JP2012105440A - Motor controller and motor control system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換器の直列側電流を検出することにより、モータ相電流を再現するモータ制御装置およびモータ制御システムに関する。 The present invention relates to a motor control device and a motor control system that reproduce a motor phase current by detecting a series-side current of a power converter.
従来より、直流電力を複数のスイッチング素子によって三相電力に変換するインバータ（電力変換器）を介して、三相交流モータの回転速度を制御するモータ制御装置がある。 Conventionally, there is a motor control device that controls the rotational speed of a three-phase AC motor via an inverter (power converter) that converts DC power into three-phase power by a plurality of switching elements.
このモータ制御装置は、目標値と三相交流モータに流れるモータ相電流を復元した復元モータ電流とに基づいて、三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相の電圧指令値を生成する。そして、モータ制御装置は、三相の電圧指令値と一定周期で連続する三角波のキャリア信号とを比較することにより、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を取得（生成）し、このＰＷＭ信号を制御信号としてインバータの複数のスイッチング素子に入力することにより、三相交流モータをＰＷＭ制御する。 The motor control device generates a three-phase voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor based on the target value and a restored motor current obtained by restoring the motor phase current flowing in the three-phase AC motor. . Then, the motor control device obtains (generates) a PWM (Pulse Width Modulation) signal by comparing the three-phase voltage command value with a triangular wave carrier signal that is continuous at a constant period. The three-phase AC motor is PWM controlled by inputting the signal as a control signal to a plurality of switching elements of the inverter.
また、三相交流モータの制御には、ロータの回転位置を検出する位置センサが必要であるが、三相交流モータの小型化が要求されているため、センサレス制御が求められている。このセンサレス制御の延長線上で、モータ制御装置は、モータ相電流を検出する電流センサ（たとえば、電流変換トランス（ＣＴ：Current Transformer）やホール素子等）の数を低減し、コストダウンを図ることが好ましい。たとえば、これらの電流センサを使用せずセンサレスの形態でモータ制御を行う技術も開示されている（例えば、非特許文献１参照）。以下、この電流センサを不要にしたモータ制御をセンサレス制御という。 In addition, a position sensor for detecting the rotational position of the rotor is required for controlling the three-phase AC motor. However, sensor-less control is required because the three-phase AC motor is required to be downsized. On the extension line of this sensorless control, the motor control device can reduce the number of current sensors (for example, a current transformer (CT), a hall element, etc.) that detect the motor phase current, thereby reducing the cost. preferable. For example, a technique for performing motor control in a sensorless form without using these current sensors is also disclosed (for example, see Non-Patent Document 1). Hereinafter, the motor control that does not require the current sensor is referred to as sensorless control.
非特許文献１に開示されている技術は、１つのシャント抵抗を用いた電流センサレス形態の電流復元方法である。電流復元方法として、インバータと直流電力を供給する直流電源との間を結ぶ直流バスに流れる直流バス電流から、電圧指令値とキャリア信号とを比較して得たＰＷＭスイッチングパターンに基づいて、特定の相に流れるモータ相電流を特定することにより、三相のモータ電流を復元する。
The technology disclosed in Non-Patent
そして、電流検出のタイミングは、三角波１周期の区間内で、ＰＷＭパターンで１相のみＯＮ時とＰＷＭパターンで２相ＯＮ時の各々１回電流検出し、複数の周期で電流検出を行い、その複数の検出電流値とＰＷＭスイッチングパターンに基づいて、電気角３６０°のモータ電流を復元している。 The current detection timing is within one period of the triangular wave, the current is detected once every time when only one phase is ON with the PWM pattern and when two phases are ON with the PWM pattern, and the current is detected at a plurality of periods. Based on the plurality of detected current values and the PWM switching pattern, the motor current having an electrical angle of 360 ° is restored.
ところで、１つのシャント抵抗（以後、１シャント抵抗と称する。）を用いて電流を取得する電流取得法では、サンプリング電流の電流取得のタイミングが三角波１周期に対して、ＰＷＭスイッチングパターン１区間に制限され、この１区間で１回の電流サンプリングでは、ノイズを受けやすい。 By the way, in the current acquisition method of acquiring a current using one shunt resistor (hereinafter referred to as one shunt resistor), the current acquisition timing of the sampling current is limited to one section of the PWM switching pattern with respect to one period of the triangular wave. In addition, it is easy to receive noise in the current sampling once in this section.
そこで、ＰＷＭスイッチングパターン１区間で複数回のサンプリングおよび平均化処理によって、ノイズの影響を低減させることも考えられる。 Therefore, it is also conceivable to reduce the influence of noise by sampling and averaging a plurality of times in one section of the PWM switching pattern.
しかしながら、複数回のサンプリングを連続で取得する場合の処理時間は、取得回数が多いほど増加し、電流サンプリング以外の処理に影響を及ぼす可能性がある。また、複数取得は取得タイミングの異差による信号波形の時間変化により、取得データの異差も生じてしまう可能性がある。 However, the processing time when acquiring a plurality of samplings continuously increases as the number of acquisitions increases, and may affect processes other than current sampling. Further, in the multiple acquisition, there is a possibility that a difference in acquired data may also occur due to a time change of the signal waveform due to a difference in acquisition timing.
ベクトル制御においては、１キャリア周期が制御周期となるため、１キャリア周期は短ければ短いほど離散誤差が小さくなり、正確な制御が可能となるが、実際の制御では、電流の取得、ベクトル制御演算、ＰＷＭ出力設定を行う等の処理時間を考慮する必要がある。 In vector control, one carrier cycle becomes the control cycle, so the shorter the one carrier cycle, the smaller the discrete error and the more accurate control is possible. However, in actual control, current acquisition, vector control calculation It is necessary to consider the processing time for setting the PWM output.
特に、１シャント抵抗を用いた電流センサレスでは、ベクトル制御を１キャリア周期毎に実行し、そのベクトル制御で算出されたＰＷＭ設定（電流の取得のためのＰＷＭ設定）を１キャリア周期の中の半周期毎に実行する。そして、ベクトル制御の処理時間としては１キャリアの半周期で処理を完了させる必要がある。 In particular, without a current sensor using one shunt resistor, vector control is executed for each carrier cycle, and the PWM setting (PWM setting for obtaining current) calculated by the vector control is half of one carrier cycle. Run every cycle. The vector control processing time needs to be completed in a half cycle of one carrier.
以上のように、複数回の電流取得を行う場合は、決められた時間内に収まるような回数としなければならず、特に、１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法では、電流取得するための時間が短いために、複数取得による処理時間の増加の影響は大きく、１キャリア周期内で一連のベクトル制御処理が終了しない可能性もある。 As described above, when the current acquisition is performed a plurality of times, the number of times must be within a predetermined time. In particular, in the current sensorless current acquisition method using one shunt resistor, the current is acquired. Therefore, the increase in processing time due to multiple acquisitions is large, and a series of vector control processes may not be completed within one carrier cycle.
また、１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法では、１つのシャント抵抗とＰＷＭスイッチングパターンから電流を取得する。そして、サンプリング電流の電流取得のタイミングは、三角波１周期内で、ＰＷＭパターンで１相のみＯＮ時とＰＷＭパターンで２相ＯＮ時の各々１回に制限される。したがって、これら取得するサンプリング電流がノイズ等によるイレギュラ値を含んでいる場合には、復元された復元電流は、高調波成分を多く含む歪んだ電流波形となってしまう。 In the current sensorless current acquisition method using one shunt resistor, the current is acquired from one shunt resistor and the PWM switching pattern. The timing of sampling current acquisition is limited to one time each when the PWM pattern is ON for only one phase and when the PWM pattern is ON for two phases within one period of the triangular wave. Therefore, when the acquired sampling current includes an irregular value due to noise or the like, the recovered current is a distorted current waveform containing many harmonic components.
本発明は、前記課題を解決するために、１つのシャント抵抗とＰＷＭスイッチングパターンから電流を取得する電流取得法を用いて、正弦波に近い、高調波成分の少ない復元電流波形を得ることが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the present invention can obtain a restored current waveform that is close to a sine wave and has few harmonic components by using a current acquisition method that acquires current from one shunt resistor and a PWM switching pattern. An object of the present invention is to provide a simple motor control device.
