にミラー期間における値ではないことを確認しつつ出力電圧を上昇させることができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「直流電圧源について」
直流電圧源としては、先の図２（ｂ）において例示したようにコンデンサからなるものに限らない。たとえば２次電池であってもよい。この場合であっても、出力電圧が最高値となるもの以外の各電源電圧が、最高値を均等分割した電圧となるものにも限らないが、均等分割した電圧であることが望ましい。

また、出力電圧が互いに相違する電源を複数備えるものに限らない。たとえば、フライバック電源等の電圧を変換することのできるコンバータであってもよい。この場合、上昇手段を、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートの充電の進行に伴ってコンバータの出力電圧を上昇させる手段とすればよい。

「上昇手段について」
上昇手段としては、複数の直流電圧源の中から利用するものを切り替える手段に限らないことについては、「直流電圧源について」の欄に記載したとおりである。

上昇手段としては、出力電圧を２段階で上昇させるものに限らず、１段階または３段階以上で上昇させるものであってもよい。また、段階的に上昇させるものに限らず、ゲート電圧に応じて連続的に上昇させるものであってもよい。なお、直流電圧源がコンバータである等、電源を切り替える場合の上述した不都合が生じない場合には、ミラー期間において出力電圧を上昇させてもよい。

「制限手段について」
制限手段としては、定電流回路ＳＣｊに限らない。たとえば抵抗体であってもよい。すなわち、たとえば先の図２（ａ）に示した構成において、定電流回路ＳＣｊを、線形素子としての抵抗体に変更してもよい。この場合であっても、ゲートの充電の進行に伴い電源電圧を上昇させることで、出力電圧Ｖ３のみを用いる場合と比較して、制限手段（抵抗体）による損失を低減することができる。

また、制限手段としては、直流電圧源の正極およびゲート間に接続されるものに限らない。たとえば先の図２（ｂ）において、スイッチング素子４０を、直流電圧源ＤＣｊの負極およびスイッチング素子Ｓｗ＃のエミッタ間に接続する場合のように、直流電圧源の負極側に接続されるものであってもよい。

「定電流制御手段について」
定電流制御手段としては、直流電圧源の出力電圧の切り替えにかかわらず電流量を変化させないものに限らない。たとえばミラー期間に対応するもの（定電流回路ＳＣ２）の電流を他よりも大きくしてもよい。

定電流制御手段としては、先の図２（ｂ）に例示したものに限らない。たとえば、スイッチング素子４０としてバイポーラトランジスタを用いた定電流回路であってもよい。もっとも、複数の素子からなるものにも限らず、たとえば定電流ダイオードであってもよい。

また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートにおいて合流する複数の電流経路のそれぞれに、定電流回路や定電流ダイオードを備える構成にも限らない。たとえば、出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３のいずれかを、１の抵抗体４８およびスイッチング素子４０に選択的に接続するスイッチング素子を備える構成であってもよい。

「整流手段について」
定電流制御手段の出力側に接続される整流手段としては、ダイオード２２〜２６に限らず、たとえばサイリスタ等であってもよい。なお、たとえばスイッチング素子４０の寄生ダイオード等によって直流電圧源側に電流が逆流することが無い場合等にあっては、整流手段を備えなくてもよい。

「可変手段について」
可変手段としては、上記第２の実施形態において例示したものに限らない。たとえば、上記第２の実施形態において、４つの出力電圧Ｖ１＜Ｖ２ａ＜Ｖ２ｂ＜Ｖ３を用意し、相電流に応じて、出力電圧Ｖ２ａと出力電圧Ｖ２ｂとのいずれを用いるかを選択するものであってもよい。

なお、可変手段の利用対象としては、定電流制御手段を備えるものに限らない。

「スイッチング素子Ｓｗ＃について」
駆動対象となるスイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、たとえばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。この際、Ｎチャネルにも限らず、Ｐチャネルであってもよい。Ｐチャネルを用いる場合、開閉制御端子（ゲート）に正の電荷を充電するのは、オフ状態への切り替え時となる。

・スイッチング素子としては、車載主機に接続されるインバータやコンバータを構成するものに限らず、たとえば高電圧バッテリ１２に接続されるインバータであって且つ車載空調装置のコンプレッサに接続されるものであってもよい。もっとも、高電圧バッテリに接続される電力変換回路にも限らない。

「そのほか」
・ドライブユニットＤＵとしては、集積回路を備える構成に限らない。

２２，２４，２６…ダイオード（整流手段の一実施形態）、２８…切替制御回路、３０…メモリ、３２…タイマ、ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３…定電流回路（定電流制御手段の一実施形態）、ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３…直流電圧源。

Claims (12)

1. 電圧制御形のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動装置において、
   前記スイッチング素子の開閉制御端子に該スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるための正の電荷を供給する直流電圧源と、
   前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと前記電荷を供給するための電流の流通経路における電流量を制限する制限手段と、
   前記開閉制御端子の充電の進行に伴い前記直流電圧源の出力電圧を上昇させる上昇手段とを備え、
   前記制限手段は、前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと流入する電流を一定値に制御する定電流制御手段を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動装置。
2. 前記上昇手段は、前記開閉制御端子の充電電圧の上昇速度が低下する期間であるミラー期間を回避して前記出力電圧を上昇させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動装置。
3. 前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記スイッチング素子がオン状態となるタイミングよりも前のタイミングが含まれることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング素子の駆動装置。
4. 前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記開閉制御端子の充電電圧の上昇速度が低下する期間であるミラー期間よりも後のタイミングが含まれることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング素子の駆動装置。
5. 電圧制御形のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動装置において、
   前記スイッチング素子の開閉制御端子に該スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるための正の電荷を供給する直流電圧源と、
   前記直流電圧源から前記開閉制御端子へと前記電荷を供給するための電流の流通経路における電流量を制限する制限手段と、
   前記開閉制御端子の充電の進行に伴い前記直流電圧源の出力電圧を上昇させる上昇手段とを備え、
   前記上昇手段による前記直流電圧源の出力電圧の上昇タイミングには、前記スイッチング素子がオン状態となるタイミングよりも前のタイミングが含まれることを特徴とするスイッチング素子の駆動装置。
6. 前記直流電圧源は、互いに出力電圧が相違する複数の電源からなり、
   前記定電流制御手段は、前記複数の電源のそれぞれから前記開閉制御端子へと流入する電流を一定値に制御する各別の手段であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
7. 前記定電流制御手段の出力側には、該定電流制御手段側から前記開閉制御端子側へと進む方向を順方向とする整流手段が設けられていることを特徴とする請求項６記載のスイッチング素子の駆動装置。
8. 前記上昇手段は、前記開閉制御端子に前記電荷の供給を開始してからの経過時間を計時する計時手段と、該計時された経過時間に基づき前記出力電圧を上昇させる処理を行う手段とを備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
9. 前記上昇手段は、前記出力電圧を上昇させる処理を行うための前記計時された経過時間の閾値を記憶する手段であって且つ、外部端子によってアクセス可能な記憶手段を備えることを特徴とする請求項８記載のスイッチング素子の駆動装置。
10. 前記上昇手段は、前記開閉制御端子の電圧を検出する電圧検出手段と、該検出された電圧に基づき前記出力電圧を上昇させる処理を行う手段とを備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
11. 前記上昇手段は、前記出力電圧を段階的に上昇させるものであり、
    前記上昇手段は、前記スイッチング素子に流れる電流量に基づき、前記出力電圧の上昇タイミングに対応する前記開閉制御端子の電圧を可変とする可変手段を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
12. 前記制限手段は、集積回路によって構成されていることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。

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