JP2012085413A - 交流直流変換装置、交流直流変換装置を備えたモーター駆動装置、並びにモーター駆動装置を搭載した空気調和機、冷蔵庫、ヒートポンプ式給湯機、洗濯機及び掃除機 - Google Patents

Abstract

【課題】電源周波数が変動した場合にも、入力電流を交流電圧と同位相の正弦波に制御できる交流直流変換装置を提供する。
【解決手段】制御回路２０は、零点検出回路１１により検出された零点間の時間に基づいて交流電圧の周期Ｔを算出する電源周期演算部２３と、電源周期演算部２３により算出された周期に基づいて交流電圧の角周波数ωを算出する角周波数演算部２４と、零点間の時間と角周波数ωに基づいて交流電圧の位相θを算出する電源位相演算部と、位相θ、角周波数ω、電源電圧検出回路９により検出された交流電圧、及び直流電圧検出回路１０により検出された直流電圧を基に駆動信号を生成する駆動信号生成部２８とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電流の高調波成分を低減し、力率を改善する交流直流変換装置、それを備えたモーター駆動装置、並びにモーター駆動装置を搭載した空気調和機、冷蔵庫、ヒートポンプ式給湯機、洗濯機及び掃除機に関するものである。

従来の交流直流変換装置として、交流電源にリアクターを介して接続された整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサーと、整流器の一方の入力端子と第１及び第２のコンデンサーの接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、整流器の他方の入力端子と前記接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、交流電源の位相を検出する電源位相検出部と、交流電源の半周期間中に第１及び第２のスイッチ手段の双方を動作させて整流器の出力端子間の電圧を所望の出力電圧値に制御する制御回路とを備えたものがある。第１のスイッチ手段と第２のスイッチ手段をバランスよく動作させて整流器の入力端子間に３レベル状の正弦波電圧を出力することにより、リアクターに流れる電流を正弦波化して高調波電流を抑制し、電源力率が略１となるように直流電圧を制御している（例えば、特許文献１参照）。

Ｗ００９／０２８０５３号公報（図９）

前述した従来の交流直流変換装置において、制御回路をマイクロコントローラ（以下、「マイコン」という）で構成し、電源位相検出部を、交流電源の交流電圧の片方の零点を交流電圧の位相の０度としてその零点からの経過時間をマイコンの時間計測機能により計測し、角周波数ωとマイコンの時間計測機能の計測中の時間との積から交流電圧の位相を求める構成とした場合に、電源周波数が変動したとき、電源位相検出部が検出する交流電源の交流電圧の位相が実際の交流電圧の位相とずれてしまう。

例えば、マイコンに電源周波数５０［Ｈｚ］相当の角周波数ωを設定した状態において、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときには、図１０（ａ）に示す交流電圧に対し交流電源から流れる交流電流を同図（ｂ）に示す正弦波状の波形に制御することができる。しかしながら、電源周波数が変動した場合には、交流電流の波形を正弦波状にすることができなかった。例えば、電源周波数が４９．５［Ｈｚ］と変動した場合、交流電流は図１１（ｂ）に示すように正弦波状の波形とはならず、また、電源周波数が５０．５［Ｈｚ］と変動した場合には、交流電流は図１２（ｂ）に示すように正弦波状の波形にならない。なお、マイコンに電源周波数６０［Ｈｚ］相当の角周波数ωを設定した状態であっても、電源周波数が５９．５［Ｈｚ］や６０．５［Ｈｚ］と変動した場合、交流電流は正弦波状の波形とならない。

また、前述したマイコンの時間計測機能は、マイコンの電子回路の同期をとるための周期信号（以下、「クロック」という）に基づいて実現されており、このクロックは、電圧を印加することで固有振動を起こす発振子と、発振子が接続された発振回路で周期信号を得た後、発振回路からの入力信号の周波数を任意の整数倍に高めることができる位相同期回路（以下、「ＰＬＬ回路」という）によって生成される。そのため、発振子、この発振子を用いた発振回路や、ＰＬＬ回路にバラツキがあると、クロック周波数がバラつき、マイコン内の時間計測機能の計測時間がずれてしまう。計測時間がずれた場合には、電源周波数が５０／６０［Ｈｚ］であっても、誤った周波数を電源周波数としていた。

