JP2012059097A - Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same - Google Patents
Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012059097A JP2012059097A JP2010202695A JP2010202695A JP2012059097A JP 2012059097 A JP2012059097 A JP 2012059097A JP 2010202695 A JP2010202695 A JP 2010202695A JP 2010202695 A JP2010202695 A JP 2010202695A JP 2012059097 A JP2012059097 A JP 2012059097A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reference voltage
- resistor
- voltage
- circuit
- generation circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
Description
本発明は、基準電圧発生回路及びそれを用いた電源装置に関するものである。 The present invention relates to a reference voltage generation circuit and a power supply device using the reference voltage generation circuit.
例えば定電圧発生回路(ボルテージレギュレータ回路)等の電源装置は、電源電圧によらず一定の出力電圧を発生させるために基準電圧発生回路が必要となる。つまり電源電圧VDDが変動しても、その出力電圧変動を基準電圧と比較し、ドライバトランジスターをエラーアンプで制御することで出力電圧を一定に保っている。 For example, a power supply device such as a constant voltage generation circuit (voltage regulator circuit) requires a reference voltage generation circuit to generate a constant output voltage regardless of the power supply voltage. That is, even if the power supply voltage VDD fluctuates, the output voltage fluctuation is compared with the reference voltage, and the driver transistor is controlled by the error amplifier, so that the output voltage is kept constant.
一般的に用いられる基準電圧発生回路として、エンハンスメント型MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)とデプレッション型MOSFETを備え、デプレッション型MOSFETを電流源として用いたED型基準電圧発生回路がある(例えば特許文献1,2,3を参照。)。 As a commonly used reference voltage generation circuit, there is an ED type reference voltage generation circuit including an enhancement type MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and a depletion type MOSFET, and using the depletion type MOSFET as a current source (for example, Patent Documents) See 1, 2, 3).
ED型基準電圧発生回路が出力する基準電圧は、MOSFETの温度特性に起因して変動してしまうため、エンハンスメント型MOSFETとデプレッション型MOSFETのチャネルサイズ比(L/W)を変更することによって、各MOSFETの利得係数(β=μ・Cox・(W/L))の温度特性を調整し、基準電圧が温度によらず一定になるようにしている。 Since the reference voltage output from the ED type reference voltage generation circuit varies due to the temperature characteristics of the MOSFET, each channel size ratio (L / W) between the enhancement type MOSFET and the depletion type MOSFET can be changed. The temperature characteristic of the gain coefficient (β = μ · Cox · (W / L)) of the MOSFET is adjusted so that the reference voltage is constant regardless of the temperature.
しかし、上記手法では、異なる種類(エンハンスメント型とデプレッション型)のMOSFETの製造上のバラツキにより、調整できる範囲が限られており、必ずしも基準電圧の温度依存性をゼロにすることはできなかった。 However, in the above method, the adjustable range is limited due to manufacturing variations of different types (enhancement type and depletion type) MOSFETs, and the temperature dependence of the reference voltage cannot always be made zero.
本発明の目的は、温度依存性をもたない基準電圧を発生させることができる基準電圧発生回路及びそれを用いた電源装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a reference voltage generation circuit capable of generating a reference voltage having no temperature dependence and a power supply device using the reference voltage generation circuit.
本発明にかかる基準電圧発生回路は、SOI層膜厚のみが異なることで互いにしきい値電圧が異なる2つの完全空乏型SOI−MOSFETを備えている。
さらに、本発明の基準電圧発生回路は、各完全空乏型SOI−MOSFETについて、ソース及びボディを接地し、ゲート及びドレインを定電流源に接続し、上記ゲート及び上記ドレインをボルテージフォロア回路の入力端子に接続し、上記ボルテージフォロア回路の出力端子に第1抵抗と第2抵抗を直列に接続した回路を備えている。ここで、一方の上記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する上記ボルテージフォロア回路、上記第1抵抗及び上記第2抵抗は、他方の上記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する上記ボルテージフォロア回路、上記第1抵抗及び上記第2抵抗と同じ特性をもつ。
さらに、本発明の基準電圧発生回路は、しきい値電圧が高い方の上記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する上記第2抵抗の上記第1抵抗とは反対側の端子を接地し、かつ上記第1抵抗と上記第2抵抗の間の端子を差動増幅器の非反転入力端子に接続し、しきい値電圧が低い方の上記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する上記第2抵抗の上記第1抵抗とは反対側の端子を上記差動増幅器の出力端子に接続し、かつ上記第1抵抗と上記第2抵抗の間の端子を上記差動増幅器の反転入力端子に接続し、上記差動増幅器の出力電圧を基準電圧として出力する。
The reference voltage generating circuit according to the present invention includes two fully depleted SOI-MOSFETs having different threshold voltages from each other only in the SOI layer thickness.
Furthermore, the reference voltage generation circuit of the present invention is configured such that, for each fully depleted SOI-MOSFET, the source and body are grounded, the gate and drain are connected to a constant current source, and the gate and drain are connected to the input terminal of the voltage follower circuit. And a circuit in which a first resistor and a second resistor are connected in series to the output terminal of the voltage follower circuit. Here, the voltage follower circuit corresponding to one of the fully depleted SOI-MOSFETs, the first resistor, and the second resistor are the voltage follower circuit corresponding to the other fully depleted SOI-MOSFET, and the first resistor. 1 resistor and the second resistor have the same characteristics.
Further, the reference voltage generating circuit of the present invention grounds the terminal of the second resistor corresponding to the fully depleted SOI-MOSFET having a higher threshold voltage on the side opposite to the first resistor, and The terminal between the first resistor and the second resistor is connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier, and the second resistor corresponding to the fully depleted SOI-MOSFET having the lower threshold voltage is connected to the second resistor. A terminal opposite to one resistor is connected to the output terminal of the differential amplifier, and a terminal between the first resistor and the second resistor is connected to an inverting input terminal of the differential amplifier, The output voltage of the amplifier is output as a reference voltage.
