JP2012130011A - 巨大磁気抵抗効果接合部を有する発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】巨大磁気抵抗効果接合部を有する発振回路を提供する。
【解決手段】巨大磁気抵抗効果を有する接合部を基盤とした発振器。発振器は電流が横断する巨大磁気抵抗効果を有するｎ個（ｎは、１以上の整数）の基本接合部のグループを２つ備え、２つのグループ各々における接合部は直列接続され、かつそれぞれの主電流（Ｉ_０）によってエネルギーを得、両グループの端子の両端間の電圧が加算されることにより発振回路の出力Ｓにおいて電圧を供給する。第１のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧は位相比較器ＰＨＣの第１の入力Ｅ１に印加され、他方のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧は位相比較器の別の入力Ｅ２に印加される。位相比較器は２つの出力Ｓ１、Ｓ２において、入力に印加された電圧間の平均位相差によって決まる同じ振幅で逆符号の二次電流＋ｉ、−ｉを供給する。
【選択図】図４

Description

本発明は、「スピントルク発振器」として知られるスピン移動発振器に関する。

この用語には、具体的には巨大磁気抵抗効果を持つ接合部を基盤とした発振器も包含される。巨大磁気抵抗効果を有する接合部には、１つの非磁性層によって分離される２つの強磁性薄膜層が含まれる。非磁性層は、伝導性でもよく、その場合、「スピンバルブ」のことを指し、あるいは、電気絶縁性でもよく、その場合、「トンネル接合」のことを指す。磁性層の磁化の平行または反平行配向によれば、層に対して垂直な方向の電気抵抗は、２つの異なる値をとり得る。これは、反平行の磁性配向の場合には電子が通過しにくく、平行配向の場合には電子が通過しやすいことによる。

磁場においては、いわゆる臨界密度よりも密度の高い電流が横断するこのような接合部の一方の磁性層は、その磁化ベクトルの振動の場である。この振動は、この層材料に特有の強磁性共鳴効果と、材料における様々な損失の補償を保証する、いわゆるスピン移動効果（「スピントルク」として知られる）とによって生じる。スピン移動効果がなければ、磁化ベクトルの振動は弱まり、徐々に減少する。振動は、スピン移動によって維持され、巨大磁気抵抗効果によって検出され得る。巨大磁気抵抗効果を有する接合部を基盤とした発振器の製造は公知である。これらの発振器は、無線周波数通信に適用できる。

巨大磁気抵抗効果を有する接合部を用いた発振器の利点の１つは、非常に嵩が小さく、非常に高周波の振動が可能であり（例えば、５ＧＨｚ〜２０ＧＨｚ）、可能な振動周波数の調整（接合部を横断する電流への作用によって）が非常に広帯域であることである。

しかしながら、これらの発振器の主な欠点は、出力で得られる信号が非常に低電力であることである。加えて、それらの周波数安定性は優れておらず、一般的に、好ましくない位相雑音を示す。

互いに同期して動作するように複数の発振器を結合することにより、周波数を向上させ、出力信号の電力を増加させることが既に提案されている。

特許文献の米国特許出願公開第２００９／０１１５５４１号明細書は、その一例である。接合部同士は、レジスタによって結合する。位相雑音および振動外乱に対する抵抗性が期待されたほど良好ではなかった事が指摘されている。ここで想定される外乱とは、発振器の外部に由来する外乱であり、例えば携帯電話に適用した場合には、電話の位置に応じた磁場または電気的環境の変化に由来し得る。発振器はこれらの外乱にもかかわらず同期状態を保つこと、あるいは、少なくとも非常に迅速に再同期状態となることが望ましい。上述の文献の発振器では、十分に速い再同期が不可能である。さらに、複数の非常に低電力の発振器を同期させて配置することによって出力電力を増加させたい場合には、発振器同士が同相である必要がさらにあり、そうでない場合には、信号が加算されず、互いに減算される場合さえある。従来技術の装置では、この位相整列を正確に行うことは不可能である。

本発明によれば、電流が横断する巨大磁気抵抗効果を有するｎ個（ｎは、１以上の整数）の基本接合部のグループを２つ備え、２つのグループそれぞれの接合部は、直列接続され、かつそれぞれの主電流によってエネルギーを得、グループの端子の両端間の交流電圧が加算されることにより発振回路の出力において電圧を供給する発振回路であって、第１のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器の第１の入力に印加され、他方のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器の別の入力に印加され、位相比較器は、２つの出力において、入力に印加された電圧間の平均位相差によって決まる同じ振幅で逆符号の二次電流を供給し、各二次電流は、それぞれの主電流に加算されることを特徴とする発振回路が提案される。この加算を行うための接続方向は、比較器の入力において平均位相差を低減しやすい方向である。