例えば、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときでクロック周波数が想定通りのときには、図１０（ｂ）に示すように交流電源から流れる交流電流を正弦波状の波形に制御することができる。しかしながら、クロック周波数が想定より高い場合には、図１３（ｂ）に示すような交流電流の波形となり、クロック周波数が想定より低い場合には、図１４（ｂ）に示すような交流電流の波形となり、正弦波状の波形にはならなかった。なお、電源周波数が６０［Ｈｚ］の場合でも同様の波形となっていた。

以上、説明したように、電源周波数が変動したり、電源周波数に変動がなくてもクロック周波数が高くなったり低くなった場合には、電源周波数やクロック周波数が正常のときと比べ、高調波電流が増加するという課題があった。高調波電流がさらに増加した場合には、高調波電流の規格値を超えるという課題が発生する。さらに、力率も低下し、交流電源から流れる交流電流が増大するため、アンペアブレーカーの電流制限値を超えないように制御した場合には、最大入力電力が低下し負荷の最大出力が低下する課題があった。また、交流電流の正極または負極側のピーク値がアンペアブレーカーの電流制限値を超えないように制御した場合には、前記と同様に、最大入力電力が低下し負荷の最大出力が低下するという課題があった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、電源周波数が変動した場合にも、入力電流を交流電圧と同位相の正弦波に制御できる交流直流変換装置、交流直流変換装置を備えたモーター駆動装置、並びにモーター駆動装置を搭載した空気調和機、冷蔵庫、ヒートポンプ式給湯器、洗濯機及び掃除機を得ることである。

また、第２の目的は、発振子、発振回路又はＰＬＬ回路のバラツキによってマイコンのクロック周波数がずれた場合であっても、前記と同様に入力電流を交流電圧と同位相の正弦波に制御できる交流直流変換装置、交流直流変換装置を備えたモーター駆動装置、並びにモーター駆動装置を搭載した空気調和機、冷蔵庫、ヒートポンプ式給湯機、洗濯機及び掃除機を得ることである。

本発明に係る交流直流変換装置は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流手段と、整流手段の入力側に接続されたリアクターと、整流手段の出力端子間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサーと、整流手段の一方の入力端子と第１及び第２のコンデンサーの接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、整流手段の他方の入力端子と前記接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、交流電源の両端間の交流電圧を検出する電源電圧検出手段と、整流手段の出力端子間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、交流電源の交流電圧の零点を検出する零点検出手段と、第１及び第２のスイッチ手段をオン・オフするための駆動信号を生成する制御手段とを備え、制御手段は、零点検出手段により検出された零点間の時間に基づいて交流電圧の周期を算出する電源周期演算手段と、電源周期演算手段により算出された周期に基づいて交流電圧の角周波数を算出する角周波数演算手段と、零点間の時間と角周波数に基づいて交流電圧の位相を算出する電源位相演算手段と、位相、角周波数、電源電圧検出手段により検出された交流電圧、及び直流電圧検出手段により検出された直流電圧を基に駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを備えたものである。

本発明によれば、零点検出手段により検出された零点間の時間に基づいて交流電圧の周期を算出し、その周期に基づいて交流電圧の角周波数を算出し、零点間の時間と角周波数に基づいて交流電圧の位相を算出する。そして、算出された交流電圧の位相及び角周波数、電源電圧検出手段により検出された交流電源の交流電圧、直流電圧検出手段により検出された直流電圧を基に駆動信号を生成する。これにより、交流電源の周波数が変動した場合でも、交流電源から流れる交流電流を交流電圧と同位相の正弦波に制御できる。そのため、高調波電流を抑制でき、電源効率の力率の低下を抑えることができる。

また、発振子、発振回路又はＰＬＬ回路のバラツキによってクロック周波数がずれた場合でも、検出した交流電圧の周期が実際の周期とずれたとしても、求めた交流電圧の位相及び角周波数、電源電圧検出手段により検出された交流電源の交流電圧、直流電圧検出手段により検出された直流電圧を基に駆動信号を生成する。これにより、クロック周波数のずれの影響を無くすことができ、交流電源から流れる交流電流を交流電圧と同位相の正弦波に制御できる。そのため、高調波電流を抑制でき、電源効率の力率の低下を抑えることができる。