前記目的を達成するために、本発明の請求項１のモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の直流側電流を検出するＡ／Ｄ変換部と、前記電力変換器を介して三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を復元する電流復元部とを備え、前記ベクトル制御部は、目標値（目標回転速度）および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、励磁軸（ｄ軸）およびこれに直交するトルク軸（ｑ軸）に分解した二軸電流指令値（Ｉｄ*、Ｉｑ*）を演算する二軸電流指令値演算部と、前記二軸電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相電圧指令値（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）を演算する電圧指令値演算部と、前記三相電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）を生成し、前記電力変換器をＰWM制御するＰＷＭ信号生成部と、前記二軸電流指令値を二軸−三相変換する二軸−三相変換部とを有し、前記電流復元部は、前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値（測定電流値）と前記二軸−三相変換部が変換した三相電流指令値（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）との偏差を演算する偏差演算部と、前記偏差の大きさが設定値（規定幅データ）よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値（測定電流値）を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えていることを特徴とする。なお、（ ）内の記号、文字は、例示である。
In order to achieve the above object, a motor control device according to
また、前記目的を達成するために、本発明の請求項２のモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の直流側電流を検出するＡ／Ｄ変換部と、前記電力変換器を介して三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を復元する電流復元部とを備え、前記ベクトル制御部は、目標値（目標回転速度）および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、前記モータ相電流の電流指令値（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）を演算する電流指令値演算部と、前記電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する電圧指令値（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）を演算する電圧指令値演算部と、前記電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）を生成し、前記電力変換器をＰWM制御するＰＷＭ信号生成部とを有し、前記電流復元部は、前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値（測定電流値）と前記電流指令値との偏差を演算する偏差演算部と、前記偏差の大きさが設定値（規定幅データ）よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値（測定電流値）を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えていることを特徴とする。なお、（ ）内の記号、文字は、例示である。
In order to achieve the above object, a motor control device according to
本発明のモータ制御装置によれば、Ａ／Ｄ変換部の出力値がノイズの影響を受けて、イレギュラな値となっても、平均化処理をすることなく、設定値以内の誤差でモータ電流を復元することができる。 According to the motor control device of the present invention, even if the output value of the A / D converter is affected by noise and becomes an irregular value, the motor current is detected with an error within the set value without averaging. Can be restored.
前記単相三角波の周期をＰＷＭスイッチパターンに基づいて６分割し、予め規定されたスイッチングパターン（図３）に同期させてＡ／Ｄ変換部にモータ相電流を検出させることもできる。これによれば、三相交流モータを制御する制御用ＣＰＵや、Ａ／Ｄ変換部の速度が遅く、電流検出に時間がかかり、単相三角波の周期内でモータ相電流を１回検出しか検出できなくても、動作可能である。なお、３相の電流の和はゼロであるので、２相の電流を検出すれば、他の１相の電流は求められる。 The period of the single-phase triangular wave can be divided into six based on the PWM switch pattern, and the A / D converter can detect the motor phase current in synchronization with a predefined switching pattern (FIG. 3). According to this, the speed of the control CPU for controlling the three-phase AC motor and the A / D converter is slow, it takes time to detect the current, and the motor phase current is detected only once within the period of the single-phase triangular wave. Even if it cannot, it can operate. Since the sum of the three-phase currents is zero, if the two-phase current is detected, the other one-phase current can be obtained.
そして、前記目的を達成するために、本発明のモータ制御システムは、三相交流モータと、直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記三相交流モータを、前記電力変換器を介してＰＷＭ制御するモータ制御装置と、を備えるモータ制御システムであって、前記モータ制御装置は、前記電力変換器の直流側電流を検出するＡ／Ｄ変換部と、前記三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を復元する電流復元部とを備え、前記ベクトル制御部は、目標値（目標回転速度）および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、励磁軸（ｄ軸）およびこれに直交するトルク軸（ｑ軸）に分解した二軸電流指令値（Ｉｄ*、Ｉｑ*）を演算する二軸電流指令値演算部と、前記二軸電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相電圧指令値（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）を演算する電圧指令値演算部と、前記三相電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部と、前記二軸電流指令値を二軸−三相変換する二軸−三相変換部とを有し、前記電流復元部は、前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値（測定電流値）と前記二軸−三相変換部が変換した三相電流指令値（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）との偏差を演算する偏差演算部と、前記偏差の大きさが設定値（規定幅データ）よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値（測定電流値）を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えていることを特徴とする。なお、（ ）内の記号、文字は、例示である。 In order to achieve the object, a motor control system of the present invention includes a three-phase AC motor, a power converter that converts DC power into AC power, and the three-phase AC motor via the power converter. A motor control system that performs PWM control, wherein the motor control device includes an A / D converter that detects a DC-side current of the power converter, and a rotational speed of the three-phase AC motor. A vector control unit for vector control, and a current restoration unit for restoring a motor phase current (iu, iv, iw) flowing through the three-phase AC motor using a value of the DC side current, The biaxial current command value (Id * ) resolved into the excitation axis (d axis) and the torque axis (q axis) orthogonal to the target value (target rotational speed) and the restoration current restored by the current restoration unit . , I *) And two-axis current command value calculating unit for calculating a, using the two-axis current value, the three-phase voltage command value for commanding the voltage applied to the three-phase AC motor (Vu *, Vv *, Vw * ), A voltage command value calculation unit for calculating (3 ), a three-phase voltage command value and a single-phase triangular wave are generated to generate a PWM signal (Up, Vp, Wp), and a PWM signal for PWM control of the power converter A generator, and a two-axis to three-phase converter that converts the two-axis current command value from two to three phases, and the current restoration unit outputs an output value (measurement current) output from the A / D converter. Value) and a three-phase current command value (Iu * , Iv * , Iw * ) converted by the two-axis to three-phase conversion unit, a deviation calculation unit for calculating the deviation, and the magnitude of the deviation is a set value (specified The current command value is set as the value of the restoration current, and the deviation is large. Is is at below the set value, characterized in that it comprises a setting unit which sets the output value (measured current) as the value of the recovery current. The symbols and characters in parentheses are examples.
本発明によれば、正弦波に近い、高調波成分の少ない復元電流波形を得ることが可能なモータ制御装置およびモータ制御システムを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus and motor control system which can obtain the restoration current waveform with few harmonic components close | similar to a sine wave can be provided.
本発明の実施形態のモータ制御装置を、図面を参照して説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。 A motor control device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Each figure is only schematically shown so that the present invention can be fully understood. Therefore, the present invention is not limited to the illustrated example. Moreover, in each figure, the same code | symbol is attached | subjected about the common component and the same component, and those overlapping description is abbreviate | omitted.
（第１の実施形態）
＜モータ制御装置２ａの構成＞
以下、図１を参照して、第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明する。図１は、第１の実施形態のモータ制御装置２ａの構成図である。図１に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置２ａは、電力変換器３および三相交流モータ（三相同期電動機）４とともに、モータ制御システム１ａを構成している。モータ制御装置２ａは、電力変換器３を介して三相交流モータ４の回転を制御している。電力変換器３は、直流電源Ｅが接続されており、直流電源Ｅから供給される直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流モータ４を駆動する。
(First embodiment)
<Configuration of motor control device 2a>
Hereinafter, the configuration of the motor control device according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device 2a according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the motor control device 2 a according to this embodiment constitutes a motor control system 1 a together with a
モータ制御装置２ａは、Ａ／Ｄ変換部２１とベクトル制御部２２と電流復元部２３とを備えて構成される。Ａ／Ｄ変換部２１は、電力変換器３に直流電力を供給する直流電源Ｅに接続されたシャント抵抗ｒに流れる電力変換器３の直流側電流を検出する。ベクトル制御部２２は、電力変換器３を介して三相交流モータ４の回転速度をベクトル制御する。そして、電流復元部２３は、電力変換器３の直流側電流の値を用いて、三相交流モータ４に流れるモータ相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を復元するものである。
The motor control device 2a includes an A /
ベクトル制御部２２は、電流指令値演算部２２１と電圧指令値演算部２２２とＰＷＭ信号生成部２２３と単相三角波発生部２２４とを備えて構成される。