完全空乏型SOI−MOSFETにおいては、BOX層があることで空乏層の拡がりが制限されるため、空乏層内の電荷量がSOI層膜厚に依存する。つまり、完全空乏型SOI−MOSFETのしきい値電圧は式(1)のように決定できる。 In a fully depleted SOI-MOSFET, since the spread of the depletion layer is limited due to the presence of the BOX layer, the amount of charge in the depletion layer depends on the thickness of the SOI layer. That is, the threshold voltage of the fully depleted SOI-MOSFET can be determined as shown in Equation (1).
式(1)で、φmsはゲート電極の仕事関数差、Qssはゲート酸化膜の界面順位、Coxはゲート酸化膜容量、2φFは強反転時の表面ポテンシャルの曲がり、qは電子の電荷量、Ndはチャネル領域の不純物濃度、tsはSOI層膜厚である。式(1)より、SOI層膜厚tsのみを変えることでしきい値電圧が変化することが分かる。このため、SOI層膜厚のみを変え、その他の製造工程を同じとすることで得られるMOSFETのしきい値電圧差を検出することで、温度依存性を排除することができる。 In equation (1), φms is the work function difference of the gate electrode, Qss is the interface state of the gate oxide film, Cox is the gate oxide film capacitance, 2φF is the curvature of the surface potential during strong inversion, q is the charge amount of electrons, Nd Is the impurity concentration of the channel region, and ts is the thickness of the SOI layer. From equation (1), it can be seen that the threshold voltage changes only by changing the SOI layer thickness ts. For this reason, it is possible to eliminate the temperature dependence by detecting the threshold voltage difference of the MOSFET obtained by changing only the SOI layer thickness and making the other manufacturing processes the same.
本発明の基準電圧発生回路において、上記第1抵抗と上記第2抵抗は同じ抵抗値をもつようにすれば、2つの完全空乏型SOI−MOSFETのしきい値電圧差(ΔVth)を基準電圧として出力することができる。ただし、第1抵抗の抵抗値R1と第2抵抗の抵抗値R2は互いに異なっていてもよい。この場合、出力される基準電圧Vrefは、Vref=(R2/R1)(Vth1−Vth2)になる。 In the reference voltage generating circuit of the present invention, if the first resistor and the second resistor have the same resistance value, the threshold voltage difference (ΔVth) between the two fully depleted SOI-MOSFETs is used as a reference voltage. Can be output. However, the resistance value R1 of the first resistor and the resistance value R2 of the second resistor may be different from each other. In this case, the output reference voltage Vref is Vref = (R2 / R1) (Vth1-Vth2).
本発明にかかる電源装置の一態様は、入力電圧を分割して分割電圧を供給するための分割抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、上記分割抵抗回路からの分割電圧と上記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較するための比較回路をもつ電圧検出回路を備えた電源装置であって、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているものである。 One aspect of a power supply device according to the present invention includes a divided resistor circuit for dividing an input voltage and supplying a divided voltage, a reference voltage generating circuit for supplying a reference voltage, and a divided voltage from the divided resistor circuit And a voltage detection circuit having a comparison circuit for comparing a reference voltage from the reference voltage generation circuit, the reference voltage generation circuit including the reference voltage generation circuit of the present invention. is there.
本発明にかかる電源装置の他の態様は、入力電圧の出力を制御する出力ドライバと、出力電圧を分割して分割電圧を供給するための分割抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、上記分割抵抗回路からの分割電圧と上記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較し、比較結果に応じて上記出力ドライバの動作を制御するための比較回路をもつ定電圧発生回路を備えた電源装置であって、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているものである。 Another aspect of the power supply device according to the present invention includes an output driver that controls output of an input voltage, a divided resistor circuit that divides the output voltage and supplies a divided voltage, and a reference voltage that supplies a reference voltage And a constant voltage generation circuit having a comparison circuit for comparing the divided voltage from the division resistance circuit with the reference voltage from the reference voltage generation circuit and controlling the operation of the output driver according to the comparison result. A power supply device provided with the reference voltage generation circuit of the present invention as the reference voltage generation circuit.
本発明にかかる電源装置のさらに他の態様は、基準電圧発生回路からの基準電圧に基づいて動作する発振回路からの発振出力に基づく内臓スイッチの切替え動作によりコンデンサに電荷を充放電させることで電流を流すチャージポンプ方式のDC/DCコンバータを備えた電源装置であって、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているものである。 Still another aspect of the power supply device according to the present invention is to charge and discharge a capacitor by charging and discharging a capacitor by switching operation of a built-in switch based on an oscillation output from an oscillation circuit that operates based on a reference voltage from a reference voltage generation circuit. Is a power supply device including a charge pump type DC / DC converter that supplies the reference voltage generation circuit of the present invention as the reference voltage generation circuit.
本発明の基準電圧発生回路は、SOI層膜厚のみが異なることで互いにしきい値電圧が異なる2つの完全空乏型SOI−MOSFETのしきい値電圧差に応じた電圧を基準電圧として出力するので、温度依存性をもたない基準電圧を発生させることができる。 Since the reference voltage generating circuit of the present invention outputs a voltage corresponding to the threshold voltage difference between two fully depleted SOI-MOSFETs having different threshold voltages only by the difference in the SOI layer thickness, as a reference voltage. A reference voltage having no temperature dependence can be generated.
本発明の基準電圧発生回路において、第1抵抗と第2抵抗は同じ抵抗値をもつようにすれば、2つの完全空乏型SOI−MOSFETのしきい値電圧差(ΔVth)を基準電圧として出力することができる。 In the reference voltage generating circuit of the present invention, if the first resistor and the second resistor have the same resistance value, the threshold voltage difference (ΔVth) between the two fully depleted SOI-MOSFETs is output as the reference voltage. be able to.