実施の形態に係る交流直流変換装置の回路ブロック図例である。 実施の形態の交流直流変換装置における時間計測部、電源周期演算部、角周波数演算部及び電源位相検出部の動作を示すフローチャートである。 交流電源の電圧と零点検出回路の電源零クロス信号の相関を示す波形図である。 実施の形態の交流直流変換装置におけるＰＩ制御部の動作を示すフローチャートである。 実施の形態の交流直流変換装置におけるコンバータ電圧演算部の動作を示すフローチャートである。 実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定通りで、電源周波数が４９．５［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図である。 実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定通りで、電源周波数が５０．５［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図である。 実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定よりも高く、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図である。 実施の形態に係る交流直流変換装置において、クロック周波数が想定よりも低く、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図である。 従来の交流直流変換装置において、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときの交流電源の電圧及び電流の相関を示す波形例である。 従来の交流直流変換装置において、電源周波数が４９．５［Ｈｚ］のときの交流電源の電圧及び電流の相関を示す波形図である。 従来の交流直流変換装置において、電源周波数が５０．５［Ｈｚ］のときの交流電源の電圧及び電流の相関を示す波形図である。 従来の交流直流変換装置において、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときでクロック周波数が想定より高い場合の交流電源の電圧及び電流の相関を示す波形図である。 従来の交流直流変換装置において、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときでクロック周波数が想定より低い場合の交流電源の電圧及び電流の相関を示す波形図である。

図１は本発明の実施の形態１に係る交流直流変換装置の回路ブロック図である。
図中に示す本実施の形態の交流直流変換装置は、交流電源１の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流回路３と、整流回路３の一方の入力端子と交流電源１との間に挿入されたリアクター２と、整流回路３の出力端子間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサー６、７と、整流回路３の一方の入力端子と第１及び第２のコンデンサー６、７の接続点との間に接続された第１のスイッチ手段４と、整流回路３の他方の入力端子と第１及び第２のコンデンサー６、７の接続点との間に接続された第２のスイッチ手段５と、交流電源１の交流電圧を検出する電源電圧検出回路９と、整流回路３の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出回路１０と、交流電源１の交流電圧の零点を検出する毎に出力レベルを反転した電源零クロス信号を出力する零点検出回路１１と、第１のスイッチ手段４をオン・オフする第１のスイッチ駆動回路１２と、第２のスイッチ手段５をオン・オフする第２のスイッチ駆動回路１３と、第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５をオン・オフさせる駆動信号を生成する制御回路２０とを備えている。前述した整流回路３の出力端子間には負荷８が接続されている。

制御回路２０は、例えばマイクロコントローラからなり、時間計測部２１、記憶部２２、電源周期演算部２３、角周波数演算部２４、電源位相演算部２５、ＰＩ制御部２６、コンバータ電圧演算部２７及び駆動信号生成部２８などによって構成されている。

時間計測部２１は、零点検出回路１１からの電源零クロス信号が入力されると、その電源零クロス信号の立下りエッジで、それまでに計測した時間を記憶部２２に出力するとともにその計測時間をリセットする。そして、再び時間の計測を開始し、この動作を繰り返すことで、電源零クロス信号の立下りエッジ間の時間を計測し続ける。

記憶部２２は、時間計測部２１によって計測された電源零クロス信号の立下りエッジ間の時間（以下、「エッジ間時間」という）を２^M （Ｍ≧０）個記憶する。電源周期演算部２３は、記憶部２２に保存されている２^M （Ｍ≧０）個のエッジ間時間の平均値を算出し、その平均値を交流電源１の交流電圧の周期Ｔとする。角周波数演算部２４は、電源周期演算部２３によって算出された交流電圧の周期Ｔより角周波数ωを算出する。

電源位相演算部２５は、角周波数演算部２４により算出された角周波数ωと時間計測部２１が計測中の時間（立下りエッジからの時間）の積から交流電圧の位相θを算出する。ＰＩ制御部２６は、直流電圧検出回路１０により検出された直流電圧と直流電圧指令値との差を基に電流指令値Ｉｓを出力する。

