JP2012058008A - Method for converting analog signal into digital signal - Google Patents
Method for converting analog signal into digital signal Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012058008A JP2012058008A JP2010199761A JP2010199761A JP2012058008A JP 2012058008 A JP2012058008 A JP 2012058008A JP 2010199761 A JP2010199761 A JP 2010199761A JP 2010199761 A JP2010199761 A JP 2010199761A JP 2012058008 A JP2012058008 A JP 2012058008A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sin
- signal
- sine wave
- omega
- counter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
Description
本発明は、アナログ信号のデジタル変換方法に関し、特に、負帰還制御系外に設けられていた減算器を排除し、負帰還制御系内に設けた加算器によって周波数変調信号(ωRt+φ)を得ることにより、カウンタからデジタル角度出力φを直接出力し、減算器の異常検出をしなくても負帰還制御系の異常検出によってカバーできるようにするための新規な改良に関する。 The present invention relates to a method for converting an analog signal into a digital signal, and in particular, eliminates a subtractor provided outside the negative feedback control system, and generates a frequency modulation signal (ω R t + φ) by an adder provided inside the negative feedback control system. The present invention relates to a novel improvement for directly outputting a digital angle output φ from a counter so that it can be covered by detecting an abnormality of a negative feedback control system without detecting an abnormality of a subtractor.
従来、用いられていたこの種のアナログ信号のデジタル変換方法としては、例えば、特許文献1に開示されているアナログ信号のデジタル変換方法を挙げることができる。
すなわち、図示していないが、レゾルバを含む閉ループの負帰還制御系外に減算器を設け、この減算器によって周波数変調信号(ωRt+φ)から位相基準(ωRt)を減算し、デジタル角度出力(φ)を出力させていた。
Conventionally used analog signal digital conversion methods of this type include the analog signal digital conversion method disclosed in Patent Document 1, for example.
That is, although not shown, a subtractor is provided outside the closed-loop negative feedback control system including the resolver, and the phase reference (ω R t) is subtracted from the frequency modulation signal (ω R t + φ) by this subtractor to obtain the digital angle Output (φ) was output.
従来のアナログ信号のデジタル変換方法は、以上のように構成されていたため、次のような課題が存在していた。
すなわち、前述の従来構成においては、負帰還制御系の外に設けられた減算器によって、位相基準(ωRt)分を減算してデジタル角度出力φを得るようにしていたため、負帰還制御系が正常であっても、減算器が故障してしまうと正常な角度出力が得られないことになっていた。
従って、デジタル角度出力φの異常を検出する際には、負帰還制御系の異常検出と、減算器自体の異常検出とを別々に行う必要があり、異常検出動作に時間及びコスト等を要していた。
Since the conventional analog signal digital conversion method is configured as described above, the following problems exist.
That is, in the above-described conventional configuration, the digital reference output (φ R t) is subtracted by the subtractor provided outside the negative feedback control system to obtain the digital angle output φ. Even if is normal, if the subtractor fails, a normal angle output cannot be obtained.
Therefore, when detecting an abnormality in the digital angle output φ, it is necessary to separately detect the abnormality of the negative feedback control system and the abnormality of the subtracter itself, and the abnormality detection operation requires time and cost. It was.
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、励磁信号源からの励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調された回転検出器からの第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を回転信号処理手段に入力し、前記回転信号処理手段の負帰還制御によりにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換する場合、前記励磁信号源を前記回転信号処理手段の前記負帰還制御から独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法において、前記回転信号処理手段は、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部と、発振部、第1カウンタ、及び第1擬似正弦波発生部を有し、前記発振部が出力する基準クロックに基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段と、同期検波部、ループ補償器、信号変換器、第2カウンタ、及び第2擬似正弦波発生部を有し、前記制御偏差演算部からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系と、を備え、前記第2カウンタと前記第2擬似正弦波発生部との間に設けた加算器により、前記第2カウンタからのデジタル角度出力(φ)と前記位相基準(ωRt)とを加算し、前記加算器で得られた前記周波数変調信号(ωRt+φ)を前記第2擬似正弦波発生部に入力し、前記第2カウンタから前記デジタル角度出力(φ)を直接出力する方法である。 Digital conversion method of the analog signal according to the present invention, first and second amplitude modulation signals sin [theta · sin from the rotation detector excitation signal sin .omega E t from the excitation signal source is amplitude-modulated by the input angle θ (ω E t −α), cos θ · sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means, and the input is performed by performing signal processing to make the control deviation ε zero by negative feedback control of the rotation signal processing means. when converting the angle θ to the digital angle output phi, said excitation signal source is independent from the negative feedback control of the rotation signal processing means, and any fixed frequency excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t In the digital signal conversion method, the rotation signal processing means includes the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α). A control deviation calculation unit that outputs the control deviation ε based on the first pseudo sine wave signals sinω R t, cos ω R t and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt, an oscillation unit, a first counter, and a first has a quasi-sine wave generating unit, the phase reference based on a reference clock oscillation unit outputs omega R t and the first quasi-sine wave signal sin .omega R t, and phase reference generation means for generating and cos .omega R t, A synchronous detection unit, a loop compensator, a signal converter, a second counter, and a second pseudo sine wave generation unit, based on the control deviation ε from the control deviation calculation unit and the frequency modulation signal ω R t + φ and the A negative feedback control system that generates the second pseudo sine wave signals sinωt and cosωt, and an adder provided between the second counter and the second pseudo sine wave generator, from the second counter. Desi Le angle output (phi) and the adds the phase reference (ω R t), and enter the adder obtained in the frequency-modulated signal (ω R t + φ) on the second pseudo sinusoid generator, wherein In this method, the digital angle output (φ) is directly output from the second counter.