本発明にかかる電源装置の一態様では、分割抵抗回路と、基準電圧発生回路と、分割電圧と基準電圧を比較するための比較回路をもつ電圧検出回路を備えた電源装置において、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、温度変化に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、電圧検出能力の安定化及び精度の向上を図ることができる。 In one aspect of the power supply apparatus according to the present invention, in the power supply apparatus including a divided resistor circuit, a reference voltage generation circuit, and a voltage detection circuit having a comparison circuit for comparing the divided voltage and the reference voltage, the reference voltage generation is performed. Since the reference voltage generation circuit of the present invention is provided as a circuit, the voltage detection capability is stabilized and the accuracy is improved by the reference voltage generation circuit of the present invention in which the fluctuation of the reference voltage is small with respect to a temperature change. be able to.
本発明にかかる電源装置の他の態様では、出力ドライバと、分割抵抗回路と、基準電圧発生回路と、分割電圧と基準電圧を比較して比較結果に応じて上記出力ドライバの動作を制御するための比較回路をもつ定電圧発生回路を備えた電源装置において、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、温度変化に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、出力電圧の安定化及び精度の向上を図ることができる。 In another aspect of the power supply device according to the present invention, the output driver, the divided resistor circuit, the reference voltage generating circuit, and the divided voltage and the reference voltage are compared to control the operation of the output driver according to the comparison result. In the power supply apparatus having the constant voltage generation circuit having the comparison circuit, the reference voltage generation circuit of the present invention is provided as the reference voltage generation circuit. The reference voltage generating circuit of the invention can stabilize the output voltage and improve the accuracy.
本発明にかかる電源装置のさらに他の態様は、基準電圧発生回路からの基準電圧に基づいて動作する発振回路からの発振出力に基づく内臓スイッチの切替え動作によりコンデンサに電荷を充放電させることで電流を流すチャージポンプ方式のDC/DCコンバータを備えた電源装置において、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、温度変化に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、出力電圧の安定化及び精度の向上を図ることができる。 Still another aspect of the power supply device according to the present invention is to charge and discharge a capacitor by charging and discharging a capacitor by switching operation of a built-in switch based on an oscillation output from an oscillation circuit that operates based on a reference voltage from a reference voltage generation circuit. In the power supply device including the charge pump type DC / DC converter that supplies the reference voltage, the reference voltage generation circuit of the present invention is provided as the reference voltage generation circuit, so that the fluctuation of the reference voltage is small with respect to the temperature change. The reference voltage generation circuit of the present invention can stabilize the output voltage and improve the accuracy.
図1は、基準電圧発生回路の一実施例を説明するための回路図である。
SOI層膜厚のみが異なることで互いにしきい値電圧が異なる2つの完全空乏型SOI−NチャネルMOSFETMN1,MN2(以下、トランジスタMN1,MN2と称す。)が設けられている。トランジスタMN1のSOI層膜厚はトランジスタMN2のSOI層膜厚よりも厚く形成されている。トランジスタMN1のしきい値電圧Vth1は、トランジスタMN2のしきい値電圧Vth2よりも高い。この実施例では、トランジスタMN1,MN2について、基板バイアス効果によるしきい値電圧変動をなくすためにソース接地とした。また、SOI基板の支持基板は接地されている。
FIG. 1 is a circuit diagram for explaining one embodiment of a reference voltage generating circuit.
Two fully depleted SOI-N channel MOSFETs MN1 and MN2 (hereinafter referred to as transistors MN1 and MN2) having different threshold voltages from each other only by the thickness of the SOI layer are provided. The film thickness of the SOI layer of the transistor MN1 is larger than the film thickness of the SOI layer of the transistor MN2. The threshold voltage Vth1 of the transistor MN1 is higher than the threshold voltage Vth2 of the transistor MN2. In this embodiment, the transistors MN1 and MN2 are grounded to eliminate threshold voltage fluctuations due to the substrate bias effect. The support substrate of the SOI substrate is grounded.
トランジスタMN1について、ソース及びボディが接地され、ゲート及びドレインが定電流源CCS1に接続され、かつゲート及びドレインがボルテージフォロア回路Amp1−1の入力端子に接続されている。ボルテージフォロア回路Amp1−1の出力端子に第1抵抗R1−1と第2抵抗R2−1が直列に接続されている。 For the transistor MN1, the source and body are grounded, the gate and drain are connected to the constant current source CCS1, and the gate and drain are connected to the input terminal of the voltage follower circuit Amp1-1. A first resistor R1-1 and a second resistor R2-1 are connected in series to the output terminal of the voltage follower circuit Amp1-1.
トランジスタMN2について、ソース及びボディが接地され、ゲート及びドレインが定電流源CCS2に接続され、かつゲート及びドレインがボルテージフォロア回路Amp1−2の入力端子に接続されている。ボルテージフォロア回路Amp1−2の出力端子に第1抵抗R1−2と第2抵抗R2−2が直列に接続されている。 As for the transistor MN2, the source and body are grounded, the gate and drain are connected to the constant current source CCS2, and the gate and drain are connected to the input terminals of the voltage follower circuit Amp1-2. A first resistor R1-2 and a second resistor R2-2 are connected in series to the output terminal of the voltage follower circuit Amp1-2.
ボルテージフォロア回路Amp1−1と1−2は同じ特性をもつ。第1抵抗R1−1とR1−2は同じ特性をもつ。第2抵抗R2−1とR2−2は同じ特性をもつ。定電流源CCS1,CCS2には電源電圧VDDが供給される。定電流源CCS1,CCS2は例えばデプレッション型トランジスタによって構成される。 The voltage follower circuits Amp1-1 and 1-2 have the same characteristics. The first resistors R1-1 and R1-2 have the same characteristics. The second resistors R2-1 and R2-2 have the same characteristics. The constant current sources CCS1 and CCS2 are supplied with the power supply voltage VDD. The constant current sources CCS1 and CCS2 are composed of depletion type transistors, for example.