コンバータ電圧演算部２７は、電源電圧検出回路９により検出された交流電源１の交流電圧Ｖ１と、ＰＩ制御部２６からの電流指令値Ｉｓと、角周波数演算部２４によって算出された角周波数ωと、電源位相演算部２５によって検出された交流電圧の位相θを基に整流回路３の入力端子間の電圧（以下、「コンバータ電圧Ｖｃ」という）を算出する。駆動信号生成部２８は、コンバータ電圧演算部２７によって算出されたコンバータ電圧Ｖｃから第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５を駆動するための駆動信号を生成する。

次に、図２及び図３を用いてエッジ間時間、交流電圧の周期Ｔ、角周波数ω及び交流電圧の位相θの算出について詳しく説明する。
図２は実施の形態の交流直流変換装置における時間計測部、電源周期演算部、角周波数演算部及び電源位相演算部の動作を示すフローチャート、図３は交流電源の交流電圧と零点検出回路の電源零クロス信号の相関を示す波形図である。

制御回路２０が第１及び第２のスイッチ駆動回路１２、１３を介して第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５のオン・オフ制御を開始すると、零点検出回路１１は、交流電源１の交流電圧の極性に合わせた電源零クロス信号を時間計測部２１に出力する。その電源零クロス信号は、例えば図３に示すように、交流電源１の交流電圧の極性が負のときに出力レベルがＨｉとなり、電圧の極性が負から正に反転したときには出力レベルがＬｏｗとなり、交流電源１の交流電圧の極性に合わせたパルス状の信号である。なお、交流電源１の交流電圧の極性と電源零クロス信号のＨｉ／Ｌｏｗの組み合わせは限定されるものではない。例えば、交流電源１の交流電圧の極性が負のときには出力レベルをＬｏｗとし、交流電圧の極性が負から正に反転したときには出力レベルをＨｉとする電源零クロス信号でもよい。

時間計測部２１は、零点検出回路１１からの電源零クロス信号が入力されると、その出力レベルと所定の閾値とを比較し、電源零クロス信号の出力レベルが閾値以上から閾値未満となったときに電源零クロス信号の立下りエッジを検出する（Ｓ３１）。時間計測部２１が電源零クロス信号の立下りエッジを検出した場合はステップＳ３２へ進み、一方、立下りエッジを検出しない場合はステップＳ４０へ進む。

時間計測部２１は、電源零クロス信号の立下りエッジを検出すると、その時点までに計測したエッジ間時間、即ち交流電源１の交流電圧の１周期毎のエッジ間時間を記憶部２２に保存する（Ｓ３２）。具体的には、記憶部２２は時間計測部２１が計測したエッジ間時間を２^M （Ｍ≧０）個記憶する容量を有しているため、時間計測部２１は記憶部２２における番地（例えばアドレスＸ）の小さい順に、計測したエッジ間時間を順次に保存する。アドレスＸは、１〜２^M の範囲の値を示すものとする。

なお、アドレスＸは、時間計測部２１自身が保持していてもよく、又は記憶部２２に保持させ、時間計測部２１がエッジ間時間を記憶する際に参照するようにしてもよい。また、記憶部２２における番地１〜２^M 全てに初期値として、予め電源周波数が５０［Ｈｚ］付近のときは２０［ｍｓ］の周期を、又は電源周波数が６０［Ｈｚ］付近のときは１６．６７［ｍｓ］の周期を記憶させておいて、交流電源１の周波数に対応したエリアにエッジ間時間を保存するようにしてもよい。これ以外の初期値を記憶させる場合には、後述する電源周期演算によるエッジ間時間の平均値の算出が複雑になる。さらに、本実施の形態においては、後述する理由により、記憶部２２に記憶するエッジ間時間の個数は２^M （Ｍ≧０）個としているが、これに限定されるものではなく、Ｎ（Ｎ≧１）個としてもよい。

時間計測部２１は、計測したエッジ間時間を記憶部２２に保存したときには、電源零クロス信号の立下りエッジ間の計測時間をクリアし（Ｓ３３）、再び時間の計測を開始し（Ｓ３４）、アドレスＸをインクリメントする（Ｓ３５）。なお、本実施の形態における時間計測部２１は、電源零クロス信号の立下りエッジを検出しているが、これに限定されるものではなく、電源零クロス信号の立上りエッジを検出するようにしてもよい。