各グループにおいて２個以上の接合部が存在する場合（ｎは少なくとも２）、位相比較器の入力に印加される電圧は、直列接続されたｎ個の接合部の端子の両端間の電圧あるいはｎ個より少ない数の接合部の端子の両端間の電圧でもよいが、この数は、両方のグループで同じである。

位相比較器は、２つの接合部グループの振動位相を同期化しやすい方向で、他方の発振器に対する一方の発振器の能動フィードバックを確立する。この振動の位相雑音は、個々の発振器の位相雑音の合計より少ない。なぜならこれらの個々の発振器の位相雑音は、相互関連性がないからである。

発振回路は、２つの電圧−電流変換回路をさらに備えていてもよく、各電圧−電流変換回路は、各接合部グループの端子の両端間の電圧を受け取り、前述の第１のグループの端子の両端間の電圧に応じた電流を投入するように他方のグループにつながる出力を有する。この構成により、２つの接合部間が直接結合され、この直接結合は、位相比較器によって生じる間接結合に結び付く。この結合は、発振器の振動周波数の同期化に直接作用する。発振器の環境における電気的または磁気的外乱によるドロップアウトが生じた場合に、この結合は、周波数の同期をとる助けとなる。また、巨大磁気抵抗効果接合部間で技術的多様性がある可能性があるが、この結合は、同期をとる助けとなる。あるいは、２つの接合部グループの端子の両端間の電圧の差を受け取り、電圧差の関数として逆方向に異なる２つの電流を生成し、これらの電流は、一方の接合部グループおよび他方の接合部グループにそれぞれ印加される、単一の差動電圧−電流変換回路の構想も可能である。

位相比較器は、好ましくは、受け取る振動電圧を矩形信号に変換する整形回路と、矩形信号の位相シフト関数として可変幅のパルスを供給するパルス幅変調器と、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給するために可変幅のパルスを受け取る積分回路と、絶対値が同じで符号が逆であり、振幅および符号が位相シフトを表す２つの電流であって、接合部グループに印加される位相比較器の出力電流を構成する２つの電流を生成するように積分回路によって制御される電圧−電流変換回路とを備える。

本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明を添付の図面を参照して読むことにより明らかになるであろう。

本発明の基本電気回路図である。 一方の接合部の端子の両端間の振動電圧と、他方の接合部を横断する電流との直接結合を有する変形例の図である。 各接合部グループが、直列接続された２つの接合部を有する図である。 各接合部グループが、直列接続されたｎ個（ｎ>２）の接合部を有する図である。

図１は、本発明による発振回路の基本図を示す。この図には、それぞれＳＴＯ１およびＳＴＯ２である巨大磁気抵抗効果接合部が２つのみ含まれる。従って、ここでは、直列接続されたｎ個の接合部を有する２つのグループが存在するが、各グループは単一の接合部（ｎ＝１）のみを備えると人為的にみなす。

接合部は、一般的に、１つの非磁性層によって分離された２つの強磁性薄膜層から成る。非磁性層は、電気絶縁性であることが好ましい。

接合部ＳＴＯ１は、主基準電流Ｉ_０を供給する電流源ＳＣ１によってエネルギーを得る。二次フィードバック電流＋ｉが主電流に加えられることにより、電流Ｉ_０＋ｉが接合部ＳＴＯ１を横断することが理解されるであろう。対称的に、接合部ＳＴＯ２は、基準電流Ｉ_０と同一の主電流を供給する電流源ＳＣ２によってエネルギーを得る。さらに、接合部ＳＴＯ２は、接合部ＳＴＯ１に印加される二次電流＋ｉと同じであるが逆符号の二次電流−ｉを受けとる。従って、接合部ＳＴＯ２には、電流Ｉ_０−ｉが横断する。

接合部ＳＴＯ１および接合部ＳＴＯ２は、同一のものである。電流源ＳＣ１およびＳＣ２も同一のものである。従って、２つの接合部の振幅および振動周波数は、理論上同一のものである。