第2抵抗R2−1の第1抵抗R1−1とは反対側の端子は接地されている。第1抵抗R1−1と第2抵抗R2−1の間の端子は差動増幅器Amp2の非反転入力端子(+)に接続しされている。
第2抵抗R2−2の第1抵抗R1−2とは反対側の端子は差動増幅器Amp2の出力端子に接続されている。第1抵抗R1−2と第2抵抗R2−2の間の端子は差動増幅器のAmp2の反転入力端子(−)に接続されている。
A terminal of the second resistor R2-1 opposite to the first resistor R1-1 is grounded. A terminal between the first resistor R1-1 and the second resistor R2-1 is connected to the non-inverting input terminal (+) of the differential amplifier Amp2.
The terminal of the second resistor R2-2 opposite to the first resistor R1-2 is connected to the output terminal of the differential amplifier Amp2. A terminal between the first resistor R1-2 and the second resistor R2-2 is connected to an inverting input terminal (−) of Amp2 of the differential amplifier.
この実施例の基準電圧発生回路は、差動増幅器Amp2の出力電圧を基準電圧Vrefとして出力する。
この実施例において、トランジスタMN1,MN2以外の各MOSトランジスタは完全空乏型で動作しても部分空乏型で動作してもよい。
The reference voltage generation circuit of this embodiment outputs the output voltage of the differential amplifier Amp2 as the reference voltage Vref.
In this embodiment, each MOS transistor other than the transistors MN1 and MN2 may operate in a fully depleted type or a partially depleted type.
トランジスタMN1のゲートとドレインが短絡され、ドレインと電源電圧VDDの間に設けられ定電流源CCS1から定電流が流されることで、トランジスタMN1のゲートとソースの間にトランジスタMN1のしきい値電圧Vth1が発生する。この出力電圧がボルテージフォロワ回路Amp1−1に入力されると、ボルテージフォロワ回路Amp1はしきい値電圧Vth1を出力する。
トランジスタMN2についても同様にして、ボルテージフォロワ回路Amp1−2からトランジスタMN2のしきい値電圧Vth2が出力される。
The gate and drain of the transistor MN1 are short-circuited, and a constant current is supplied from the constant current source CCS1 provided between the drain and the power supply voltage VDD, whereby the threshold voltage Vth1 of the transistor MN1 is connected between the gate and source of the transistor MN1. Will occur. When this output voltage is input to the voltage follower circuit Amp1-1, the voltage follower circuit Amp1 outputs a threshold voltage Vth1.
Similarly, the threshold voltage Vth2 of the transistor MN2 is output from the voltage follower circuit Amp1-2 for the transistor MN2.
ボルテージフォロワ回路Amp1の出力は、第1抵抗R1−1と第2抵抗R2−1で分圧されて、差動増幅器Amp2の非反転入力端子(+)に入力される。ボルテージフォロワ回路Amp1−2の出力は、第1抵抗R1−2と第2抵抗R2−2で分圧されて、差動増幅器Amp2の反転入力端子(−)に入力される。差動増幅器Amp3は2つの入力端子が同電位になるように動作するため、抵抗R1−1、R2−1間の電圧と抵抗R1−2、R2−2間の電圧が等しくなるような電圧を出力する。すなわち、差動増幅器Amp2には電流が流れ込まないため、第1抵抗R1−1,R1−2に流れる電流はそのまま第2抵抗R2−1,R2−2に流れる。第1抵抗R1−1,R1−2の抵抗値R1と第2抵抗R2−1,R2−2の抵抗値R2を同じ抵抗値に設定すれば、差動増幅器Amp2の反転入力端子(−)に接続された第1抵抗R1−2にVth2−Vth1/2だけの電圧がかかり、それに応じた電流が流れる。その電流はそのまま第2抵抗R2−2へ流れるため、差動増幅器Amp2の出力端子にはさらにVth1/2の電圧からVth2−Vth1/2の電圧分だけ降圧された、トランジスタMN1とMN2のしきい値電圧差分の電圧(Vth1−Vth2=ΔVth)が発生する。 The output of the voltage follower circuit Amp1 is divided by the first resistor R1-1 and the second resistor R2-1 and input to the non-inverting input terminal (+) of the differential amplifier Amp2. The output of the voltage follower circuit Amp1-2 is divided by the first resistor R1-2 and the second resistor R2-2 and input to the inverting input terminal (−) of the differential amplifier Amp2. Since the differential amplifier Amp3 operates so that the two input terminals have the same potential, the voltage between the resistors R1-1 and R2-1 and the voltage between the resistors R1-2 and R2-2 are equal. Output. That is, since no current flows into the differential amplifier Amp2, the current flowing through the first resistors R1-1 and R1-2 flows through the second resistors R2-1 and R2-2 as it is. If the resistance value R1 of the first resistors R1-1 and R1-2 and the resistance value R2 of the second resistors R2-1 and R2-2 are set to the same resistance value, the inverting input terminal (−) of the differential amplifier Amp2 is connected. A voltage corresponding to Vth2-Vth1 / 2 is applied to the connected first resistor R1-2, and a current corresponding thereto flows. Since the current flows to the second resistor R2-2 as it is, the threshold of the transistors MN1 and MN2 which is further stepped down from the voltage Vth1 / 2 by the voltage Vth2-Vth1 / 2 at the output terminal of the differential amplifier Amp2. A voltage of the value voltage difference (Vth1-Vth2 = ΔVth) is generated.