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
すなわち、励磁信号源からの励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調された回転検出器からの第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を回転信号処理手段に入力し、前記回転信号処理手段の負帰還制御によりにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換する場合、前記励磁信号源を前記回転信号処理手段の前記負帰還制御系から独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法において、前記回転信号処理手段は、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部と、発振部、第1カウンタ、及び第1擬似正弦波発生部を有し、前記発振部が出力する基準クロックに基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段と、同期検波部、ループ補償器、信号変換器、第2カウンタ、及び第2擬似正弦波発生部を有し、前記制御偏差演算部からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系と、を備え、前記第2カウンタと前記第2擬似正弦波発生部との間に設けた加算器により、前記第2カウンタからのデジタル角度出力(φ)と前記位相基準(ωRt)とを加算し、前記加算器で得られた前記周波数変調信号(ωRt+φ)を前記第2擬似正弦波発生部に入力し、前記第2カウンタから前記デジタル角度出力(φ)を直接出力することにより、従来のように、負帰還制御系外の減算器を用いることなく、カウンタから、直接、デジタル角度出力を得ることができるため、従来のような減算器単体に対する異常検出をしなくても、負帰還制御系の異常検出によって全体の異常の有無を容易に判別することができる。
Since the analog signal-to-digital conversion method according to the present invention is configured as described above, the following effects can be obtained.
That is, the first and second amplitude modulation signals sin [theta · sin from the rotation detector excitation signal sin .omega E t from the excitation signal source is amplitude-modulated by the input angle θ (ω E t-α) , cosθ · sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means, and the input angle θ is converted into a digital angle output φ by performing signal processing that makes the control deviation ε zero by negative feedback control of the rotation signal processing means. to case, the made independent from the negative feedback control system of the rotation signal processing means for the excitation signal source, a digital conversion method of the analog signal to the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t any fixed frequency the rotation signal processing means, said first and second amplitude modulation signals sinθ · sin (ω E t- α), cosθ · sin (ω E t-α) and the first pseudo sine wave signal sin .omega R t, has osω R t and a second quasi-sine wave signal sin .omega.t, a control deviation computing unit for outputting the control deviation ε based on the cos .omega.t, oscillating unit, a first counter, and the first pseudo sinusoid generator, wherein wherein a phase reference omega R t based on the reference clock oscillation unit outputs the first quasi-sine wave signal sin .omega R t, and phase reference generation means for generating and cos .omega R t, the synchronous detector, the loop compensator, the signal conversion And a second counter and a second pseudo sine wave generator, and based on the control deviation ε from the control deviation calculator, the frequency modulation signal ω R t + φ and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt, A negative feedback control system for generating a digital angle output (φ) from the second counter and the phase by an adder provided between the second counter and the second pseudo sine wave generator. Standard (ω R t) is added, and the frequency modulation signal (ω R t + φ) obtained by the adder is input to the second pseudo sine wave generator, and the digital angle output (φ) is output from the second counter. By directly outputting, since the digital angle output can be obtained directly from the counter without using a subtracter outside the negative feedback control system as in the conventional case, the conventional abnormality detection for the subtractor alone can be performed. Even if not, it is possible to easily determine the presence or absence of the entire abnormality by detecting the abnormality of the negative feedback control system.