その後、時間計測部２１は、アドレスＸが２^M 個を超過したか否かを判定し（Ｓ３６）、アドレスＸが２^M 個を超えていたときにはアドレスＸを１にセットする（Ｓ３７）。これによって、記憶部２２にエッジ間時間が２^M 個分保存されている場合には、一番古いエッジ間時間、即ち一番小さい番地に保存されているエッジ間時間から順次に最新のエッジ間時間が更新されることになる。また、時間計測部２１は、アドレスＸが２^M 個以下のときにはステップＳ３８へ進む。

電源周期演算部２３は、記憶部２２に保存された２^M （Ｍ≧０）個のエッジ間時間を読み込んで、例えば、その２^M （Ｍ≧０）個のエッジ間時間の平均値を算出し、交流電圧の周期Ｔとする（Ｓ３８）。このとき、エッジ間時間の平均値を算出する演算は、２^M （Ｍ≧０）個の和を右にＭ桁ビットシフトするだけでよいので、Ｎ（Ｎ≧１）個の和をＮ（Ｎ≧１）で除算する演算より演算負荷が小さくなる。

角周波数演算部２４は、電源周期演算部２３によって算出された交流電圧の周期Ｔに基づいて交流電源１の交流電圧の角周波数ωを算出する（Ｓ３９）。具体的には、２×π÷Ｔの式を用いて角周波数ωを算出する。電源位相演算部２５は、角周波数演算部２４によって算出された角周波数ωと時間計測部２１により計測された時間計測値を乗算（ω×時間計測値）して交流電源１の交流電圧の位相θを求める（Ｓ４０）。

次に、図４を用いて電流指令値Ｉｓの算出について説明する。
図４は実施の形態の交流直流変換装置におけるＰＩ制御部の動作を示すフローチャートである。
ＰＩ制御部２６は、直流電圧指令値が入力されると、その直流電圧指令値と直流電圧検出回路１０により検出された直流電圧との差ΔＶを算出する（Ｓ５１）。その直流電圧指令値は、負荷８の状態に応じて演算された値を用いてもよいし、予め制御回路２０に設定された値を用いるようにしてもよい。ＰＩ制御部２６は、差分のΔＶを算出すると、ΔＶと比例制御ゲインＫｐとの積により、電流指令値の比例項Ｉｐを求める（Ｓ５２）。

次いで、ＰＩ制御部２６は、電流指令値の積分項Ｉｉを求めるために、例えば、以下のように積分演算を行う。積分制御ゲインＫｉとΔＶの積と、電流指令値の積分項Ｉｉの前回の演算値との和より、電流指令値の積分項Ｉｉを求める（Ｓ５３）。演算結果は、電流指令値の積分項Ｉｉ＝Ｋｉ（ΔＶ１＋ΔＶ２＋ … … ＋ΔＶｎ）となる。その後、ＰＩ制御部２６は、先の算出した比例項Ｉｐと積分項Ｉｉを加算して電流指令値Ｉｓを求める（Ｓ５４）。

次に、図５を用いてコンバータ電圧Ｖｃの算出について説明する。
図５は実施の形態の交流直流変換装置におけるコンバータ電圧演算部の動作を示すフローチャートである。
コンバータ電圧演算部２７は、電源電圧検出回路９により検出された交流電源１の交流電圧Ｖ１と、ＰＩ制御部２６により算出された電流指令値Ｉｓと、角周波数演算部２４により算出された角周波数ωの各値を下記に示す式に代入して、交流電源１の電圧位相からのコンバータ電圧Ｖｃの遅れ位相Φを求める（Ｓ６１）。なお、コンバータ電圧演算部２７は、角周波数ωを固定値ではなく、角周波数演算部２４により算出される角周波数ωを用いている。
φ＝ｔａｎ^-1 （ω・Ｌ・Ｉｓ／Ｖ１）
（Ｌ：リアクター２のインダクタンス値）

次いで、コンバータ電圧演算部２７は、コンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ２を、電源電圧検出回路９により検出された交流電圧Ｖ１と、ＰＩ制御部２６により算出された電流指令値Ｉｓと、角周波数演算部２４により算出された角周波数ωの各値を下記に示す式に代入して、コンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ２を算出する（Ｓ６２）。
Ｖ２＝｛Ｖ１２＋（ω・Ｌ・Ｉｓ）２｝^1/2
（Ｌ：リアクター２のインダクタンス値）