接合部ＳＴＯ１およびＳＴＯ２の端子の両端間に生じた電圧は、Ｖ１およびＶ２であり、連続成分と、この回路に生じさせることが望ましい振動周波数に対応した高周波成分とを含む。連続成分は、接合部ＳＴＯ１に接続された高域フィルタＨＰＦ１と、接合部ＳＴＯ２に接続された高域フィルタＨＰＦ２によって除去される。接合部ＳＴＯ１およびＳＴＯ２の振動によって生じるフィルタリングされた高周波電圧を、それぞれＶｓ１およびＶｓ２と呼ぶ。しかしながら、これらの高域フィルタは任意である。

これらの電圧Ｖｓ１およびＶｓ２は電圧加算器ＳＵＭにおいて加算され、その結果、出力Ｓにおいて、図１の発振回路の高周波出力電圧である電圧Ｖｏｕｔが生成される。しかしながら、２つの接合部の振動位相が同じでない場合には（周波数は厳密に同じであると仮定する）、電圧Ｖｓ１およびＶｓ２の加算は、結果的に振動振幅の最適な増加には至らない。

２つの入力Ｅ１およびＥ２を有する位相比較器ＰＨＣは、２つの接合部の端子の両端間の電圧Ｖ１およびＶ２をそれぞれ受け取る。この比較器は差動電流を生成し、その符号付きの値ｉは、入力で受け取る電圧Ｖ１およびＶ２間に存在する位相シフトを表す。

この差動電流は、比較器の出力において、すなわち２つの出力端子Ｓ１およびＳ２において得られる。端子Ｓ１は電流＋ｉを生成し、端子Ｓ２は電流−ｉ（電流＋ｉと同じ振幅で逆の符号）を生成する。

従って、接合部ＳＴＯ１およびＳＴＯ２の電流Ｉ_０＋ｉおよびＩ_０−ｉは逆方向に異なり、その結果、振動周波数が逆方向に異なる傾向がある。これらの逆方向の差異が、振動の位相差を最小限に抑える値に差動電流ｉを安定させ易いように、比較器の出力の接続方向を選択する。

その際、電圧Ｖｓ１およびＶｓ２は、同相であり（これらの高域フィルタは同一であり、位相差の導入は全く行われていない）、振幅の加算を最適化しながら加算器で加算されてもよい。

位相比較器は、非常に単純な構造のものでもよい。位相比較器は、受け取る振動電圧を一定振幅の矩形信号に変換する整形回路を備えていてもよく、高利得の単純な増幅器が適しており、矩形信号の立ち上がりエッジが、振動電圧の位相を結果的に規定する、すなわち、電圧のゼロ交差を表す。単純な論理ゲートから成るパルス幅変調器は、矩形信号に変換された２つの電圧を受け取り、矩形信号の位相シフト関数として、可変幅のパルスを供給する。可変幅のパルスを受け取る積分回路は、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給する。最後に、電圧−電流変換回路は、積分回路の出力を受け取り、絶対値が同じで符号が逆であり、その振幅と符号が位相シフトを表す２つの電流を生成する。これら２つの電流は、接合部グループに印加される位相比較器の出力電流を構成する。

なお、電圧Ｖｓ１およびＶｓ２を加算器ＳＵＭで加算する代わりに、フィルタリングされていない電圧Ｖ１およびＶ２を加算することも可能である。このＶ１およびＶ２の加算の可能性を、図１において破線の接続によって表す。

図２は、図１の発振回路の改良を示す。この変形例においては、他方の接合部に再投入される電流を生成する各電圧−電流変換器によって各接合部の端子の両端間の振動電圧の変換を行う二次フィードバックループを補足した位相比較器による位相スレーブが規定される。この一方の接合部から他方の接合部への相互影響は、２つの発振器の固有振動数の同期方向に作用する。従って、位相比較器の動作による相調整は、外乱の存在下で促進される。変換器による周波数の同期化により、周波数および相の同期化体制への復帰が加速される。外乱は、例えば、発振器が携帯電話の基準周波数を提供する適用例における磁場環境の変化である。基本的に、携帯電話は非常に頻繁かつ非常に大きな環境の変化を受け、基準周波数に対して外乱がもたらした影響をできるだけ迅速に除去することが必要である。