本発明は、負帰還制御系外に設けられていた減算器を排除し、負帰還制御系内に設けた加算器によって周波数変調信号(ωRt+φ)を得ることにより、カウンタからデジタル角度出力φを直接出力し、減算器の異常検出をしなくても負帰還制御系の異常検出によってカバーできるようにしたアナログ信号のデジタル変換方法を提供することを目的とする。 The present invention eliminates the subtractor provided outside the negative feedback control system, and obtains the frequency modulation signal (ω R t + φ) by the adder provided in the negative feedback control system, so that the digital angle output φ is output from the counter. It is an object of the present invention to provide a method for converting an analog signal into a digital signal, which can be directly covered by detecting an abnormality in a negative feedback control system without detecting an abnormality in a subtractor.
以下、図面と共に本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法の好適な実施の形態について説明する。
図1は、本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法を示すブロック図である。
図において、回転検出器1は、1相励磁/2相出力タイプの振幅変調方式のブラシレスレゾルバ(BRX,VRX)であり、この回転検出器1には、励磁信号源2からの励磁信号sinωEtが励磁信号増幅部2aを介して入力される。なお、説明の便宜上、励磁信号sinωEtの振幅は1とする。前記励磁信号源2は、後述する回転信号処理手段3の負帰還制御ループから独立して設けられており、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtは、任意の固定周波数に設定されている。この実施の形態では、回転検出器1としてレゾルバを用いているので、励磁周波数ωEtは、振幅変調信号の搬送波として利用できる程度に高く設定するが、回転検出器1として周知の磁気センサ等を用いる場合には、前記励磁周波数ωEtを零とすることも可能である。
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of an analog signal digital conversion method according to the invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a method for digitally converting an analog signal according to the present invention.
In the figure, the rotation detector 1 is a one-phase excitation / 2-phase output type amplitude modulation type brushless resolver (BRX, VRX). The rotation detector 1 includes an excitation signal sinω E from an excitation signal source 2. t is input via the excitation signal amplifier 2a. For convenience of explanation, the amplitude of the excitation signal sin .omega E t is 1. The excitation signal source 2 is provided independently of the negative feedback control loop of the rotation signal processing means 3 to be described later, the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t is set to any fixed frequency . In this embodiment, since a resolver is used as the rotation detector 1, the excitation frequency ω E t is set high enough to be used as a carrier wave of an amplitude modulation signal. When is used, the excitation frequency ω E t can be set to zero.
回転検出器1では、前記励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調される。すなわち、回転検出器1は、第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を出力する。但し、αは、回転検出器1自体及びセンサケーブル等により生じる位相ずれを示している。前記回転検出器1には、前記回転信号処理手段3が接続されており、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、この回転信号処理手段3に入力される。 In the rotation detector 1, the excitation signal sin ω E t is amplitude-modulated by the input angle θ. That is, the rotation detector 1 outputs the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α). Here, α indicates a phase shift caused by the rotation detector 1 itself, the sensor cable, and the like. The rotation detector 1 is connected to the rotation signal processing means 3, and the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α). Is input to the rotation signal processing means 3.
前記回転信号処理手段3は、制御偏差演算部4、位相基準生成手段5、及び負帰還制御系6により構成されている。前記制御偏差演算部4は、前記回転検出器1からの前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と、前記位相基準生成手段5からの第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと、前記負帰還制御系6からの第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを入力としており、これらの信号に基づいて制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]を出力する。この制御偏差εの生成については、後に詳しく説明する。
The rotation