このとき、例えば、トランジスタMN1のSOI層膜厚を600Å(オングストローム)、トランジスタMN2のSOI層膜厚を400Åとすれば、しきい値電圧差ΔVthとして基準電圧0.1〜0.4V(ボルト)程度が得られる。この値は、トランジスタNM1,MN2のチャネル領域の不純物濃度を、トランジスタNM1,MN2が完全空乏型SOI−MOSFETとして動作する範囲で調整することで、0.1V〜0.4V程度まで変動する。これに対し、本発明の基準電圧発生回路は、しきい値電圧差ΔVthを検出しており、温度依存性は無いので、しきい値電圧差ΔVthをある値に設定しておけば温度変化や電源電圧の変動によらず常に一定の基準電圧Vrefを得ることができる。 At this time, for example, if the SOI layer thickness of the transistor MN1 is 600 Å and the SOI layer thickness of the transistor MN2 is 400 基準, the threshold voltage difference ΔVth is 0.1 to 0.4 V (volts). A degree is obtained. This value varies from about 0.1 V to about 0.4 V by adjusting the impurity concentration of the channel regions of the transistors NM1 and MN2 within a range in which the transistors NM1 and MN2 operate as fully depleted SOI-MOSFETs. On the other hand, the reference voltage generation circuit of the present invention detects the threshold voltage difference ΔVth and has no temperature dependence. Therefore, if the threshold voltage difference ΔVth is set to a certain value, A constant reference voltage Vref can always be obtained regardless of fluctuations in the power supply voltage.
図2は、式(1)に基づいて計算によって求めた、本発明の基準電圧発生回路で基準電圧0.37Vに設定したときの温度依存性を示す図である。左縦軸はしきい値電圧Vth1,Vth2(単位はV)、右縦軸はしきい値電圧差ΔVth(単位はV)、横軸は温度(単位はK(ケルビン))を示す。
トランジスタNM1,NM2のしきい値電圧Vth1,Vth2は、温度変化によって変動しているが、トランジスタNM1,NM2の温度特性は同じなので、しきい値電圧Vth1,Vth2は温度変化によって同じように変動する。これにより、しきい値電圧Vth1とVth2のしきい値電圧差ΔVthは温度変化によらずほぼ一定になり、温度変化で変動しない基準電圧Vrefが得られる。
FIG. 2 is a diagram showing the temperature dependency when the reference voltage generation circuit of the present invention is set to the reference voltage 0.37 V, which is obtained by calculation based on the equation (1). The left vertical axis indicates threshold voltages Vth1 and Vth2 (unit is V), the right vertical axis indicates threshold voltage difference ΔVth (unit is V), and the horizontal axis indicates temperature (unit is K (Kelvin)).
Although the threshold voltages Vth1 and Vth2 of the transistors NM1 and NM2 change due to temperature changes, the temperature characteristics of the transistors NM1 and NM2 are the same, so that the threshold voltages Vth1 and Vth2 change similarly according to temperature changes. . As a result, the threshold voltage difference ΔVth between the threshold voltages Vth1 and Vth2 becomes substantially constant regardless of the temperature change, and the reference voltage Vref that does not vary with the temperature change is obtained.
図3は、同一のSOI基板上でSOI層膜厚が互いに異なる領域を形成する工程の一例を説明するための概略的な工程断面図である。図3中のかっこ数字は以下に説明する工程(1)〜(4)に対応している。
(1)支持基板1上に、埋込み酸化膜2が3000Åの膜厚で形成され、さらにその上にP型SOI層3が700Åの膜厚で形成されたP型SOI基板を用いる。
FIG. 3 is a schematic process cross-sectional view for explaining an example of a process of forming regions having different SOI layer thicknesses on the same SOI substrate. The numbers in parentheses in FIG. 3 correspond to steps (1) to (4) described below.
(1) A P-type SOI substrate is used in which the buried
(2)熱酸化処理を施して、SOI層3の表面に膜厚が100Åのバッファ酸化膜4を形成する。CVD(chemical vapor deposition)方により、バッファ酸化膜4上に膜厚が300Åの窒化シリコン膜5を形成する。写真製版技術及びウェットエッチング技術により、SOI層3の膜厚をより薄く加工する領域の窒化シリコン膜5及びバッファ酸化膜4を除去する。ここでのエッチングはドライエッチングであってもよい。
(2) Thermal oxidation is performed to form a
(3)バッファ酸化膜4及び窒化シリコン膜5をマスクにして、例えば1000℃の条件でウェット酸化処理を施して、バッファ酸化膜4及び窒化シリコン膜5で覆われていない領域のSOI層3表面に膜厚が400Åの酸化シリコン膜6を形成する。このとき、SOI層3は垂直方向で表面から200Åの膜厚だけ酸化される。
(3) Using the
(4)ウェットエッチング技術により、窒化シリコン膜5、バッファ酸化膜4及び酸化シリコン膜6を全面除去する。これにより、SOI層膜厚が600Åの領域とSOI膜厚が400Åの領域を作り分けることができる。
その後は、通常のMOSFET製造方法と同様にMOSFETを作成することで、トランジスタMN1,MN2を作成することができる。
なお、同一のSOI基板上でSOI層膜厚が互いに異なる領域を形成する工程は図3を参照して説明した工程に限定されるものではない。例えば、ドライエッチング技術やウェットエッチング技術により、SOI層の一部の領域を薄膜化することにより、同一のSOI基板上でSOI層膜厚が互いに異なる領域を形成することも可能である。
(4) The entire surface of the
Thereafter, the transistors MN1 and MN2 can be formed by forming a MOSFET in the same manner as a normal MOSFET manufacturing method.
Note that the process of forming regions having different SOI layer thicknesses on the same SOI substrate is not limited to the process described with reference to FIG. For example, it is possible to form regions with different SOI layer thicknesses on the same SOI substrate by thinning a part of the SOI layer by dry etching technology or wet etching technology.