図２において、図１の構成要素が繰り返し使用されており、図１と同じ参照符号を有する。それらの繰り返しの説明は行わない。再投入は以下の様に行う。電圧−電流変換器ＣＶｌ１（高周波電圧用）を高域フィルタＨＰＦ１の出力に接続する。電圧−電流変換器ＣＶｌ１は、振動電圧Ｖｓ１の振幅に比例した連続電流ｉａを生成する。この電流は、接合部ＳＴＯ２に印加され、電流Ｉ_０と、もしあれば位相比較器によって生成された電流−ｉとに加えられる。この接合部における電流は、結果的に、Ｉ_０−ｉ＋ｉａとなる。同様に、電圧−電流変換器ＣＶｌ２は、電圧Ｖｓ２の振幅に比例した連続電流ｉｂを生成する。この電流は、接合部ＳＴＯ１に印加され、電流Ｉ_０と、もしあれば位相比較器によって生成された電流＋ｉとに加えられる。この接合部における電流は、結果的に、Ｉ_０＋ｉ＋ｉｂとなる。

従って、各接合部を通過する電流は、他方の接合部の振動から生じる電圧に比例した要素を含む。この相互影響は、接合部の共通振動周波数の安定化に寄与する。フィードバックループの利得は１未満であり、換言すると、１つの接合部の振動電圧の変動は、電流の変動を誘発し、この電流の変動自体が、他方の接合部において、最初のものよりも小さな振動電圧の変動を誘発する。

電圧−電流変換器は、単に、ＮＭＯＳ制御トランジスタとＰＭＯＳ電流ミラーとから構成されていてもよい。制御トランジスタは、変換される電圧をゲートで受け取り、ダイオード様式で組み込まれたＰＭＯＳトランジスタ（ドレインとゲートとを接続する）によって負荷を受ける。負荷電流は、印加される電圧によって決まる。この負荷電流は、ゲートおよびソースがそれぞれ第１のＰＭＯＳトランジスタのゲートおよびソースに接続された別のＰＭＯＳトランジスタによって複製される。電圧−電流変換器は、入力電圧Ｖｓ１またはＶｓ２に応じて電流ｉａまたはｉｂをドレインにおいて生成する。

図３は、直列接続された２つの接合部を持つグループを２つ備えた発振回路を表す。図１および図２に共通の構成要素は繰り返し使用し、これらの構成要素の機能の再説明は行わない。第１の接合部グループは、同一の接合部ＳＴＯ’１と直列接続された接合部ＳＴＯ１を備え、全体が、電流Ｉ_０（電流源ＳＣ１の電流）と、電流＋ｉ(位相比較器の電流)と、電流ｉｂ（電圧−電流変換器ＣＶｌ２の電流）との合計によってエネルギーを得る。第２の接合部グループは、同一の接合部ＳＴＯ’２と直列接続された接合部ＳＴＯ２を備え、全体が、電流Ｉ_０（電流源ＳＣ２の電流）と、電流−ｉ(位相比較器の電流)と、電流ｉａ（電圧−電流変換器ＣＶｌ１の電流）との合計によってエネルギーを得る。

位相比較器の入力Ｅ１およびＥ２は、接合部ＳＴＯ１およびＳＴＯ２の端子の両端間（図１および図２のように）、または直列接続されたグループの端子の両端間（すなわち、この場合、ＳＴＯ１の端子の両端間の電圧をＶ１と呼び、ＳＴＯ’１の端子の両端間の電圧をＶ’１と呼ぶ場合に、入力Ｅ１は、電圧Ｖ１＋Ｖ’１を受け取る）のどちらから得てもよい。同様に、入力Ｅ２は、対称的に電圧Ｖ２＋Ｖ’２を受け取る。

変換器ＣＶｌ１およびＣＶｌ２を通したフィードバックリンクは、図３において、変換器ＣＶｌ１の入力に印加される電圧Ｖ１＋Ｖ’１と、変換器ＣＶｌ２の入力に印加される電圧Ｖ２＋Ｖ’２とを用いる。従って、このフィードバックリンクは、直列接続された２つの接合部の両グループの端子の両端間の電圧を使用するが、単一の接合部、それぞれＳＴＯ１またはＳＴＯ２の端子の両端間の電圧を、これらの変換器の入力に印加するように規定することも可能である。

図４は、巨大磁気抵抗効果接合部の数がより多く、ｎ個の接合部（ｎは３以上）のグループを２つ配置したさらに別の実施形態を示す。図４の構成要素は、図３と同じであるが、２組の直列接続された接合部が存在することが分かる。２組の端子の両端間の電圧Ｖｓ１およびＶｓ２（高域フィルタリング後）は、加算器ＳＵＭで加算される。電圧−電流変換器を通したフィードバックは、これらの電圧Ｖｓ１およびＶｓ２に基づいて行われるが、ｎ’が両方の組で同じであることを条件に、ｎ’（ｎ’<ｎ）個の接合部の端子の両端間の電圧に基づいて行われてもよい。