前記位相基準生成手段5は、発振部50、第1カウンタ51、及び第1擬似正弦波発生部52により構成されている。前記発振部50は基準クロック50aを発振出力しており、前記第1カウンタ51は前記基準クロック50aをカウントし位相基準ωRtを出力する。換言すると、この位相基準ωRtは、基準クロック50aを元に前記第1カウンタ51にて分別され一定の変化率を有する周期関数となっている。前記第1擬似正弦波発生部52は、前記位相基準ωRtに基づいて前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtを出力する。なお、擬似正弦波信号とは、階段波状の周期関数信号である。
The phase reference generator 5 includes an
前記負帰還制御系6は、同期検波部60、ループ補償器61、信号変換器62、第2カウンタ63、及び第2擬似正弦波発生部64により構成されている。前記同期検波部60は、制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]の同期検波を行い、ループ補償器61は、負帰還制御系6により構成される負帰還制御ループ[位相ロックループ(Phase Locked Loop)]の安定かつ高速性を期すべくループ補償を行う。信号変換器62は、ループ補償された制御偏差εをデジタル信号に変換するものである。前記負帰還制御系6に設けられた第2カウンタ63と第2擬似正弦波発生部64との間には加算器20が設けられ、前記第1カウンタ51からの位相基準ωRtと前記第2カウンタ63からのデジタル角度出力φが前記加算器20で加算され、周波数変調信号ωRt+φがフィードバック信号として前記第2擬似正弦波発生部64に入力されている。
従って、前記加算器20は、前述の負帰還制御系6内に配置されていると共に、デジタル角度出力φは、従来のように負帰還制御系6外の減算器を用いることなく、前記第2カウンタ63から外部に直接出力することができる。
The negative feedback control system 6 includes a
Therefore, the
図2は、図1の制御偏差演算部4をより詳細に示す構成であり、図2では、擬似正弦波発生部をPSG(Pseud Sinusoid Generator)と略記している。図において、制御偏差演算部4は、第1〜第6乗算器40〜45と、加算器46と、第1及び第2演算器47,48と,励磁成分抽出部49とにより構成されている。
FIG. 2 shows the configuration of the control deviation calculation unit 4 of FIG. 1 in more detail. In FIG. 2, the pseudo sine wave generation unit is abbreviated as PSG (Pseud Sinusoid Generator). In the figure, the control deviation calculation unit 4 includes first to sixth multipliers 40 to 45, an adder 46, first and second calculators 47 and 48, and an excitation
まず、回転検出器1の出力であるぜ第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、前記第1〜第4乗算器40〜43に入力される。 First, ze is the output of the rotary detector 1 first and second amplitude modulation signals sinθ · sin (ω E t- α), cosθ · sin (ω E t-α) , the first to fourth multipliers 40-43.
第1乗算器40において、第1振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sinθ・sin(ωEt−α)×sinωt
=sinθ・sin(ωEt−α)・sinωt ・・・・(1)
In the first multiplier 40, the following analog operation is performed by which the first amplitude modulation signal sin θ · sin (ω E t−α) is multiplied by the second pseudo sine wave signal sin ωt from the second pseudo
sin θ · sin (ω E t−α) × sin ωt
= Sinθ · sin (ω E t−α) · sinωt (1)
同様に、第2乗算器41において、第2振幅変調信号cosθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cosθ・sin(ωEt−α)×sinωt
=cosθ・sin(ωEt−α)・sinωt ・・・・(2)
Similarly, the second multiplier 41 multiplies the second amplitude modulation signal cos θ · sin (ω E t−α) by the second pseudo sine wave signal sin ωt from the second pseudo
cos θ · sin (ω E t−α) × sin ωt
= Cos θ · sin (ω E t−α) · sin ωt (2)
同様に、第3乗算器42において、第1振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sinθ・sin(ωEt−α)×cosωt
=sinθ・sin(ωEt−α)・cosωt ・・・・(3)
Similarly, the third multiplier 42 multiplies the first amplitude modulation signal sin θ · sin (ω E t−α) by the second pseudo sine wave signal cos ωt from the second pseudo
sinθ · sin (ω E t−α) × cosωt
= Sin θ · sin (ω E t−α) · cos ωt (3)
同様に、第4乗算器43において、第2振幅変調信号cosθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cosθ・sin(ωEt−α)×cosωt
=cosθ・sin(ωEt−α)・cosωt ・・・・(4)
Similarly, the fourth multiplier 43 multiplies the second amplitude modulation signal cos θ · sin (ω E t−α) by the second pseudo sine wave signal cos ωt from the second pseudo
cos θ · sin (ω E t−α) × cos ωt
= Cos θ · sin (ω E t−α) · cos ωt (4)
次に、加算器46において、前記(1)式で示される第1乗算器40の出力と、前記(4)式で示される第4乗算器43の出力とが加算される下記のアナログ演算が実施される。
(1)式+(4)式=sinθ・sin(ωEt−α)・sinωt
+cosθ・sin(ωEt−α)・cosωt
=cos(ωt−θ)・sin(ωEt−α) ・・・・(5)
Next, the adder 46 adds the output of the first multiplier 40 expressed by the above equation (1) and the output of the fourth multiplier 43 expressed by the above equation (4) as follows: To be implemented.