本発明の基準電圧発生回路は、例えば電源装置に適用することができる。以下に、本発明の基準電圧発生回路を備えた電源装置の実施例について説明する。ただし、本発明の基準電圧発生回路の用途は電源装置に限定されるものではない。 The reference voltage generation circuit of the present invention can be applied to, for example, a power supply device. Hereinafter, embodiments of the power supply device including the reference voltage generation circuit of the present invention will be described. However, the use of the reference voltage generation circuit of the present invention is not limited to the power supply device.
図4は定電圧発生回路を備えた電源装置の一実施例を示す回路図である。
直流電源7からの電源を負荷9に安定して供給すべく、定電圧発生回路11が設けられている。定電圧発生回路11は、直流電源7が接続される入力端子(Vbat)13、基準電圧発生回路(Vref)15、差動増幅器(比較回路)17、出力ドライバを構成するPチャネルMOSトランジスタ(以下、PMOSと略記する)19、分割抵抗素子R1,R2及び出力端子(Vout)21を備えている。基準電圧発生回路15として、本発明の基準電圧発生回路を備えている。
FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of a power supply device provided with a constant voltage generating circuit.
A constant
定電圧発生回路11の差動増幅器17では、出力端子がPMOS19のゲート電極に接続され、反転入力端子(−)に基準電圧発生回路15から基準電圧Vrefが印加され、非反転入力端子(+)に出力電圧Voutを抵抗素子R1とR2で分割した電圧が印加され、抵抗素子R1,R2の分割電圧が基準電圧Vrefに等しくなるように制御される。
この実施例では、基準電圧発生回路15として本発明の基準電圧発生回路を備えているので、プロセス変動や温度変化などの外的不安定要因に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、出力電圧の安定化及び精度の向上を図ることができる。
In the
In this embodiment, since the reference
図5は、電圧検出回路を備えた電源装置の一実施例を示す回路図である。
電圧検出回路23において、17は差動増幅器で、その反転入力端子(−)に基準電圧発生回路15が接続され、基準電圧Vrefが印加される。入力端子(Vsens)25から入力される測定すべき端子の電圧が分割抵抗素子R1とR2によって分割されて差動増幅器17の非反転入力端子(+)に入力される。差動増幅器17の出力は出力端子(Vout)27を介して外部に出力される。基準電圧発生回路15として、本発明の基準電圧発生回路を備えている。
FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of a power supply device provided with a voltage detection circuit.
In the
電圧検出回路23では、測定すべき端子の電圧が高く、分割抵抗素子R1とR2により分割された電圧が基準電圧Vrefよりも高いときは差動増幅器17の出力がHレベルを維持し、測定すべき端子の電圧が降下してきて分割抵抗素子R1とR2により分割された電圧が基準電圧Vref以下になってくると差動増幅器17の出力がLレベルになる。
この実施例では、基準電圧発生回路15として本発明の基準電圧発生回路を備えているので、プロセス変動や温度変化などの外的不安定要因に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、電圧検出能力の安定化及び精度の向上を図ることができる。
In the
In this embodiment, since the reference
図6は、反転型チャージポンプDC/DCコンバータを備えた電源装置の一実施例を示す回路図である。
回路には、入力端子(Vin)29、出力端子(Vout、反転出力)31、GND端子(GND)33、ポンプ容量正側端子(CP+)35とポンプ容量負側端子(CP−)37が設けられている。ポンプ容量正側端子35とポンプ容量負側端子37の間には、外付け部品のコンデンサ(図示は省略)が接続されている。
FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of a power supply device including an inverting charge pump DC / DC converter.
The circuit includes an input terminal (Vin) 29, an output terminal (Vout, inverted output) 31, a GND terminal (GND) 33, a pump capacity positive terminal (CP +) 35, and a pump capacity negative terminal (CP-) 37. It has been. An external component capacitor (not shown) is connected between the pump capacity
内部には、入力端子29とGND端子33の間に、順にPMOSトランジスタ39とNMOSトランジスタ41が設けられている。PMOSトランジスタ39とNMOSトランジスタ41の間にポンプ容量正側端子35が接続されている。NMOSトランジスタ41とGND端子33の間はGND電位43に接続されている。
GND電位43と出力端子31の間に、順にNMOSトランジスタ45,47が接続されている。NMOSトランジスタ45,47の間にポンプ容量負側端子37が接続されている。
Inside, a
基準電圧発生回路(Vref)49からの基準電圧に基づいて、入力端子29と同じ大きさの電圧(Vin電圧)及びGND端子33と同じ大きさの電圧(GND電圧)を交互に発振する発振回路(OSC)51が設けられている。基準電圧発生回路15として本発明の基準電圧発生回路を備えている。発振回路51の出力端子は、NMOSトランジスタ41,47のゲート電極に直接接続されており、NMOSトランジスタ45のゲート電極にインバータ53を介して接続されており、PMOSトランジスタ39のゲート電極にインバータ53及び55を介して接続されている。
An oscillation circuit that alternately oscillates a voltage (Vin voltage) having the same magnitude as that of the
この反転型チャージポンプDC/DCコンバータは、発振回路51を通して4つのトランジスタ39,41,45,47のゲート電極に電圧を与えてスイッチングさせ、ポンプ容量正側端子35とポンプ容量負側端子37の間に接続されたコンデンサを充放電させることにより電流を流し、出力端子31に入力電圧29の反転電圧が出力される仕組みになっている。
This inverting charge pump DC / DC converter applies a voltage to the gate electrodes of the four
発振回路51からGND電圧を発したとき、PMOSトランジスタ39とNMOSトランジスタ45がオンし、他の2つのNMOSトランジスタ41,47はオフになる。このとき、ポンプ容量正側端子35とポンプ容量負側端子37の間に接続されたコンデンサに電荷がたまる。
発振回路51からVin電圧が発せられると、PMOSトランジスタ39とNMOSトランジスタ45はオフになり、他の2つのNMOSトランジスタ41,47はオンする。このとき、電荷をためたコンデンサは放電するが、出力端子31がGND端子33よりも低い電位にされているので、入力電圧でたまった電荷とは反転電圧が出力端子31から出力される。
上記の動作が繰り返されることにより、入力電圧の反転電圧で電流が流れ続ける。
When the GND voltage is generated from the
When the Vin voltage is generated from the
By repeating the above operation, current continues to flow at the inverted voltage of the input voltage.