電流指令値演算部２２１は、二軸電流指令値演算部２２１１と二軸−三相変換部２２１２と三相−二軸変換部２２１３とを備えて構成される。電流指令値演算部２２１には、目標値（目標回転速度）Ｔおよび電流復元部２３からの復元された三相の復元電流ＩREが入力される。目標値（目標回転速度）Ｔは、二軸電流指令値演算部２２１１に入力され、三相の復元電流ＩREは、三相−二軸変換部２２１３に入力される。そして、三相−二軸変換部２２１３に入力された三相の復元電流ＩREは、励磁軸（ｄ軸）およびこれに直交するトルク軸（ｑ軸）の二軸の電流に変換され、二軸電流指令値演算部２２１１および電圧指令値演算部２２２に入力電流Ｉｄ、Ｉｑとして出力される。二軸電流指令値演算部２２１１は、入力された目標値（目標回転速度）Ｔおよび二軸の入力電流Ｉｄ、Ｉｑを二軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*に演算して、二軸−三相変換部２２１２および電圧指令値演算部２２２に出力する。二軸−三相変換部２２１２は、二軸電流指令値演算部２２１１から入力された二軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を三相電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*に変換して、電流復元部２３に出力する。
The vector control unit 22 includes a current command
The current command
電圧指令値演算部２２２は、電流指令値演算部２２１からの二軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*と入力電流Ｉｄ、Ｉｑとを用いて、三相交流モータ４に印加する印加電圧を指令する電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を演算し、ＰＷＭ信号発生部２２３に出力する。そして、ＰＷＭ信号生成部２２３は、電圧指令値演算部２２２からの電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と単相三角波発生部２２４からの単相三角波とを比較してＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐを生成し、電力変換器３に出力して電力変換器３をＰＷＭ制御する。
The voltage command
電流復元部２３は、偏差演算部２３１と設定部２３２とＡ／Ｄ変換制御部２３３とを備えて構成される。
偏差演算部２３１は、Ａ／Ｄ変換部２１から出力された測定電流値（出力値）Ｉｏと電流指令値演算部２２１の二軸−三相変換部２２１２で変換された三相電流指令値Ｉ*（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）とが入力され、測定電流値（出力値）Ｉｏと三相指令電流値Ｉ*との偏差ＩDを演算し設定部２３２に出力する。
The current restoring unit 23 includes a
The
設定部２３２は、いわゆる、コンパレータとスイッチとの機能を有している。設定部２３２は、偏差演算部２３１からの偏差ＩDの大きさ（｜ＩD｜）が設定された規定幅データ（設定値）ＩSの大きさ（｜ＩS｜）よりも大きいときは、スイッチが「ａ」に切り替わり、電流指令値演算部２２１から指令された電流指令値Ｉ*を電流指令値演算部２２１に復元電流ＩREの値として出力する。一方、設定部２３２は、偏差演算部２３１からの偏差ＩDの大きさ（｜ＩD｜）が設定された規定幅データ（設定値）ＩSの大きさ（｜ＩS｜）以下のときは、スイッチが「ｂ」に切り替わり、Ａ／Ｄ変換部２１からの測定電流値（出力値）Ｉｏを、電流指令値演算部２２１に復元電流ＩREの値として出力する。さらに、Ａ／Ｄ変換制御部２３３は、電力変換器３の三相交流モータ４のＵ相、Ｖ相、およびＷ相におけるＤｕｔｙ １００％のときの無通電状態および通電状態を表すＰＷＭスイッチングパターン（図３参照）を用いて、単相三角波発生部２２４が発生する単相三角波の周期に同期させてＡ／Ｄ変換部２１を制御する。
The setting unit 232 has a so-called comparator and switch function. When the magnitude (| I D |) of the deviation I D from the
＜モータ制御装置の動作＞
以下、本実施形態のモータ制御装置２ａの動作につき説明する。なお、モータ制御装置２ａにおける各部の構成および関連動作については、前記＜モータ制御装置の構成＞の項において既に説明したので省略する。ここでは、図２乃至図６を参照して、本実施形態のモータ制御装置２ａの特徴である電流指令値Ｉ*および測定電流値（出力値）Ｉｏを取得して復元電流ＩREの値を出力する電流復元部２３の動作について主に説明する。
<Operation of motor control device>
Hereinafter, the operation of the motor control device 2a of the present embodiment will be described. The configuration of each part and related operations in the motor control device 2a have already been described in the section <Configuration of the motor control device>, and will be omitted. Here, referring to FIG. 2 to FIG. 6, the current command value I * and the measured current value (output value) Io, which are the characteristics of the motor control device 2a of the present embodiment, are obtained and the value of the restored current I RE is obtained. The operation of the output current restoring unit 23 will be mainly described.
なお、モータ制御装置２ａは、Ａ／Ｄ変換器内蔵のワンチップＣＰＵにより構成され、図示せぬタイマによって計測された時間に基づいて動作する。また、モータ制御装置２の一連の動作は、図示せぬ記憶部に読み出し自在に予め格納されたプログラムによって規定されている。以下、これらの点については、情報処理では常套手段であるので、その詳細な説明を省略する。
The motor control device 2a is composed of a one-chip CPU with a built-in A / D converter, and operates based on the time measured by a timer (not shown). A series of operations of the
図２（ａ）乃至図２（ｃ）は、１シャント抵抗を用いた電流取得法を説明するための各部における出力波形を示す図である。なお、図２（ａ）乃至図２（ｃ）において、横軸の時間軸は、同様の時間単位で示してある。図２（ａ）は、ＰＷＭ信号生成部２２３から電力変換器３に出力されるＰＷＭ波形Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐを示す。横軸は時間であり、本実施形態では、１キャリア周期２００μｓとした２周期分の時間を示している。なお、１キャリア周期２００μｓの値は、単相三角波発生部２２４からの単相三角波の周期の２００μｓとしてある。
FIG. 2A to FIG. 2C are diagrams showing output waveforms in each part for explaining a current acquisition method using one shunt resistor. 2A to 2C, the time axis on the horizontal axis is shown in the same time unit. FIG. 2A shows PWM waveforms Up, Vp, and Wp output from the PWM
図２（ｂ）は、シャント抵抗両端電圧波形であり、このタイミング（１）および（２）によって取得されるシャント抵抗ｒに流れる直流電流値と後記する図３のＰＷＭスイッチングパターンによって特定されたモータ相電流の検出電流、この場合は、ｉｕおよび−ｉｗがＡ／Ｄ変換部２１を介してモータ電流の各相の測定電流値（出力値）Ｉｏとして検出され、電流復元部２３の偏差演算部２３１および設定部２３２に入力される。
FIG. 2B is a voltage waveform across the shunt resistor. The motor specified by the DC current value flowing through the shunt resistor r acquired by the timings (1) and (2) and the PWM switching pattern shown in FIG. The detected current of the phase current, in this case iu and -iw, is detected as a measured current value (output value) Io of each phase of the motor current via the A /
図２（ｃ）は、モータ電流波形であり、各モータ相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のそれぞれ電気角３６０°を有した相電流のうちの、ここでは、キャリア周期２周期分のモータ電流波形と図２（ｂ）のタイミング（１）および（２）で取得される検出電流ｉｕおよび−ｉｗを取得部（１）および（２）として示してある。 FIG. 2C shows a motor current waveform, and among the phase currents having an electrical angle of 360 ° of each motor phase current (iu, iv, iw), here, the motor current for two carrier cycles. Waveforms and detected currents iu and -iw acquired at timings (1) and (2) in FIG. 2B are shown as acquisition units (1) and (2).
図３は、ＰＷＭスイッチングパターンと検出電流の関係を示す表である。図３では、図２（ａ）および図２（ｂ）を参照して説明したタイミング（１）および（２）で取得される検出電流ｉｕおよび−ｉｗとそれ以外の検出電流をＰＷＭスイッチングパターンに対応させて図示してある。 FIG. 3 is a table showing the relationship between the PWM switching pattern and the detected current. In FIG. 3, the detected currents iu and -iw acquired at timings (1) and (2) described with reference to FIGS. 2 (a) and 2 (b) and other detected currents are converted into PWM switching patterns. It is shown correspondingly.
図３は、ＰＷＭスイッチングパターンと特定の電流相との関係の説明図である。図３は、三相交流モータ４のＵ相、Ｖ相、およびＷ相におけるＤｕｔｙ １００％のときの無通電状態および通電状態を表すＰＷＭスイッチングパターンと、各ＰＷＭスイッチングパターンによって定まる特定の電流相（特定電流相と称する）との関係を示している。図３では、ＰＷＭスイッチングパターンは、無通電状態を「ＯＦＦ」とし、通電状態を「ＯＮ」として、各相の状態をＡ〜Ｈの８通りのＰＷＭスイッチングパターンとして示している。
FIG. 3 is an explanatory diagram of a relationship between a PWM switching pattern and a specific current phase. FIG. 3 shows a PWM switching pattern representing a non-energized state and an energized state when the duty is 100% in the U phase, V phase, and W phase of the three-
図３は、ＰＷＭスイッチングパターンＡ〜Ｈの特定電流相が以下のようになることを示している。すなわち、パターンＡとして、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が特定できず検出電流は「なし」状態となる。また、パターンＢとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が「Ｕ相」となり、検出電流はｉｕとなる。また、パターンＣとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が「Ｖ相」となり、検出電流はｉｖとなる。また、パターンＤとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が「Ｗ相」となり、検出電流は−ｉｗとなる。また、パターンＥとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｗ相」となり、検出電流はｉｗとなる。また、パターンＦとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｖ相」となり、検出電流は−ｉｖとなる。また、パターンＧとして、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｕ相」となり、検出電流は−ｉｕとなる。また、パターンＨとして、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＮ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が特定できず検出電流は「なし」状態となる。 FIG. 3 shows that the specific current phases of the PWM switching patterns A to H are as follows. That is, as the pattern A, when the U phase, the V phase, and the W phase are “OFF, OFF, OFF”, the specific current phase cannot be specified, and the detected current is in the “none” state. Further, as the pattern B, when the U phase, the V phase, and the W phase are “ON, OFF, OFF”, the specific current phase is “U phase”, and the detected current is iu. Further, as the pattern C, when the U phase, the V phase, and the W phase are “OFF, ON, OFF”, the specific current phase is “V phase”, and the detected current is iv. Further, as the pattern D, when the U phase, the V phase, and the W phase are “ON, ON, OFF”, the specific current phase is “W phase”, and the detected current is −iw. Further, as the pattern E, when the U phase, the V phase, and the W phase are “OFF, OFF, ON”, the specific current phase is “W phase”, and the detected current is iw. As the pattern F, when the U phase, the V phase, and the W phase are “ON, OFF, ON”, respectively, the specific current phase is “V phase”, and the detected current is −iv. Further, as the pattern G, when the U phase, the V phase, and the W phase are “OFF, ON, ON”, respectively, the specific current phase is “U phase”, and the detected current is −iu. When the U phase, the V phase, and the W phase are “ON, ON, ON” as the pattern H, the specific current phase cannot be specified, and the detected current is in the “none” state.