Equation (1) + Equation (4) = sin θ · sin (ω E t−α) · sin ωt
+ Cos θ · sin (ω E t−α) · cos ωt
= Cos (ωt−θ) · sin (ω E t−α) (5)
同様に、第1減算器47において、前記(2)式で示される第2乗算器41の出力から、前記(3)式で示される第3乗算器42の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
(2)式−(3)式=cosθ・sin(ωEt−α)・sinωt
−sinθ・sin(ωEt−α)・cosωt
=sin(ωt−θ)・sin(ωEt−α) ・・・・(6)
Similarly, the first subtractor 47 subtracts the output of the third multiplier 42 expressed by the above equation (3) from the output of the second multiplier 41 expressed by the above equation (2) as follows. Is implemented.
Equation (2)-(3) = cos θ · sin (ω E t−α) · sin ωt
−sin θ · sin (ω E t−α) · cos ωt
= Sin (ωt−θ) · sin (ω E t−α) (6)
次に、第5乗算器44において、前記(5)式で示される加算器46の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号sinωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cos(ωt−θ)・sin(ωEt−α)×sinωRt
=cos(ωt−θ)・sinωRt・sin(ωEt−α) ・・・・(7)
Next, the fifth multiplier 44 multiplies the output of the adder 46 expressed by the above equation (5) and the first pseudo sine wave signal sinω R t from the first pseudo
cos (ωt−θ) · sin (ω E t−α) × sinω R t
= Cos (ωt−θ) · sinω R t · sin (ω E t−α) (7)
同様に、第6乗算器45において、前記(6)式で示される第1減算器47の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号cosωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sin(ωt−θ)・sin(ωEt−α)×cosωRt
=sin(ωt−θ)・cosωRt・sin(ωEt−α) ・・・・(8)
Similarly, the sixth multiplier 45 multiplies the output of the first subtractor 47 expressed by the above equation (6) and the first pseudo sine wave signal cosω R t from the first pseudo
sin (ωt−θ) · sin (ω E t−α) × cosω R t
= Sin (ωt−θ) · cosω R t · sin (ω E t−α) (8)
次に、第2演算器48において、前記(7)式で示される第5乗算器44の出力から、前記(8)式で示される第6乗算器45の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
(7)式−(8)式=cos(ωt−θ)・sinωRt・sin(ωEt−α)
−sin(ωt−θ)・cosωRt・sin(ωEt−α)
=sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)
=ε ・・・・・・・・・・(9)
Next, in the second computing unit 48, the following analog computation in which the output of the sixth multiplier 45 represented by the equation (8) is subtracted from the output of the fifth multiplier 44 represented by the equation (7). Is implemented.
Equation (7)-(8) = cos (ωt−θ) · sinω R t · sin (ω E t−α)
-Sin (ωt-θ) · cosω R t · sin (ω E t-α)
= Sin (θ−ωt + ω R t) · sin (ω E t−α)
= Ε (9)
すなわち、制御偏差演算部4において、上記(1)式〜(9)式で示されるアナログ信号処理が実施されて、前記回転検出器1の出力である前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]へと変換される。 That is, in the control deviation calculation unit 4, the analog signal processing expressed by the above formulas (1) to (9) is performed, and the first and second amplitude modulation signals sin θ ·· that are the outputs of the rotation detector 1. sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α) is converted into a control deviation ε [sin (θ−ωt + ω R t) · sin (ω E t−α)].
この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記制御偏差εが常に零となるように制御される。この制御偏差εは、同期検波部60に入力されて、励磁成分抽出部49からの励磁位相基準ωEt−αにより同期検波される。すなわち、制御偏差εは、励磁成分であるsin(ωEt−α)が絶対値化されて、下記の式のように変換される。
Ε=sin(θ−ωt+ωRt)・|sin(ωEt−α)| ・・・・(10)
The rotation signal processing means 3 of this embodiment is controlled so that the control deviation ε is always zero. This control deviation ε is input to the
Ε = sin (θ−ωt + ω R t) · | sin (ω E t−α) | (10)
ここで、励磁位相基準ωEt−αについて考察する。
励磁位相基準ωEt−αは、前記制御偏差εの包絡線(エンベロープ)/振幅成分sin(θ=ωt+ωRt)を同期検波部60にて正確に復調するための同期化基準信号となるものである。この励磁位相基準ωEt−αは、前記第1及び第2振幅変調信号が有する励磁信号sinωEtに対する位相ずれαを加味して、より正確に同期検波できるようにされたものである。
前記励磁成分抽出部49は、デジタル角度出力φを利用して、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωt−α)・cosθ・sin(ωt−α)から、いずれか振幅の大きい信号を選択し、この選択した信号から励磁位相基準ωEt−αを抽出する。
Here, the excitation phase reference ω E t-α will be considered.