この実施例では、基準電圧発生回路15として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、プロセス変動や温度変化などの外的不安定要因に対して基準電圧の変動が小さい本発明の基準電圧発生回路により、出力電圧の安定化及び精度の向上を図ることができる。
In this embodiment, since the reference
以上、本発明の実施例を説明したが、本発明は実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲内で種々の変更が可能である。
例えば、上記実施例は完全空乏型SOI−MOSFETとしてNチャネルMOSトランジスタを用いているが、完全空乏型SOI−MOSFETはPチャネルMOSトランジスタであってもよい。
Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the embodiments, and various modifications can be made within the scope of the present invention described in the claims.
For example, although the above embodiment uses an N-channel MOS transistor as a fully depleted SOI-MOSFET, the fully-depleted SOI-MOSFET may be a P-channel MOS transistor.
本発明は、基準電圧発生回路及びそれを用いる電子回路に適用できる。 The present invention can be applied to a reference voltage generation circuit and an electronic circuit using the reference voltage generation circuit.
Amp1−1,1−2 ボルテージフォロワ回路
Amp2 差動増幅器
CCS1,CCS2 定電流源
MN1 トランジスタ(しきい値電圧が高い方の完全空乏型SOI−MOSFET)
MN2 トランジスタ(しきい値電圧が低い方の完全空乏型SOI−MOSFET)
R1−1,R1−2 第1抵抗
R2−1,R2−2 第2抵抗
Vref 基準電圧
Vth1 トランジスタMN1のしきい値電圧
Vth2 トランジスタMN2のしきい値電圧
ΔVth しきい値電圧Vth1とVth2のしきい値電圧差
7 直流電源
9 負荷
11 定電圧発生回路
13 入力端子
15 基準電圧発生回路
17 演算増幅器
19 PチャネルMOSトランジスタ
21 出力端子
23 電圧検出回路
25 入力端子
27 出力端子
29 入力端子
31 出力端子
33 GND端子
35 ポンプ容量正側端子
37 ポンプ容量負側端子
39 PMOSトランジスタ
41,45,47 NMOSトランジスタ
43 GND電位
49 基準電圧発生回路
51 発振回路
53,55 インバータ
Q1 NMOSデプレッショントランジスタ
Q2 NMOSエンハンスメントトランジスタ
Q3 PMOSエンハンスメントトランジスタ
Q4 PMOSデプレッショントランジスタ
R1,R2 分割抵抗素子
Amp1-1, 1-2 Voltage follower circuit Amp2 Differential amplifier CCS1, CCS2 Constant current source MN1 transistor (fully depleted SOI-MOSFET with higher threshold voltage)
MN2 transistor (fully depleted SOI-MOSFET with lower threshold voltage)
R1-1, R1-2 First resistor R2-1, R2-2 Second resistor Vref Reference voltage Vth1 Threshold voltage Vth2 of transistor MN1 Threshold voltage ΔVth of transistor MN2 Threshold of threshold voltages Vth1 and Vth2
Claims (5)
各完全空乏型SOI−MOSFETについて、ソース及びボディを接地し、ゲート及びドレインを定電流源に接続し、前記ゲート及び前記ドレインをボルテージフォロア回路の入力端子に接続し、前記ボルテージフォロア回路の出力端子に第1抵抗と第2抵抗を直列に接続し、
一方の前記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する前記ボルテージフォロア回路、前記第1抵抗及び前記第2抵抗は、他方の前記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する前記ボルテージフォロア回路、前記第1抵抗及び前記第2抵抗と同じ特性をもち、
しきい値電圧が高い方の前記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する前記第2抵抗の前記第1抵抗とは反対側の端子を接地し、かつ前記第1抵抗と前記第2抵抗の間の端子を差動増幅器の非反転入力端子に接続し、
しきい値電圧が低い方の前記完全空乏型SOI−MOSFETに対応する前記第2抵抗の前記第1抵抗とは反対側の端子を前記差動増幅器の出力端子に接続し、かつ前記第1抵抗と前記第2抵抗の間の端子を前記差動増幅器の反転入力端子に接続し、
前記差動増幅器の出力電圧を基準電圧として出力する基準電圧発生回路。 Two fully depleted SOI-MOSFETs having different threshold voltages from each other only by the SOI layer thickness are provided,
For each fully depleted SOI-MOSFET, the source and body are grounded, the gate and drain are connected to a constant current source, the gate and drain are connected to the input terminal of the voltage follower circuit, and the output terminal of the voltage follower circuit A first resistor and a second resistor are connected in series to
The voltage follower circuit corresponding to one of the fully depleted SOI-MOSFETs, the first resistor and the second resistor are the voltage follower circuit corresponding to the other fully depleted SOI-MOSFET, the first resistor and Having the same characteristics as the second resistor,
The terminal opposite to the first resistor of the second resistor corresponding to the fully depleted SOI-MOSFET having a higher threshold voltage is grounded, and between the first resistor and the second resistor. Connect the terminal to the non-inverting input terminal of the differential amplifier,
A terminal opposite to the first resistor of the second resistor corresponding to the fully depleted SOI-MOSFET having a lower threshold voltage is connected to an output terminal of the differential amplifier, and the first resistor And a terminal between the second resistor and the inverting input terminal of the differential amplifier,
A reference voltage generation circuit that outputs an output voltage of the differential amplifier as a reference voltage.