その後、コンバータ電圧演算部２７は、先に算出された遅れ位相φ及び振幅Ｖ２と電源位相演算部２５により算出された交流電圧の位相θの各値を下記に示す式に代入して、コンバータ電圧Ｖｃを算出する（Ｓ６３）。
Ｖｃ＝Ｖ２・ｓｉｎ（θ−φ）

次に、駆動信号生成部２８の動作について説明する。
駆動信号生成部２８は、コンバータ電圧演算部２７により算出されたコンバータ電圧Ｖｃが入力されると、そのコンバータ電圧Ｖｃに基づいて第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５を動作させる駆動信号を生成し、第１のスイッチ駆動回路１２と第２のスイッチ駆動回路１３とに出力する。駆動信号は、例えばユニポーラ変調方式によって生成されている。なお、ユニポーラ変調方式に代えて、バイポーラ変調、ダイポーラ変調、ノコギリ波変調などの何れかの変調方式であってもよく、コンバータ電圧Ｖｃが２つのスイッチ手段４、５にバランス良く分配されるようにする。

第１のスイッチ駆動回路１２と第２のスイッチ駆動回路１３は、駆動信号生成部２８により生成された駆動信号に基づいて、第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５を駆動する。第１のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段５のオン・オフ動作により、交流電源１から交流電圧と同相の正弦波状の交流電流が整流回路３に入力する。

ここで、本実施の形態の交流直流変換装置に入力される交流電流について図６乃至図９を用いて説明する。
図６は実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定通りで、電源周波数が４９．５［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図、図７は実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定通りで、電源周波数が５０．５［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図、図８は実施の形態の交流直流変換装置において、クロック周波数が想定よりも高く、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図、図９は実施の形態に係る交流直流変換装置において、クロック周波数が想定よりも低く、電源周波数が５０［Ｈｚ］のときの交流電源の交流電圧及び電流の相関を示す波形図である。

前述した図からも明らかなように、電源周波数が変動した場合でも、クロック周波数が変動した場合でも、交流電源１から流れる交流電流は交流電源１の交流電圧の位相と同位相の正弦波状となっていることがわかる。

クロック周波数が変動した場合にも、電源周波数が変動した場合と同様の効果が得られるのは、マイコン内で電源周波数を５０［Ｈｚ］／６０［Ｈｚ］からずれて認識しても、交流電源１の交流電圧の位相θを精確に検出できるためである。例えば、電源周波数が５０［Ｈｚ］で、発振子やＰＬＬ回路のバラツキにより、クロック周波数がｋ倍（ｋ＞０）となっている場合、時間計測部２１が立下がりエッジから計測している時間は実際の時間ｔ［ｓ］に対してｋ×ｔ［ｓ］である。また、同様に交流電圧の周期Ｔが０．０２０［ｓ］に対して電源周期演算部２３がｋ×２０［ｓ］と算出するため、実際の角周波数が２×π÷０．０２０［ｒａｄ／ｓ］であるのに対し、角周波数演算部２４は２×π÷（ｋ×０．０２０）と算出する。交流電圧の位相θは角周波数ωと時間計測部２１の計測中の時間ｔとの積で求められるので、計算すると実際の位相θは、
θ＝ω×ｔ＝（２×π÷０．０２０）×ｔ= １００×π×ｔ
であるのに対し、電源位相演算部２５により算出される位相θは、
θ＝ω×（ｋ×ｔ）＝｛２×π÷（ｋ×０．０２０）｝×（ｋ×ｔ）= １００×π×ｔ
であり、実際の交流電源１の交流電圧の位相θと同じ値を算出することになる。