同様に、位相比較器によるフィードバックは、図４において、単一の接合部（ＳＴＯ１またはＳＴＯ２）の端子の両端間の電圧を用いるが、直列接続された接合部の両グループにおいて同数であることを条件に、直列接続された幾つかの接合部、あるいは直列接続された全ての接合部の端子の両端間の電圧を用いることも可能である。

ＳＴＯ１、ＳＴＯ２ 接合部
ＳＵＭ 加算器
Ｓ 発振回路の出力
ＣＶｌ１、ＣＶｌ２ 電圧−電流変換器
ＨＰＦ１、ＨＰＦ２ 高域フィルタ
ＰＨＣ 位相比較器
Ｉ_０ 主電流
Ｅ１、Ｅ２ 入力
Ｓ１、Ｓ２ 出力
Ｖ１、Ｖ２ 接合部端子両端間の電圧
ＳＣ１、ＳＣ２ 電流源
Ｖｓ１、Ｖｓ２ 振動電圧
＋ｉ、−ｉ 二次電流
ｉａ、ｉｂ 電圧−電流変換器の電流
Ｖ_ｏｕｔ 発振回路の出力電圧

Claims (8)

1. 電流が横断する巨大磁気抵抗効果を有するｎ個（ｎは、１以上の整数）の基本接合部のグループを２つ備えた発振回路であって、前記２つのグループ各々における前記接合部は、直列接続され、かつそれぞれの主電流（Ｉ_０）によってエネルギーを得、前記両グループの端子の両端間の電圧が加算されることにより前記発振回路の出力（Ｓ）において電圧を供給する発振回路において、第１のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器（ＰＨＣ）の第１の入力（Ｅ１）に印加され、他方のグループの１個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、前記位相比較器の別の入力（Ｅ２）に印加され、前記位相比較器は、２つの出力（Ｓ１、Ｓ２）において、前記入力に印加された前記電圧間の平均位相差に応じて決まる同じ振幅で逆符号の二次電流を供給し、前記二次電流の各々は、それぞれの主電流に加算されることを特徴とする、発振回路。
2. 前記位相比較器が、受け取る振動電圧を矩形信号に変換する整形回路と、前記矩形信号の位相シフト関数として可変幅のパルスを供給するパルス幅変調器と、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給するために前記可変幅のパルスを受け取る積分回路と、絶対値が同じで符号が逆であり、前記接合部のグループに印加される前記位相比較器の出力電流を構成する２つの電流（＋ｉ、−ｉ）を生成するように前記積分回路によって制御される電圧−電流変換回路とを備えることを特徴とする、請求項１に記載の発振回路。
3. ２つの電圧−電流変換回路（ＣＶｌ１、ＣＶｌ２）をさらに備え、前記電圧−電流変換回路の各々は、それぞれのグループの接合部の端子の両端間の前記電圧を受け取り、前記第１のグループの端子の両端間の電圧に応じて決まる電流（ｉａ、ｉｂ）を投入するように他方のグループにつながる出力を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の発振回路。
4. 接合部のグループの端子の両端間の前記電圧を受け取る前記電圧−電流変換回路の各々は、ゲートにおいて前記グループの電圧出力を受け取り、それによって、前記ゲートに印加される前記電圧に応じた電流を生成するトランジスタと、前記トランジスタの前記電流を複製する電流ミラーであって、前記電流ミラーの出力は、前記他方のグループの接合部につながる前記変換回路の出力を構成する電流ミラーとを備えることを特徴とする、請求項３に記載の発振回路。
5. ｎが１であり、各グループが単一の接合部を有することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発振回路。
6. ｎが２以上であり、前記位相比較器の前記入力に印加される前記電圧は、直列接続されたｎより少ない数の接合部の端子の両端間の電圧であり、この個数は、両方のグループにおいて同じであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発振回路。
7. ｎが２以上であり、前記位相比較器の前記入力に印加される前記電圧は、両方のグループに関して、直列接続されたｎ個の接合部の端子の両端間の電圧であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発振回路。
8. 前記接合部の各々は、非常に薄い電気絶縁層によって分離される２つの強磁性層からなり、磁場に配置されることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発振回路。
   

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