The excitation phase reference ω E t-α serves as a synchronization reference signal for accurately demodulating the envelope (envelope) / amplitude component sin (θ = ωt + ω R t) of the control deviation ε by the
The excitation
なお、前記(10)式で示される同期検波後の制御偏差Εは、等価的に下式に示す信号とみなすことができる。
Ε≒sin(θ−ωt+ωRt) ・・・・・・(11)
前述したように、この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記(9)式で示される制御偏差εが常に零となるように制御される。制御偏差εは、等価的に前記(11)式で示される制御偏差Εに置き換えて考えることができるため、下記の式が成り立つ。
ε≒sin(θ−ωt+ωRt)=0 ・・・・・(12)
∴ ωt=θ+ωRt ・・・・・(13)
Note that the control deviation 同期 after the synchronous detection expressed by the equation (10) can be regarded as a signal equivalently expressed by the following equation.
Ε≈sin (θ−ωt + ω R t) (11)
As described above, the rotation signal processing means 3 according to this embodiment is controlled so that the control deviation ε expressed by the equation (9) is always zero. Since the control deviation ε can be considered by equivalently replacing it with the control deviation 示 shown by the equation (11), the following equation is established.
ε≈sin (θ−ωt + ω R t) = 0 (12)
∴ ωt = θ + ω R t (13)
次に、(11)式で示される同期検波後の制御偏差Εは、ループ補償器61に入力されて、ループ補償器61によりループ補償される。ここでは、ループ補償器61は、一般的なP1補償[P(比例)+1(積分)]を行う。一方で、前記制御偏差Εは、モニター信号として外部に出力されて、回転信号処理手段3の挙動を把握するために利用することも可能である。制御偏差Εをモニター信号として利用することで、異常検出や自己診断等のシステムのフェールセーフを実現できる。
Next, the control deviation 同期 after synchronous detection expressed by the equation (11) is input to the
ループ補償器61の出力は、信号変換器62に入力される。この信号変換器62として、パラレル絶対値出力(パラレルのデジタル出力)を出力するA/D変換器を用い、この信号変換器62からの出力62aが第2カウンタ63で処理されてデジタル角度出力φとして出力される。
The output of the
前記加算器20から出力される前記周波数変調信号ωt=ωRt+φは、パラレル信号であり、第2擬似正弦波発生部64によって、階段波状の擬似正弦波に変換されて、前記制御偏差演算部4に帰還される。すなわち、前記周波数変調信号ωt=ωRt+φが前記制御偏差演算部4に帰還されることで、一連の負帰還制御系6が構成されている。
The frequency modulation signal ωt = ω R t + φ output from the
この実施の形態の回転検出装置における最終出力は、アナログの前記入力角度θをデジタルに変換したデジタル角度出力φである。このデジタル角度出力φを得るには、前記第2カウンタ63から直接得ることができる。
The final output in the rotation detection device of this embodiment is a digital angle output φ obtained by converting the analog input angle θ into digital. The digital angle output φ can be obtained directly from the
前述したように、この位相基準ωRtは、発振部50で発振される基準クロックを元に第1カウンタ51にて分周されており、一定の変化率を有する周期関数となっている。この位相基準ωRtは、第1擬似正弦波発生部52にも入力されており、階段波状の第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtに変換される。この第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtは、前記第5及び第6乗算器44,45に入力されて、アナログ演算に利用される。
As described above, the phase reference ω R t is divided by the
なお、前記第1カウンタ51、前記第2カウンタ63、前記減算器、前記第1擬似正弦波発生部52、前記第2擬似正弦波発生部64、及び前記信号変換器62を少なくとも含むデジタル回路として、前記発振部50で生成される単一且つ同一の基準クロック50aによる同期化回路が用いられている。
As a digital circuit including at least the
従って、この実施の形態の回転検出装置は、励磁信号源2を回転信号処理手段3の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法が適用されている。 Accordingly, the rotation detecting device of this embodiment, the excitation signal source 2 is independent from the negative feedback control loop of the rotation signal processing means 3, the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t any fixed frequency An analog signal digital conversion method is applied.