以上のように実施の形態によれば、制御回路２０をマイコンで構成し、電源位相演算部２５を、交流電源１の交流電圧の片方の零点を電源位相の０度として、その交流電圧の零点からの経過時間をマイコンの時間計測機能が計測し、角周波数ωとマイコンの時間計測機能の計測中の時間との積から交流電圧の位相θを求める構成とした場合でも、交流電源１の交流電圧の周期Ｔを、交流電源１の交流電圧の零点間の時間を計測してその平均値によって算出する。次いで、その周期Ｔに基づいて交流電源１の交流電圧の角周波数ωを求めるとともに、交流電源１の交流電圧の位相θを算出するようにしている。そのため、交流電源１の周波数が変動しても、その交流電圧の位相θを精度良く検出することができ、交流電源１の交流電流を交流電源１の交流電圧の位相θと同位相の正弦波状の波形に制御できる。これにより、高調波電流を抑制でき、かつ交流電源１の力率の低下を抑えることができる。

また、発振子、発振回路やＰＬＬ回路のバラツキによってクロック周波数がずれたことにより、算出した交流電源１の交流電圧の周期Ｔが実際の交流電源１の周期とずれたとしても、算出した周期Ｔに基づいて第１のスイッチ手段と第２のスイッチ手段をオン・オフさせる駆動信号を生成するようにしている。これにより、クロック周波数のずれの影響を無くすことができ、高調波電流を抑制でき、かつ交流電源１の力率の低下を抑えることができる。

なお、本実施の形態においては、エッジ間時間の平均値を交流電源１の交流電圧の周期Ｔとしているが、これに限定されるものではなく、エッジ間時間そのものを交流電圧の周期Ｔとしてもよい。その場合、エッジ間時間の平均値の算出を行わないので、時間計測部２１により計測されたエッジ間時間を記憶部２２に記憶させず、そのエッジ間時間を交流電圧の周期Ｔとして直接、角周波数演算部２４に出力する。これにより、記憶部２２及び電源周期演算部２３が不要となり、制御回路２０の構成を簡素化できる。

また、時間計測部２１は、エッジ間時間を計測するようにしたが、これに限定されるものではない。例えば、時間計測部２１によって、立上りエッジから次の立下りエッジまでの時間、あるいは立下りエッジから次の立上りエッジまでの時間（以下、「半エッジ間時間」という）を計測するようにしてもよい。その場合、記憶部２２は、エッジ間時間を記憶する代わりに、複数の半エッジ間時間を記憶し、電源周期演算部２３は、記憶部２２に保存された複数の半エッジ間時間の平均値を算出して交流電圧の半周期とし、その半周期を基に交流電圧の周期Ｔを算出する。

本実施の形態においては、交流直流変換装置のみについて説明したが、モーター駆動装置の一構成部品として適用してもよい。そのモーター駆動装置は、前述の交流直流変換装置と、交流直流変換装置からの直流電圧を交流電圧に変換し、出力側に接続されたモーターを駆動させるインバーターとで構成される。この場合も、高調波電流を抑制でき、かつ交流電源１の力率の低下を抑えることができ、効率良くモーターを駆動させることができる。

また、実施の形態の交流直流変換装置を有するモーター駆動装置を空気調和機に適用して、室内機のファンモーターの駆動、室外機のファンモーターや圧縮機モーターを駆動するようにしてもよい。また、そのモーター駆動装置を冷蔵庫に適用して、圧縮機モーターや庫内のファンモーターを駆動するようにしてもよい。さらに、モーター駆動装置をヒートポンプ式給湯機に適用して、そのポンプモーターなどを駆動するようにしてもよいし、洗濯機や掃除機に適用して、モーターを駆動するようにしてもよい。このような場合でも高調波電流を抑制でき、かつ交流電源１の力率の低下を抑えることができ、効率良くモーターを駆動させることができる。

１ 交流電源、２ リアクター、３ 整流回路、４ 第１のスイッチ手段、５ 第２のスイッチ手段、６ 第１のコンデンサー、７ 第２のコンデンサー、８ 負荷、９ 電源電圧検出回路、１０ 直流電圧検出回路、１１ 零点検出回路、１２ 第１のスイッチ駆動回路、１３ 第２のスイッチ駆動回路、２０ 制御回路、２１ 時間計測部、２２ 記憶部、２３ 電源周期演算部、２４ 角周波数演算部、２５ 電源位相演算部、２６ ＰＩ制御部、２７ コンバータ電圧演算部、２８ 駆動信号生成部。

Claims (12)