そして、本実施形態においては、電流復元部２３のＡ／Ｄ変換制御部２３３は、このＰＷＭスイッチングパターンに対応した電力変換器３のスイッチングパターン、すなわち、図３における検出電流「なし」の２つのパターンを除いた６つのスイッチングパターンに同期させて、Ａ／Ｄ変換部２１を制御する。したがって、単相三角波の周期２００μｓ中におけるＰＷＭスイッチパターンの内、前記の図３における６つのスイッチングパターンが検出電流の取得部として規定される。
In the present embodiment, the A / D
さらに、Ａ／Ｄ変換制御部２３３は、単相三角波周期２００μｓ中におけるＰＷＭスイッチパターンの内、隣接した２つの期間、すなわち、図２の取得部（１）および（２）において、ここでは、Ｕ相およびＷ相の二相の検出電流を、１キャリア周期内に各１回検出し取得させる。
Further, the A / D
次いで、図４を参照して、Ａ／Ｄ変換部２１における１回の検出電流のサンプリングデータの取得タイミング電圧の時間変化を説明する。図４において、縦軸はタイミング電圧であり、横軸は時間（μｓ）である。
ａ）領域は、Ａ／Ｄ変換部２１への入力直前のフィルタ回路等による充電時間およびセットアップ時間（約６μｓ）であり、ｂ）領域は、１データのＡ／Ｄ変換部２１での電流検出時間を含むＡ／Ｄ変換時間（２．６μｓ）であり、ｃ）領域は、Ａ／Ｄ変換部２１中でのレジスタ等の設定処理時間（約１μｓ）であることから、ａ）〜ｃ）領域のトータル時間がデータ取得時間としての必要最低時間として、約１０μｓと見積もられる。
Next, with reference to FIG. 4, a time change in the acquisition timing voltage of sampling data of one detection current in the A /
The a) area is the charging time and set-up time (about 6 μs) by the filter circuit or the like immediately before the input to the A /
＜１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法による電流取得時のデータ処理＞
本実施形態の１シャント抵抗を用いた電流取得法では、前記したように、Ａ／Ｄ変換部２１における電流取得は１回測定に制限される。
そして、モータ制御は、電流指令値演算部２２１において、実際のモータ電流値がマイコン内部で算出する電流指令値Ｉ*となるように制御する。したがって、三相交流モータ４が正常に制御されて動作していれば、常識的な制御偏差値を含む値として、基本的に、「（電流指令値）≒（モータ電流正常値）」と考えて良い。
以下、電流指令値Ｉ*を（□）、モータ電流正常値（以下、正常値と記す。）を（○）および、測定電流値（出力値）Ｉｏを（白抜き三角）と付記して説明する。
<Data processing at the time of current acquisition by current sensorless current acquisition method using 1 shunt resistor>
In the current acquisition method using one shunt resistor of this embodiment, as described above, current acquisition in the A /
In the motor control, the current command
Hereinafter, the current command value I * is indicated by (□), the motor current normal value (hereinafter referred to as normal value) is indicated by (◯), and the measured current value (output value) Io is indicated by (white triangle). To do.
本実施形態の電流復元部２３では、電流指令値演算部２２１からの電流指令値Ｉ*を判定基準値として用い、Ａ／Ｄ変換部２１でのＡ／Ｄ変換によって得られた取得データの精査を設定部２３２において行い、偏差ＩD＝｜測定電流値（出力値）Ｉｏ−電流指令値Ｉ*｜を規定幅データ（設定値）ＩSと比較することで、異常値を含まない適切な復元電流の値ＩREとして採用しベクトル制御を行う。
なお、規定幅データ（設定値）ＩSの値は、設定部２３２のバラツキやＡＤ変換誤差によるバラツキ等を考慮して決定される。
In the current restoration unit 23 of the present embodiment, the current command value I * from the current command
The value of the specified width data (set value) I S is determined in consideration of variations due variations and AD conversion error setting section 232.
本実施形態の電流復元部２３における１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法による電流取得時のデータ処理について、図５（ａ）乃至図５（ｃ）を参照して説明する。
図５（ａ）に示すように、データ取得を４つの時点（ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１：ｎは自然数）でそれぞれ１回行ったときのｎ時点目のデータ取得において、設定部２３２で、正常値（○）の測定電流値（出力値）Ｉｏのデータ取得が行われたとき（偏差ＩD＝０）は、取得した測定電流値（出力値）Ｉｏを正常値（○）として、モータ電流の復元電流ＩREの値として使用する。この場合は、前記したように、正常値（○）と電流指令値Ｉ*とが等しいとみなす。
Data processing at the time of current acquisition by a current sensorless current acquisition method using one shunt resistor in the current restoring unit 23 of the present embodiment will be described with reference to FIGS. 5 (a) to 5 (c).
As shown in FIG. 5A, in the data acquisition at the n-th time point when the data acquisition is performed once at four time points (n-2, n-1, n, n + 1: n is a natural number), When the data acquisition of the measured current value (output value) Io of the normal value (◯) is performed in the unit 232 (deviation I D = 0), the acquired measured current value (output value) Io is converted to the normal value (◯ ) Is used as the value of the restoration current I RE of the motor current. In this case, as described above, it is considered that the normal value (◯) and the current command value I * are equal.
また、図５（ｂ）に示すように、同様にｎ時点目のデータ取得において、測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）が正常値（○）に近いとみなされる測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）のデータ取得が行われ、偏差ＩD＝｜測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）−電流指令値Ｉ*（□）｜≦規定幅データ（設定値）ＩSであるときは、取得した測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）を真値（正常値（○））とみなし、モータ電流の復元電流の値ＩREの値として使用する。
このような測定電流値（出力値）Ｉｏが発生する要因は、軽微なノイズの発生、電流取得処理のバラツキ等が挙げられる。
Further, as shown in FIG. 5B, similarly, in the data acquisition at the n-th time point, the measured current value (output value) Io (open triangle) is considered to be close to the normal value (◯) ( Output value) Io (outline triangle) is acquired, deviation I D = | measured current value (output value) Io (outline triangle) −current command value I * (□) | ≦ specified width data (setting when the value) I S is regarded as the obtained measurement current value (output value) Io (open triangles) the true value (normal value (○)), used as the value of the value I RE restoring current of the motor current To do.
Factors for generating such a measured current value (output value) Io include generation of minor noise, variation in current acquisition processing, and the like.
一方、図５（ｃ）に示すように、同様にｎ時点目のデータ取得において、測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）が正常値（○）から大きく異なる（イレギュラ）とみなされる測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）のデータ取得が行われ、偏差ＩD＝｜測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）−電流指令値Ｉ*（□）｜＞規定幅データ（設定値）ＩSであるときは、取得した測定電流値（出力値）Ｉｏ（白抜き三角）を異常値とみなし破棄し、電流指令値Ｉ*（□）をモータ電流の復元電流ＩREの値として使用する。
このような測定電流値（出力値）Ｉｏが発生する要因は、大きなノイズの発生が挙げられる。
On the other hand, as shown in FIG. 5C, similarly, in the data acquisition at the n-th time point, the measured current value (output value) Io (outline triangle) is regarded as being significantly different from the normal value (◯) (irregular). Data acquisition of measured current value (output value) Io (white triangle) is performed, deviation I D = | measured current value (output value) Io (white triangle) −current command value I * (□) | When the width data (set value) is I S , the acquired measured current value (output value) Io (outline triangle) is regarded as an abnormal value and discarded, and the current command value I * (□) is used as the motor current restoration current. Used as I RE value.
The cause of such a measured current value (output value) Io is the generation of large noise.
＜１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法におけるデータ処理フローチャート＞
本実施形態の電流復元部２３における１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法におけるデータ処理について、図６のフローチャートを参照して説明する。
<Data processing flowchart in current sensorless current acquisition method using one shunt resistor>
Data processing in the current sensorless current acquisition method using one shunt resistor in the current restoring unit 23 of the present embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG.