また、前記回転信号処理手段3は、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部4と、発振部50、第1カウンタ51、及び第1擬似正弦波発生部52を有し、前記発振部50が出力する基準クロック50aに基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段5と、同期検波部60、ループ補償器61、信号変換器62、第2カウンタ63、及び第2擬似正弦波発生部64を有し、前記制御偏差演算部4からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系6とにより構成されている。
The rotation signal processing means 3 includes the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t-α), cos θ · sin (ω E t-α) and the first pseudo sine wave signal sin ω R t. , Cos ω R t and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt, a control deviation calculation unit 4 that outputs the control deviation ε, an
尚、本発明の要旨は次の通りである。
励磁信号源(2)からの励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調された回転検出器(1)からの第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を回転信号処理手段(3)に入力し、前記回転信号処理手段(3)の負帰還制御によりにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換する場合、
前記励磁信号源(2)を前記回転信号処理手段(3)の前記負帰還制御から独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法において、
前記回転信号処理手段(3)は、
前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部(4)と、発振部(50)、第1カウンタ(51)、及び第1擬似正弦波発生部(52)を有し、前記発振部(50)が出力する基準クロック(50a)に基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段(5)と、
同期検波部(60)、ループ補償器(61)、信号変換器(62)、第2カウンタ(63)、及び第2擬似正弦波発生部(64)を有し、前記制御偏差演算部(4)からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系(6)と、を備え、
前記第2カウンタ(63)と前記第2擬似正弦波発生部(64)との間に設けた加算器(20)により、前記第2カウンタ(63)からのデジタル角度出力(φ)と前記位相基準(ωRt)とを加算し、前記加算器(20)で得られた前記周波数変調信号(ωRt+φ)を前記第2擬似正弦波発生部(64)に入力し、前記第2カウンタ(63)から前記デジタル角度出力(φ)を直接出力するアナログ信号のデジタル変換方法である。
The gist of the present invention is as follows.
Excitation signal source first and second amplitude modulation signals sin [theta · sin from the rotation detector is amplitude modulated by the excitation signal sin .omega E t from (2) the input angle θ (1) (ω E t -α), cosθ Sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means (3), and signal processing is performed to make the control deviation ε zero by negative feedback control of the rotation signal processing means (3). When converting the input angle θ to the digital angle output φ,
Wherein said is independent from the negative feedback control of the rotation signal processing means excitation signal source (2) (3), the digital conversion of the analog signal to the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t any fixed frequency In the method
The rotation signal processing means (3)
The first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t-α), cos θ · sin (ω E t-α), the first pseudo sine wave signals sin ω R t, cos ω R t, and the second pseudo sine wave. A control deviation calculation unit (4) for outputting the control deviation ε based on the signals sinωt and cosωt, an oscillation unit (50), a first counter (51), and a first pseudo sine wave generation unit (52). and, the oscillating unit (50) on the basis of the output to the reference clock (50a) is phase reference omega R t and the first quasi-sine wave signal sin .omega R t, the phase reference generator means for generating and cos .omega R t (5) When,
A synchronous detector (60), a loop compensator (61), a signal converter (62), a second counter (63), and a second pseudo sine wave generator (64), and the control deviation calculator (4 A negative feedback control system (6) for generating a frequency modulation signal ω R t + φ and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt based on the control deviation ε from
An adder (20) provided between the second counter (63) and the second pseudo sine wave generator (64) is used to output the digital angle output (φ) and the phase from the second counter (63). A reference (ω R t) is added, and the frequency modulation signal (ω R t + φ) obtained by the adder (20) is input to the second pseudo sine wave generator (64), and the second counter (63) is a digital conversion method of an analog signal for directly outputting the digital angle output (φ).