1. 交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流手段と、
   該整流手段の入力側に接続されたリアクターと、
   前記整流手段の出力端子間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサーと、
   前記整流手段の一方の入力端子と前記第１及び第２のコンデンサーの接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、
   前記整流手段の他方の入力端子と前記接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、
   交流電源の両端間の交流電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記整流手段の出力端子間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   交流電源の交流電圧の零点を検出する零点検出手段と、
   前記第１及び第２のスイッチ手段をオン・オフするための駆動信号を生成する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、
   前記零点検出手段により検出された零点間の時間に基づいて交流電圧の周期を算出する電源周期演算手段と、
   該電源周期演算手段により算出された周期に基づいて交流電圧の角周波数を算出する角周波数演算手段と、
   前記零点間の時間と前記角周波数に基づいて交流電圧の位相を算出する電源位相演算手段と、
   前記位相、前記角周波数、前記電源電圧検出手段により検出された交流電圧、及び前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧を基に前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と
   を備えたことを特徴とする交流直流変換装置。
2. 前記電源周期演算手段は、前記零点検出手段により検出された零点間の時間毎に交流電圧の周期を算出し、かつ、算出した周期の平均値を算出して交流電圧の周期とすることを特徴とする請求項１記載の交流直流変換装置。
3. 前記零点検出手段は、前記零点を検出したとき、該零点を検出する前の出力レベルがＬｏｗのときには立上りエッジでＨｉに反転し、前記出力レベルがＨｉのときには立下りエッジでＬｏｗに反転する電源零クロス信号を出力し、
   前記制御手段は、
   前記電源零クロス信号の前記立上りエッジあるいは前記立下りエッジの何れか一方のエッジ間の時間を計測する時間計測手段を備え、
   前記電源周期演算手段は、前記時間計測手段により計測された前記エッジ間の時間に基づいて交流電圧の周期を算出し、
   前記角周波数演算手段は、前記電源周期演算手段により算出された周期に基づいて交流電圧の角周波数を算出し、
   前記電源位相演算手段は、前記時間計測手段の計測中の時間と前記角周波数に基づいて交流電圧の位相を算出することを特徴とする請求項１記載の交流直流変換装置。
4. 前記制御手段は、
   前記時間計測手段によって計測された複数のエッジ間の時間を記憶する記憶手段を備え、
   前記電源周期演算手段は、前記記憶手段に保存された複数のエッジ間の時間の平均値を算出し、該平均値を交流電圧の周期として算出し、
   前記角周波数演算手段は、前記電源周期演算手段により求められた交流電圧の周期に基づいて交流電圧の角周波数を算出することを特徴とする請求項３記載の交流直流変換装置。
5. 前記記憶手段は、前記時間計測手段によって計測された前記エッジ間の時間を２^M （Ｍ≧０）個記憶し、
   前記電源周期演算手段は、前記記憶手段に保存された２^M 個のエッジ間の時間の平均値を算出して交流電圧の周期として求めることを特徴とする請求項４記載の交流直流変換装置。
6. 前記時間計測手段は、エッジ間時間を計測する代わりに、前記立上りエッジから次の立下りエッジまでの半エッジ間の時間、あるいは前記立下りエッジから次の立上りエッジまでの半エッジ間の時間を計測し、
   前記記憶手段は、前記エッジ間の時間を記憶する代わりに、複数の半エッジ間の時間を記憶し、
   前記電源周期演算手段は、前記記憶手段に保存された複数の半エッジ間の時間の平均値を算出して交流電圧の半周期とし、該半周期を基に交流電圧の周期を求めることを特徴とする請求項４記載の交流直流変換装置。
7. 請求項１乃至請求項６の何れかに記載の交流直流変換装置と、
   該交流直流変換装置からの直流電圧を交流電圧に変換し、出力側に接続されたモーターを駆動させるインバーターと
   を備えたことを特徴とするモーター駆動装置。
8. 請求項７記載のモーター駆動装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。
9. 請求項７記載のモーター駆動装置を搭載したことを特徴とする冷蔵庫。
10. 請求項７記載のモーター駆動装置を搭載したことを特徴とするヒートポンプ式給湯機。
11. 請求項７記載のモーター駆動装置を搭載したことを特徴とする洗濯機。
12. 請求項７記載のモーター駆動装置を搭載したことを特徴とする掃除機。

Images