まず、Ａ／Ｄ変換部２１において、Ａ／Ｄ変換による電流取得（１回）を行い、測定電流値（出力値）Ｉｏを得る（ステップＳ１１）。
First, the A /
そして、偏差演算部２３１において、測定電流値（出力値）Ｉｏと電流指令値Ｉ*との偏差ＩDを得る（ステップＳ１２）。
Then, the
ついで、設定部２３２において、偏差ＩDが規定幅データ（設定値）ＩS以下であるか（偏差ＩD≦規定幅データ（設定値）ＩS）否かを判別する（ステップＳ１３）。そして、偏差ＩDが規定幅データ（設定値）ＩS以下である場合には（ステップＳ１３でＹｅｓ）、ステップＳ１４の処理に進む。一方、偏差ＩDが規定幅データ（設定値）ＩSを超える場合には（ステップＳ１３でＮｏ）、ステップＳ１５の処理に進む。 Then, the setting unit 232, the deviation I D is defined width data (set value) or less than I S (deviation I D ≦ prescribed width data (set value) I S) whether it is determined (step S13). Then, when the deviation I D is defined width data (set value) I S or less (Yes in step S13), and the process proceeds to step S14. On the other hand, if the difference I D exceeds the specified width data (set value) I S (at step S13 No), the process proceeds to step S15.
ステップＳ１４では、偏差ＩDが規定幅データ（設定値）ＩS以下である場合であり、設定部２３２において、測定電流値（出力値）Ｉｏを真値（正常値）とみなし、モータ電流の復元電流ＩREの値とする。そして、ベクトル制御処理（ステップＳ１６）へ進む。 In step S14, a case deviation I D is defined width data (set value) I S or less, the setting unit 232, the measured current value (output value) Io regarded as a true value (normal value), the motor current The value of the restoration current I RE is used. Then, the process proceeds to the vector control process (step S16).
一方、ステップＳ１５では、偏差ＩDが規定幅データ（設定値）ＩSを超える場合であり、設定部２３２において、測定電流値（出力値）Ｉｏをイレギュラ値（異常値）とみなし破棄し、指令電流値Ｉ*をモータ電流の復元電流ＩREの値とする。そして、ベクトル制御処理（ステップＳ１６）へ進む。 On the other hand, in step S15, a case where the deviation I D exceeds the specified width data (set value) I S, the setting unit 232, the measured current value (output value) Io discards regarded as the irregular values (outliers), The command current value I * is the value of the motor current restoration current I RE . Then, the process proceeds to the vector control process (step S16).
ベクトル制御処理（ステップＳ１６）では、ベクトル制御部２２において、モータ電流の復元電流ＩREの値を使用してモータ制御を行い、単相三角波の１周期の電流取得処理が終了する。そして、つぎの２周期目以降の電流取得処理が繰り返される。 In the vector control process (step S16), the vector control unit 22 performs motor control using the value of the motor current restoration current I RE , and the single-phase triangular wave one-cycle current acquisition process ends. Then, the current acquisition process in the second and subsequent cycles is repeated.
本発明の実施形態の測定例として、図７乃至図１０を参照して説明する。 A measurement example of the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図７は、通常動作時における測定電流値（出力値）と電流指令値とを示した図である。前記実施形態において、図５（ｂ）を参照して説明した電流取得の場合に相当する測定例である。図７（ａ）は、ロータのＵ相における各電流波形を示し、回転速度は４０ｒｐｓ、測定電流値（出力値）の取得間隔は、２００μｓである。測定電流値（出力値）（○）および電流指令値（白抜き三角）が電流取得時ごとにプロットされている。横軸は時間（ｍｓ）、縦軸は電流値（Ａ）である。 FIG. 7 is a diagram showing measured current values (output values) and current command values during normal operation. In the said embodiment, it is a measurement example corresponded in the case of the current acquisition demonstrated with reference to FIG.5 (b). FIG. 7A shows each current waveform in the U phase of the rotor, the rotation speed is 40 rps, and the measurement current value (output value) acquisition interval is 200 μs. The measured current value (output value) (◯) and the current command value (white triangle) are plotted for each current acquisition. The horizontal axis represents time (ms), and the vertical axis represents current value (A).
通常動作時においても測定電流値（出力値）は、ステータの集中巻構造に起因する電流脈動の発現が観測される。これらの電流脈動の大きさは、ステータの巻線の巻数、巻線に流れる電流、ロータの回転速度等により変化する。 Even during normal operation, the measured current value (output value) is observed to develop current pulsation due to the concentrated winding structure of the stator. The magnitude of these current pulsations varies depending on the number of windings of the stator, the current flowing in the windings, the rotational speed of the rotor, and the like.
図７（ｂ）は、図７（ａ）における、測定電流値（出力値）と電流指令値との差、すなわち、本実施形態の偏差演算部２３１において演算された偏差をプロットした図である。この場合は、偏差≦規定幅データ（設定値）となっている。したがって、測定電流値（出力値）が正常値とみなされ、モータ電流の復元電流として使用されることになる。なお、図７（ｂ）において、横軸は図７（ａ）と同スケールの時間（ｍｓ）、縦軸は電流値（Ａ）である。
FIG. 7B is a diagram in which the difference between the measured current value (output value) and the current command value in FIG. 7A, that is, the deviation calculated by the
ここで、設定部２３２において、規定幅データ（設定値）ＩSを設定する場合は、以下の三つの要点を考慮して設定される。
先ず、第１の要点は、ステータ構造に起因する測定電流値（出力値）Ｉｏの最大電流脈動の最大値に基づいて設定され、この電流脈動の最大値にＡ／Ｄ変換部２１の測定誤差を加えた値を考慮して設定される。
第２の要点は、三相交流モータ４の回転速度の加速（増加）又は減速（減少）によって発生する電流偏差の変動成分に基づいて設定され、この変動成分にＡ／Ｄ変換部２１の測定誤差を加えた値を考慮して設定される。
そして、第３の要点として、負荷の変動によって発生する電流偏差の変動成分に基づいて設定され、この変動成分にＡ／Ｄ変換部２１の測定誤差を加えた値を考慮して設定される。
ここで、Ａ／Ｄ変換部２１の測定誤差としては、量子化誤差として±０．５ＬＳＢ程度の誤差、フルスケール誤差として±５ＬＳＢ程度の誤差、オフセット誤差として±５ＬＳＢ程度の誤差、そして、非線形性誤差として±５ＬＳＢ程度の誤差が挙げられる。
なお、ＬＳＢは、最下位ビット（Least Signification Bit）を意味する。
Here, the setting unit 232, to set the prescribed width data (set value) I S is set in consideration of the three key points below.
First, the first point is set based on the maximum value of the maximum current pulsation of the measured current value (output value) Io caused by the stator structure. It is set in consideration of the value added.
The second point is set based on the fluctuation component of the current deviation generated by the acceleration (increase) or deceleration (decrease) of the rotational speed of the three-
And as a 3rd main point, it sets based on the fluctuation component of the current deviation which generate | occur | produces by the fluctuation | variation of a load, and considers the value which added the measurement error of the A /
Here, the measurement error of the A /
Note that LSB means the least significant bit (Least Signification Bit).
つぎに、図８は、後記する比較例１の図１２（ｃ）を参照して説明する電流取得の場合に相当する測定例である。図８（ａ）は、全体波形であり、横軸は、時間（５００μｓ／ｄｉｖ）、縦軸は、電圧（１Ｖ／ｄｉｖ）である。波形情報として、ロータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号、過電流検知信号、および、シャント抵抗両端電圧が示されている。図８（ａ）の中央部の時刻において、ノイズが取得されたために、その後モータ制御が制御異常（制御破綻）状態となり、異常停止状態となってしまった場合を示している。 Next, FIG. 8 is a measurement example corresponding to the case of current acquisition described with reference to FIG. 12C of Comparative Example 1 described later. FIG. 8A shows the entire waveform, the horizontal axis is time (500 μs / div), and the vertical axis is voltage (1 V / div). As the waveform information, the U-phase, V-phase, and W-phase PWM signals of the rotor, the overcurrent detection signal, and the voltage across the shunt resistor are shown. FIG. 8A shows a case in which, since noise is acquired at the central time, the motor control subsequently enters a control abnormality (control failure) state and enters an abnormal stop state.
そして、図８（ａ）の電流取得時における太点線領域の拡大図を図８（ｂ）に示す。横軸は、時間（２０μｓ／ｄｉｖ）、縦軸は、図８（ａ）と同様に電圧（１Ｖ／ｄｉｖ）である。図８（ｂ）の中央部の電流取得時の１０μｓの時間において、各波形情報にノイズが重畳されており、特に、シャント抵抗両端電圧に大きなノイズが取得されていることが確認される。 And the enlarged view of the thick dotted line area | region at the time of the electric current acquisition of Fig.8 (a) is shown in FIG.8 (b). The horizontal axis represents time (20 μs / div), and the vertical axis represents voltage (1 V / div) as in FIG. In the time of 10 μs at the time of current acquisition at the center in FIG. 8B, noise is superimposed on each waveform information, and it is confirmed that particularly large noise is acquired at the voltage across the shunt resistor.
つぎに、図９および図１０を参照して、図８を参照して説明した様な、明らかにイレギュラ値（異常値）を有する測定電流値（出力値）を取得した場合、すなわち、図５（ｃ）を参照して説明した電流取得の場合の実施形態に相当する測定例を説明する。 Next, with reference to FIG. 9 and FIG. 10, when a measured current value (output value) having an apparent irregular value (abnormal value) as described with reference to FIG. 8 is obtained, that is, FIG. A measurement example corresponding to the embodiment in the case of current acquisition described with reference to (c) will be described.