前記基準電圧発生回路として請求項1又は2に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とする電源装置。 A divided resistor circuit for dividing the input voltage to supply a divided voltage, a reference voltage generating circuit for supplying a reference voltage, a divided voltage from the divided resistor circuit, and a reference voltage from the reference voltage generating circuit In a power supply device equipped with a voltage detection circuit having a comparison circuit for comparison,
A power supply apparatus comprising the reference voltage generation circuit according to claim 1 as the reference voltage generation circuit.
前記基準電圧発生回路として請求項1又は2に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とする電源装置。 An output driver for controlling the output of the input voltage, a divided resistor circuit for dividing the output voltage and supplying a divided voltage, a reference voltage generating circuit for supplying a reference voltage, and a divided voltage from the divided resistor circuit In a power supply device comprising a constant voltage generation circuit having a comparison circuit for comparing the reference voltage from the reference voltage generation circuit and controlling the operation of the output driver according to the comparison result,
A power supply apparatus comprising the reference voltage generation circuit according to claim 1 as the reference voltage generation circuit.
前記基準電圧発生回路として請求項1又は2に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とする電源装置。 A charge pump type DC / DC converter is provided that allows current to flow by charging / discharging a capacitor by switching operation of a built-in switch based on an oscillation output from an oscillation circuit that operates based on a reference voltage from a reference voltage generation circuit. In power supply,
A power supply apparatus comprising the reference voltage generation circuit according to claim 1 as the reference voltage generation circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010202695A JP2012059097A (en) | 2010-09-10 | 2010-09-10 | Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010202695A JP2012059097A (en) | 2010-09-10 | 2010-09-10 | Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012059097A true JP2012059097A (en) | 2012-03-22 |
Family
ID=46056099
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010202695A Pending JP2012059097A (en) | 2010-09-10 | 2010-09-10 | Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2012059097A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103368385A (en) * | 2012-04-05 | 2013-10-23 | 三美电机株式会社 | Step-up circuit |
CN103425177A (en) * | 2012-05-25 | 2013-12-04 | 电子科技大学 | Reference current source |
CN110737299A (en) * | 2019-10-10 | 2020-01-31 | 华东光电集成器件研究所 | low-voltage variable constant current source device |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07106579A (en) * | 1993-10-08 | 1995-04-21 | Hitachi Ltd | Semiconductor device and its manufacture |
JP2005109364A (en) * | 2003-10-02 | 2005-04-21 | Ricoh Co Ltd | Semiconductor device |
JP2005134939A (en) * | 2003-10-06 | 2005-05-26 | Ricoh Co Ltd | Reference voltage generation circuit and power supply device using it |
JP2007187559A (en) * | 2006-01-13 | 2007-07-26 | Ricoh Co Ltd | Temperature detection circuit |
-
2010
- 2010-09-10 JP JP2010202695A patent/JP2012059097A/en active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07106579A (en) * | 1993-10-08 | 1995-04-21 | Hitachi Ltd | Semiconductor device and its manufacture |
JP2005109364A (en) * | 2003-10-02 | 2005-04-21 | Ricoh Co Ltd | Semiconductor device |
JP2005134939A (en) * | 2003-10-06 | 2005-05-26 | Ricoh Co Ltd | Reference voltage generation circuit and power supply device using it |
JP2007187559A (en) * | 2006-01-13 | 2007-07-26 | Ricoh Co Ltd | Temperature detection circuit |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103368385A (en) * | 2012-04-05 | 2013-10-23 | 三美电机株式会社 | Step-up circuit |
JP2013219879A (en) * | 2012-04-05 | 2013-10-24 | Mitsumi Electric Co Ltd | Booster circuit |
CN103368385B (en) * | 2012-04-05 | 2017-06-09 | 三美电机株式会社 | Booster circuit |
CN103425177A (en) * | 2012-05-25 | 2013-12-04 | 电子科技大学 | Reference current source |
CN103425177B (en) * | 2012-05-25 | 2016-02-10 | 电子科技大学 | A kind of reference current source |
CN110737299A (en) * | 2019-10-10 | 2020-01-31 | 华东光电集成器件研究所 | low-voltage variable constant current source device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI454032B (en) | Charging circuit | |
JP5446529B2 (en) | Low pass filter circuit, constant voltage circuit using the low pass filter circuit, and semiconductor device | |
US8026756B2 (en) | Bandgap voltage reference circuit | |
US8878599B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device and supply voltage supervisor | |
TW200919131A (en) | A method and charge-up circuit capable of adjusting charge-up current | |
US9213415B2 (en) | Reference voltage generator | |
TWI564690B (en) | Constant current circuit and reference voltage circuit | |
JP5930252B2 (en) | Pseudo resistance circuit and charge detection circuit | |
TW200941178A (en) | Constant current circuit | |
JP2011150526A (en) | Reference voltage generation circuit and integrated circuit incorporating the same | |
US7782123B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
JP4397211B2 (en) | Reference voltage generation circuit and power supply device using the same | |
JP2012059097A (en) | Reference voltage generation circuit, and power supply device using the same | |
JP2005191821A (en) | Comparator circuit and power supply circuit | |
JP2012004627A (en) | Current mirror circuit | |
JP2005109364A (en) | Semiconductor device | |
JP6270002B2 (en) | Pseudo resistance circuit and charge detection circuit | |
JP2001217692A (en) | Voltage comparing circuit and substrate bias adjusting circuit using the same | |
JP2013143446A (en) | Capacitive element, semiconductor device and electronic apparatus | |
TWI530089B (en) | Error amplifier | |
JPH1167931A (en) | Reference voltage generating circuit | |
EP2592521A2 (en) | Methods and circuits for providing stable current and voltage references based on currents flowing through ultra-thin dielectric layer components | |
CN113866486A (en) | Ultra-low power supply voltage detection circuit | |
JP5707634B2 (en) | Tunnel current circuit | |
JP5861909B2 (en) | Switched capacitor integrator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130813 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140415 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140416 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20140609 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20141216 |