1 回転検出器
2 励磁信号源
3 回転信号処理手段
4 制御偏差演算部
5 位相基準生成手段
6 負帰還制御系
20 加算器
49 励磁成分抽出部
50 発振部
50a 基準クロック
位相基準 ωRt
51 第1カウンタ
52 第1擬似正弦波発生部
60 同期検波部
61 ループ補償器
62 信号変換器
63 第2カウンタ
64 第2擬似正弦波発生部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Rotation detector 2
51
Claims (1)
前記励磁信号源(2)を前記回転信号処理手段(3)の前記負帰還制御から独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法において、
前記回転信号処理手段(3)は、
前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部(4)と、発振部(50)、第1カウンタ(51)、及び第1擬似正弦波発生部(52)を有し、前記発振部(50)が出力する基準クロック(50a)に基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段(5)と、
同期検波部(60)、ループ補償器(61)、信号変換器(62)、第2カウンタ(63)、及び第2擬似正弦波発生部(64)を有し、前記制御偏差演算部(4)からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系(6)と、を備え、
前記第2カウンタ(63)と前記第2擬似正弦波発生部(64)との間に設けた加算器(20)により、前記第2カウンタ(63)からのデジタル角度出力(φ)と前記位相基準(ωRt)とを加算し、前記加算器(20)で得られた前記周波数変調信号(ωRt+φ)を前記第2擬似正弦波発生部(64)に入力し、前記第2カウンタ(63)から前記デジタル角度出力(φ)を直接出力することを特徴とするアナログ信号のデジタル変換方法。 Excitation signal source first and second amplitude modulation signals sin [theta · sin from the rotation detector is amplitude modulated by the excitation signal sin .omega E t from (2) the input angle θ (1) (ω E t -α), cosθ Sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means (3), and signal processing is performed to make the control deviation ε zero by negative feedback control of the rotation signal processing means (3). When converting the input angle θ to the digital angle output φ,
Wherein said is independent from the negative feedback control of the rotation signal processing means excitation signal source (2) (3), the digital conversion of the analog signal to the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t any fixed frequency In the method
The rotation signal processing means (3)
The first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t-α), cos θ · sin (ω E t-α), the first pseudo sine wave signals sin ω R t, cos ω R t, and the second pseudo sine wave. A control deviation calculation unit (4) for outputting the control deviation ε based on the signals sinωt and cosωt, an oscillation unit (50), a first counter (51), and a first pseudo sine wave generation unit (52). and, the oscillating unit (50) on the basis of the output to the reference clock (50a) is phase reference omega R t and the first quasi-sine wave signal sin .omega R t, the phase reference generator means for generating and cos .omega R t (5) When,
A synchronous detector (60), a loop compensator (61), a signal converter (62), a second counter (63), and a second pseudo sine wave generator (64), and the control deviation calculator (4 A negative feedback control system (6) for generating a frequency modulation signal ω R t + φ and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt based on the control deviation ε from
An adder (20) provided between the second counter (63) and the second pseudo sine wave generator (64) is used to output the digital angle output (φ) and the phase from the second counter (63). A reference (ω R t) is added, and the frequency modulation signal (ω R t + φ) obtained by the adder (20) is input to the second pseudo sine wave generator (64), and the second counter A digital conversion method for an analog signal, wherein the digital angle output (φ) is directly output from (63).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010199761A JP2012058008A (en) | 2010-09-07 | 2010-09-07 | Method for converting analog signal into digital signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010199761A JP2012058008A (en) | 2010-09-07 | 2010-09-07 | Method for converting analog signal into digital signal |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012058008A true JP2012058008A (en) | 2012-03-22 |
Family
ID=46055300
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010199761A Pending JP2012058008A (en) | 2010-09-07 | 2010-09-07 | Method for converting analog signal into digital signal |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2012058008A (en) |
-
2010
- 2010-09-07 JP JP2010199761A patent/JP2012058008A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
WO2016139849A1 (en) | Resolver device | |
US20110090104A1 (en) | Digital converter for processing resolver signal | |
JPH08334306A (en) | Digital angle-detecting method | |
JP2009171813A (en) | Parallel operation inverter device | |
US6891492B1 (en) | Method of converting an analog signal into a digital signal | |
JP6961209B2 (en) | Digital conversion method for analog signals | |
JP2012058007A (en) | Method for converting analog signal into digital signal | |
JP6809707B2 (en) | How to convert an analog signal to a digital signal | |
JP2010151669A (en) | Physical quantity detection circuit and physical quantity sensor device | |
JP6909548B1 (en) | System frequency detector | |
JP2012058008A (en) | Method for converting analog signal into digital signal | |
KR101012740B1 (en) | Resolver digital converter and position detecting apparatus | |
JP5181123B2 (en) | Analog signal digital conversion method | |
JP5895680B2 (en) | Signal processing device | |
JP6732237B2 (en) | Method and apparatus for converting analog signals to digital signals | |
JP2008008739A (en) | Signal processing system, speed detection system, servomechanism | |
JP6909549B1 (en) | System frequency detector | |
JP5342982B2 (en) | Resolver digital converter | |
JP5662176B2 (en) | Angle detector | |
JP2010230439A (en) | Control circuit | |
JP2007215255A (en) | Motor controlling device | |
JP6283791B2 (en) | Method and apparatus for digital conversion of synchro signal | |
JP4763821B2 (en) | Angle correction circuit, RD converter, and angle detection device | |
JP2015117959A (en) | Digital conversion method and device of synchro signal | |
JP2002054948A (en) | Resolver conversion device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130515 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20131120 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20131210 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20140311 |