図９（ａ）は、ロータのＵ相における測定電流値（出力値）の波形を示し、回転速度は８０ｒｐｓであり、測定電流値（出力値）の取得間隔は、２００μｓである。この測定電流波形は、正常値とみなされる測定電流値（出力値）（○）とイレギュラ（異常値）とみなされる測定電流値（出力値）（白抜き三角）とを含んでいる。そして、図９（ｂ）は、図９（ａ）の測定電流値（出力値）に対応した電流指令値（○、●）が電流取得時ごとにプロットされている。横軸は時間（ｍｓ）、縦軸は電流値（Ａ）である。なお、図９（ｂ）における電流指令値（●）は、図９（ａ）のイレギュラ（異常値）とみなされる測定電流値（出力値）（白抜き三角）に対応した電流指令値を示している。この測定電流値（出力値）（白抜き三角）は、実施形態の図５（ｃ）に示すように、偏差＞規定幅データ（設定値）の場合に相当する。 FIG. 9A shows the waveform of the measured current value (output value) in the U phase of the rotor, the rotation speed is 80 rps, and the acquisition interval of the measured current value (output value) is 200 μs. This measured current waveform includes a measured current value (output value) (◯) regarded as a normal value and a measured current value (output value) (open triangle) regarded as irregular (abnormal value). In FIG. 9B, current command values (◯, ●) corresponding to the measured current values (output values) in FIG. 9A are plotted for each current acquisition. The horizontal axis represents time (ms), and the vertical axis represents current value (A). Note that the current command value (●) in FIG. 9B indicates a current command value corresponding to the measured current value (output value) (open triangle) regarded as irregular (abnormal value) in FIG. 9A. ing. This measured current value (output value) (white triangle) corresponds to the case of deviation> specified width data (set value) as shown in FIG. 5C of the embodiment.
本実施例では、イレギュラ（異常値）とみなされる図９（ａ）の測定電流値（出力値）（白抜き三角）を破棄し、図９（ｂ）の電流指令値（●）を適用することで、図１０に示す測定電流値（出力値）（○）と電流指令値（□）とから補正されたモータ電流の復元電流として使用することが可能となる。なお、図１０における補正後測定電流値（出力値）（□）は、本実施形態の設定部２３２において、破棄された測定電流値（出力値）（白抜き三角）に対応して適用された電流指令値を示す。 In this embodiment, the measured current value (output value) (white triangle) in FIG. 9A regarded as irregular (abnormal value) is discarded, and the current command value (●) in FIG. 9B is applied. Thus, it can be used as a restoration current of the motor current corrected from the measured current value (output value) (◯) and the current command value (□) shown in FIG. Note that the corrected measured current value (output value) (□) in FIG. 10 is applied to the discarded measured current value (output value) (open triangle) in the setting unit 232 of the present embodiment. Indicates the current command value.
したがって、本実施形態のモータ制御装置によれば、Ａ／Ｄ変換部の出力値がノイズの影響を受けて、イレギュラな値となっても、平均化処理をすることなく、設定値以内の誤差でモータ電流を復元することができる。 Therefore, according to the motor control apparatus of the present embodiment, even if the output value of the A / D conversion unit is affected by noise and becomes an irregular value, an error within the set value is not performed without averaging. The motor current can be restored.
（第２の実施形態）
つぎに、図１１を参照して本発明の第２の実施形態のモータ制御装置２ｂを有するモータ制御システム１ｂについて説明する。
(Second Embodiment)
Next, a motor control system 1b having a motor control device 2b according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図１１は、本実施形態のモータ制御装置２ｂを説明するための構成図である。この実施形態の構成は、図１を参照して説明した本発明の第１の実施形態のモータ制御装置２ａの構成とほぼ同一であるので、第１の実施形態のモータ制御装置２ａとの相違点についてのみ説明する。 FIG. 11 is a configuration diagram for explaining the motor control device 2b of the present embodiment. Since the configuration of this embodiment is almost the same as the configuration of the motor control device 2a of the first embodiment of the present invention described with reference to FIG. 1, the difference from the motor control device 2a of the first embodiment is different. Only the point will be described.
本実施形態のモータ制御装置２ｂにおいて、電流指令値演算部２２１と電圧指令値演算部２２２とＰＷＭ信号生成部２２３とを備えたベクトル制御部２２は、第１の実施形態のモータ制御装置２ａにおけるベクトル制御部２２の様な励磁軸（ｄ軸）およびこれに直交するトルク軸（ｑ軸）の二軸電流の形態を用いず、三相電流の形態の電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*および入力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、そのまま用いたベクトル制御部２２の構成となっている。
In the motor control device 2b of the present embodiment, the vector control unit 22 including the current command
したがって、図１１に示すように、電流指令値演算部２２１には、目標値（目標回転速度）Ｔおよび電流復元部２３からの復元された三相の復元電流ＩREが入力される。そして、電流指令値演算部２２１で演算された三相の電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*は、電圧指令値演算部２２２に出力されるとともに、電流復元部２３に電流指令値I*（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）として出力される。
また、三相の復元電流ＩREは、電圧指令値演算部２２２にも、三相の入力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして出力される。
Therefore, as shown in FIG. 11, the target value (target rotation speed) T and the restored three-phase restoration current I RE from the current restoration unit 23 are input to the current command
The three-phase restoration current I RE is also output to the voltage command
電圧指令値演算部２２２は、電流指令値演算部２２１からの電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*と入力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとを用いて、三相交流モータ４に印加する印加電圧を指令する電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を演算し、ＰＷＭ信号発生部２２３に出力する。そして、ＰＷＭ信号生成部２２３は、電圧指令値演算部２２２からの電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と単相三角波発生部２２４からの単相三角波とを比較してＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐを生成し、電力変換器３に出力して電力変換器３をＰＷＭ制御する。
The voltage command
以下、電流復元部２３の構成および動作は、第１の実施形態のモータ制御装置２ａと同様であるので説明を省略する。 Hereinafter, the configuration and operation of the current restoring unit 23 are the same as those of the motor control device 2a of the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
＜比較例１ 従来の１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法による電流取得時のデータ処理＞
これに対し、従来の１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法では、電流取得は１回測定となるため、何らかの理由で電流ラインや電流取得回路にノイズが乗るような異常状態となった場合には、その異常値の電流取得が行われてしまうことになる。
<Comparative example 1 Data processing at the time of current acquisition by current sensorless current acquisition method using one conventional shunt resistor>
On the other hand, in the current sensorless current acquisition method using a single shunt resistor, the current acquisition is measured once, so that for some reason, the current line or the current acquisition circuit is in an abnormal state where noise is applied. In this case, the current acquisition of the abnormal value is performed.
したがって、電流取得処理として取得データの精査等を何も行わない従来の１シャント電流センサレス電流取得法では、本実施形態のモータ制御装置２ａの偏差演算部２３１および設定部２３２の機能を備えていないために、以下のような電流取得処理が行われる。図１２（ａ）乃至図１２（ｃ）を参照して説明する。
Therefore, the conventional one-shunt current sensorless current acquisition method that does not perform any examination of acquired data as the current acquisition process does not have the functions of the
図１２（ａ）に示すように、データ取得を４つの時点（ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１：ｎは自然数）でそれぞれ１回行ったときのｎ時点目のデータ取得において、正常値（○）の測定電流値（出力値）（白抜き三角）のデータ取得が行われたときは、取得した測定電流値（出力値）（白抜き三角）を、モータ電流の復元電流として使用する。この場合、正常値（○）と測定電流値（出力値）（白抜き三角）とが等しいとみなす。そして、この場合には、モータ制御には、特に問題は発生しない。 As shown in FIG. 12 (a), in the data acquisition at the n-th time point when the data acquisition is performed once at four time points (n-2, n-1, n, n + 1: n is a natural number), normal When data of the measured current value (output value) (open triangle) of the value (○) is acquired, the acquired measured current value (output value) (open triangle) is used as the motor current restoration current. To do. In this case, it is considered that the normal value (◯) and the measured current value (output value) (white triangle) are equal. In this case, no particular problem occurs in motor control.
また、図１２（ｂ）に示すように、同様にｎ時点目のデータ取得において、測定電流値（出力値）（白抜き三角）が正常値（○）に近い測定電流値（出力値）出力値（白抜き三角）のデータ取得が行われたときは、取得した測定電流値（出力値）（白抜き三角）は制御的に問題ないと想定され、モータ電流の復元電流として使用する。この場合には、制御破綻に至る可能性はない。
このような測定電流値（出力値）が発生する要因は、軽微なノイズの発生、電流取得処理のバラツキ等が挙げられる。
Similarly, as shown in FIG. 12 (b), in the data acquisition at the n-th time point, the measured current value (output value) (output value) output whose measured current value (output value) (outline triangle) is close to the normal value (◯) is output. When data acquisition of values (outlined triangles) is performed, the acquired measured current value (output value) (outlined triangles) is assumed to have no control problem and is used as a motor current restoration current. In this case, there is no possibility of control failure.
Factors that cause such a measured current value (output value) include the occurrence of minor noise, variation in current acquisition processing, and the like.
一方、図１２（ｃ）に示すように、同様にｎ回目のデータ取得において、測定電流値（出力値）（白抜き三角）が正常値（○）と大きく異なる（イレギュラな）測定電流値（出力値）（白抜き三角）のデータ取得が行われたときは、制御的に正常電流値に復帰させようとして過剰な電流制御が行われてしまい、結果的に過剰な電流検知によるモータの異常停止となることが想定される。したがって、この場合には、図８を参照して説明した測定例のように、制御破綻に至る可能性はきわめて高い。
このような測定電流値（出力値）が発生する要因は、大きなノイズの発生が挙げられる。
On the other hand, as shown in FIG. 12C, similarly in the n-th data acquisition, the measured current value (output value) (outline triangle) is significantly different from the normal value (◯) (irregular) measured current value (irregular) When data of (output value) (outline triangle) is acquired, excessive current control is performed in an attempt to restore control to the normal current value, resulting in motor abnormality due to excessive current detection. It is assumed that it will be stopped. Therefore, in this case, the possibility of control failure is very high as in the measurement example described with reference to FIG.
The cause of such a measured current value (output value) is the generation of large noise.
＜比較例１ 従来の１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法におけるデータ処理フローチャート＞
従来の１シャント抵抗を用いた電流センサレス電流取得法におけるデータ処理について、図１３のフローチャートを参照して説明する。
<Comparative Example 1 Data Processing Flowchart in a Current Sensorless Current Acquisition Method Using a Conventional Single Shunt Resistor>
Data processing in the conventional current sensorless current acquisition method using one shunt resistor will be described with reference to the flowchart of FIG.
Ａ／Ｄ変換による電流取得（１回）を行い、測定電流値（出力値）を得る（ステップＳ２１）。なお、この処理は、実施形態のステップＳ１１と同様の処理となる。 Current acquisition (one time) is performed by A / D conversion, and a measured current value (output value) is obtained (step S21). This process is the same as step S11 in the embodiment.
測定電流値（出力値）をそのまま（異常値の有無にかかわらず）、モータ電流の復元電流値とする（ステップＳ２２）。そして、ベクトル制御処理（ステップＳ２３）へ進む。 The measured current value (output value) is used as it is (regardless of the presence or absence of an abnormal value) as the motor current restoration current value (step S22). Then, the process proceeds to vector control processing (step S23).
ベクトル制御処理（ステップＳ２３）では、モータ電流の復元電流値を使用してモータ制御を行い、電流取得処理を終了する。 In the vector control process (step S23), motor control is performed using the restored current value of the motor current, and the current acquisition process ends.
＜比較例２ 従来の電流センサ付き電流取得法によるモータ制御装置＞
図１４乃至図１５を参照して、従来の電流センサ付き電流取得法によるモータ制御装置の構成図およびデータ処理のフローを説明する。
<Comparative Example 2 Motor Control Device Using Current Acquisition Method with Current Sensor>
With reference to FIGS. 14 to 15, a configuration diagram of a motor control device according to a current acquisition method with a current sensor and a data processing flow will be described.
図１４は、従来の電流センサ付き電流取得法によるモータ制御装置の構成を示す図である。
この電流センサ付きモータ制御システムは、三相交流モータと、直流電源である電源（ＤＣ）と、この電源（ＤＣ）と直列接続されたシャント抵抗とを有する電力変換器と、この電力変換器を介して三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部（モータ制御装置）と、電力変換器と三相交流モータとの間に接続された三相交流モータに流れるモータ相電流の少なくとも二相のモータ相電流を検知する電流センサ、たとえば、電流変換トランス（ＣＴ：Current Transformer）やホール素子等、とを備えて構成される。
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a conventional current acquisition method with a current sensor.
The motor control system with a current sensor includes a power converter having a three-phase AC motor, a power source (DC) as a DC power source, and a shunt resistor connected in series with the power source (DC), and the power converter. And at least two motor phase currents flowing in the three-phase AC motor connected between the power converter and the three-phase AC motor, and a vector control unit (motor control device) for vector-controlling the rotational speed of the three-phase AC motor And a current sensor for detecting a phase motor phase current, for example, a current transformer (CT), a hall element, and the like.
そして、この電流センサ付きモータ制御システムの動作を説明する。まず、ベクトル制御部（モータ制御装置）は、ＰＷＭゲート信号を電力変換器に入力し、電力変換器は、三相交流モータへのモータ相電流を出力することで、三相交流モータの回転制御を行う。そして、電力変換器は、シャント抵抗からの過電流検出用の相電流信号を入力して、過電流検知信号をベクトル制御部に出力する。一方、電流センサは、ベクトル制御用およびＡ／Ｄ変換データとしての相電流信号をベクトル制御部に出力する。 And operation | movement of this motor control system with a current sensor is demonstrated. First, the vector control unit (motor control device) inputs the PWM gate signal to the power converter, and the power converter outputs the motor phase current to the three-phase AC motor, thereby controlling the rotation of the three-phase AC motor. I do. And a power converter inputs the phase current signal for overcurrent detection from shunt resistance, and outputs an overcurrent detection signal to a vector control part. On the other hand, the current sensor outputs a phase current signal for vector control and as A / D conversion data to the vector control unit.
図１５を参照して、従来のセンサ付き電流取得法によるモータ制御装置のデータ処理フローを説明する。
先ず、データ処理が開始されると、電流センサは、Ａ／Ｄ変換による電流取得を行う（ステップＳ３１）。このとき電流取得回数は、複数回、例えば４回行う。そして、過電流信号を基にイレギュラ値の取得電流値の判別を行い、イレギュラ値の取得電流値を除去する（ステップＳ３２）。次いで、イレギュラ値を除いた残りの取得電流値での平均化処理を行う（ステップＳ３３）。そして、平均化処理を行った取得電流値を復元電流値とする（ステップＳ３４）。復元電流値を用いてベクトル制御処理（ステップＳ３５）を行い、電流取得処理を終了する。
With reference to FIG. 15, the data processing flow of the motor control apparatus by the conventional current acquisition method with a sensor will be described.
First, when data processing is started, the current sensor performs current acquisition by A / D conversion (step S31). At this time, the current acquisition is performed a plurality of times, for example, four times. Then, the acquired current value of the irregular value is determined based on the overcurrent signal, and the acquired current value of the irregular value is removed (step S32). Next, an averaging process is performed with the remaining acquired current value excluding the irregular value (step S33). Then, the acquired current value subjected to the averaging process is set as a restored current value (step S34). A vector control process (step S35) is performed using the restored current value, and the current acquisition process is terminated.
この電流センサ付き電流取得法によれば、独立に設けた電流センサによって複数回の電流取得による平均化処理を行い、取得電流値の真偽の判別を行うことができる利点がある反面、前記した電流センサレス電流取得法と比較して電流取得のための処理時間が長くなるという欠点がある。そして、電流センサとして、電流変換トランス（ＣＴ：Current Transformer）やホール素子等を用いているため、コストアップとなる欠点を有する。 According to this current acquisition method with a current sensor, there is an advantage that an averaging process by multiple current acquisitions can be performed by a current sensor provided independently, and whether or not the acquired current value is true / false can be determined. As compared with the current sensorless current acquisition method, there is a disadvantage that the processing time for current acquisition becomes longer. And since a current conversion transformer (CT: Current Transformer), a Hall element, or the like is used as the current sensor, there is a disadvantage that the cost increases.
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、ＰＷＭスイッチングパターンを用いて、シャント抵抗に流れる電流を測定し、この測定電流値と電流指令値との偏差の大きさが設定値（規定幅データ）よりも大きいか否かにより、電流指令値および測定電流値の何れかを復元電流の値として設定している。これにより、ノイズの影響が低減された正弦波に近い、高調波成分の少ない復元電流波形を得ることが可能なモータ制御装置を提供することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, the current flowing through the shunt resistor is measured using the PWM switching pattern, and the magnitude of the deviation between the measured current value and the current command value is set (specified). Either the current command value or the measured current value is set as the value of the restoration current depending on whether it is larger than (width data). As a result, it is possible to provide a motor control device capable of obtaining a restored current waveform having a small harmonic component, which is close to a sine wave in which the influence of noise is reduced.
１ａ、１ｂ モータ制御システム
２ａ、２ｂ モータ制御装置
３ 電力変換器
４ 三相交流モータ
２１ Ａ／Ｄ変換部
２２ ベクトル制御部
２３ 電流復元部
２２１ 電流指令値演算部
２２１１ 二軸電流指令値演算部
２２１２ 二軸−三相変換部
２２１３ 三相−二軸変換部
２２２ 電圧指令値演算部
２２３ ＰＷＭ信号生成部
２２４ 単相三角波発生部
２３１ 偏差演算部
２３２ 設定部
２３３ Ａ／Ｄ変換制御部
Ｔ 目標値（目標回転速度）
Ｉ*、Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*、Ｉｄ*、Ｉｑ* 電流指令値
Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ* 電圧指令値
Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ ＰＷＭ信号
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ モータ電流
Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、入力電流
ＩRE 復元電流
Ｉｏ 測定電流値（出力値）
ＩD 偏差
ＩS 規定幅データ（設定値）
Ｅ 直流電源
ｒ シャント抵抗
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a, 1b Motor control system 2a, 2b
I * , Iu * , Iv * , Iw * , Id * , Iq * Current command value Vu * , Vv * , Vw * Voltage command value Up, Vp, Wp PWM signal iu, iv, iw Motor current Id, Iq, Iu , Iv, Iw, input current I RE restoration current Io Measured current value (output value)
ID deviation I S specified width data (set value)
E DC power supply r Shunt resistance
Claims (10)
前記電力変換器を介して三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、
前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流を復元する電流復元部とを備え、
前記ベクトル制御部は、
目標値および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、励磁軸およびこれに直交するトルク軸に分解した二軸電流指令値を演算する二軸電流指令値演算部と、
前記二軸電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
前記三相電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部と、
前記二軸電流指令値を二軸−三相変換する二軸−三相変換部とを有し、
前記電流復元部は、
前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値と前記二軸−三相変換部が変換した三相電流指令値との偏差を演算する偏差演算部と、
前記偏差の大きさが設定値よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えている
ことを特徴とするモータ制御装置。 An A / D converter that detects a DC side current of a power converter that converts DC power into AC power;
A vector controller that vector-controls the rotational speed of the three-phase AC motor via the power converter;
A current restoring unit that restores a motor phase current flowing in the three-phase AC motor using a value of the DC side current;
The vector control unit
A biaxial current command value computing unit that computes a biaxial current command value decomposed into an excitation axis and a torque axis orthogonal to the target value and the restored current restored by the current restoring unit;
Using the two-axis current command value, a voltage command value calculation unit that calculates a three-phase voltage command value that commands an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor;
A PWM signal generation unit that compares the three-phase voltage command value with a single-phase triangular wave to generate a PWM signal and performs PWM control on the power converter;
A two-axis to three-phase conversion unit for converting the two-axis current command value into a two-axis to three-phase conversion;
The current restoration unit is
A deviation calculator that calculates a deviation between the output value output by the A / D converter and the three-phase current command value converted by the two-axis to three-phase converter;
When the magnitude of the deviation is larger than a set value, the current command value is set as the value of the restored current, and when the magnitude of the deviation is less than or equal to the set value, the output value is set to the value of the restored current. A motor control device comprising: a setting unit configured to set as a value.
前記電力変換器を介して三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、
前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流を復元する電流復元部とを備え、
前記ベクトル制御部は、
目標値および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、前記モータ相電流の電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
前記電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
前記電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部とを有し、
前記電流復元部は、
前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値と前記電流指令値との偏差を演算する偏差演算部と、
前記偏差の大きさが設定値よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えている
ことを特徴とするモータ制御装置。 An A / D converter that detects a DC side current of a power converter that converts DC power into AC power;
A vector controller that vector-controls the rotational speed of the three-phase AC motor via the power converter;
A current restoring unit that restores a motor phase current flowing in the three-phase AC motor using a value of the DC side current;
The vector control unit
A current command value calculation unit that calculates a current command value of the motor phase current using a target value and the restored current restored by the current restoration unit;
Using the current command value, a voltage command value calculation unit that calculates a voltage command value that commands an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor;
A PWM signal is generated by comparing the voltage command value with a single-phase triangular wave, and a PWM signal generation unit that PWM-controls the power converter,
The current restoration unit is
A deviation calculator that calculates a deviation between the output value output by the A / D converter and the current command value;
When the magnitude of the deviation is larger than a set value, the current command value is set as the value of the restored current, and when the magnitude of the deviation is less than or equal to the set value, the output value is set to the value of the restored current. A motor control device comprising: a setting unit configured to set as a value.
前記Ａ／Ｄ変換制御部は、前記Ａ／Ｄ変換部に前記６分割された期間の内、隣接する２つの期間を用いて、二相の電流値を各１回検出させる
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。 An A / D conversion control unit that outputs the A / D conversion unit in synchronization with a PWM switching pattern obtained by dividing the period of the single-phase triangular wave into six;
The A / D conversion control unit causes the A / D conversion unit to detect a two-phase current value once each using two adjacent periods among the six divided periods. The motor control device according to claim 1 or 2.
前記モータ制御装置は、
前記電力変換器の直流側電流を検出するＡ／Ｄ変換部と、
前記三相交流モータの回転速度をベクトル制御するベクトル制御部と、
前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流を復元する電流復元部とを備え、
前記ベクトル制御部は、
目標値および前記電流復元部が復元した復元電流を用いて、励磁軸およびこれに直交するトルク軸に分解した二軸電流指令値を演算する二軸電流指令値演算部と、
前記二軸電流指令値を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
前記三相電圧指令値と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部と、
前記二軸電流指令値を二軸−三相変換する二軸−三相変換部とを有し、
前記電流復元部は、
前記Ａ／Ｄ変換部が出力する出力値と前記二軸−三相変換部が変換した三相電流指令値との偏差を演算する偏差演算部と、
前記偏差の大きさが設定値よりも大きいときに、前記電流指令値を前記復元電流の値として設定し、前記偏差の大きさが前記設定値以下のときに、前記出力値を前記復元電流の値として設定する設定部とを備えている
ことを特徴とするモータ制御システム。 A motor control system comprising a three-phase AC motor, a power converter that converts DC power into AC power, and a motor control device that PWM-controls the three-phase AC motor via the power converter,
The motor control device
An A / D converter that detects a DC side current of the power converter;
A vector control unit that vector-controls the rotational speed of the three-phase AC motor;
A current restoring unit that restores a motor phase current flowing in the three-phase AC motor using a value of the DC side current;
The vector control unit
A biaxial current command value computing unit that computes a biaxial current command value decomposed into an excitation axis and a torque axis orthogonal to the target value and the restored current restored by the current restoring unit;
Using the two-axis current command value, a voltage command value calculation unit that calculates a three-phase voltage command value that commands an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor;
A PWM signal generation unit that compares the three-phase voltage command value with a single-phase triangular wave to generate a PWM signal and performs PWM control on the power converter;
A two-axis to three-phase conversion unit for converting the two-axis current command value into a two-axis to three-phase conversion;
The current restoration unit is
A deviation calculator that calculates a deviation between the output value output by the A / D converter and the three-phase current command value converted by the two-axis to three-phase converter;
When the magnitude of the deviation is larger than a set value, the current command value is set as the value of the restored current, and when the magnitude of the deviation is less than or equal to the set value, the output value is set to the value of the restored current. A motor control system comprising: a setting unit configured to set as a value.
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|---|---|
| JP (1) | JP5615671B2 (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014116627A1 (en) * | 2013-01-22 | 2014-07-31 | Trane International Inc. | Variable frequency drive active harmonic mitigation controls and diagnostics |
| JP2015142465A (en) * | 2014-01-29 | 2015-08-03 | 株式会社富士通ゼネラル | motor control device |
| JP2017017883A (en) * | 2015-07-02 | 2017-01-19 | 株式会社コロナ | Motor controller, and motor control system |
| US9654049B2 (en) | 2013-01-22 | 2017-05-16 | Trane International, Inc. | Variable frequency drive active harmonic mitigation controls and diagnostics |
| CN110417334A (en) * | 2019-07-30 | 2019-11-05 | 东北大学 | A kind of kinetic energy back voltage interruption protection system and method for magnetic suspension bearing |
| KR20200014785A (en) * | 2017-06-14 | 2020-02-11 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | How to determine the phase currents of a rotary polyphase electric machine supplied by a PWM controlled inverter |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03155322A (en) * | 1989-11-08 | 1991-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | Current detector |
| JP2001136781A (en) * | 1999-11-01 | 2001-05-18 | Toyota Motor Corp | Control device for motor |
| JP2009055693A (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-12 | Hitachi Ltd | Power converting device |
| JP2009278760A (en) * | 2008-05-14 | 2009-11-26 | Toshiba Corp | Motor control device and motor control method |
| JP2010011639A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | Power converter |
-
2010
- 2010-11-09 JP JP2010251175A patent/JP5615671B2/en active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03155322A (en) * | 1989-11-08 | 1991-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | Current detector |
| JP2001136781A (en) * | 1999-11-01 | 2001-05-18 | Toyota Motor Corp | Control device for motor |
| JP2009055693A (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-12 | Hitachi Ltd | Power converting device |
| JP2009278760A (en) * | 2008-05-14 | 2009-11-26 | Toshiba Corp | Motor control device and motor control method |
| JP2010011639A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | Power converter |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014116627A1 (en) * | 2013-01-22 | 2014-07-31 | Trane International Inc. | Variable frequency drive active harmonic mitigation controls and diagnostics |
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