JP6809707B2

JP6809707B2 - How to convert an analog signal to a digital signal

Info

Publication number: JP6809707B2
Application number: JP2017001034A
Authority: JP
Inventors: 裕史丸山; 真一新井
Original assignee: Tamagawa Seiki Co Ltd
Current assignee: Tamagawa Seiki Co Ltd
Priority date: 2017-01-06
Filing date: 2017-01-06
Publication date: 2021-01-06
Anticipated expiration: 2037-01-06
Also published as: JP2018109596A

Description

この発明は、２相励磁２相出力かつ位相変調方式の回転検出器に関し、とくに回転検出に係るアナログ信号をディジタル信号に変換する方法に関する。 The present invention relates to a two-phase excitation two-phase output and phase modulation type rotation detector, and more particularly to a method of converting an analog signal related to rotation detection into a digital signal.

回転検出器の信号を処理して角度を出力する際に、２相の励磁信号を用いる技術が知られている。このような技術の例は、たとえば特許文献１の図３等に開示される。 A technique of using a two-phase excitation signal when processing a signal of a rotation detector and outputting an angle is known. Examples of such techniques are disclosed, for example, in FIG. 3 of Patent Document 1.

特開平１１−１１８５２１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 11-118521

しかしながら、従来の技術では、故障等により一部の信号が喪失した場合に、角度出力を継続することが困難であるという問題があった。たとえば特許文献１の構成では、２つの検出信号を加算して用いているので、いずれかが喪失した場合には角度出力の継続が困難になる。 However, the conventional technique has a problem that it is difficult to continue the angular output when a part of the signal is lost due to a failure or the like. For example, in the configuration of Patent Document 1, since two detection signals are added and used, it becomes difficult to continue the angular output if one of them is lost.

この発明はこのような問題点を解消するためになされたものであり、一部の信号が喪失した場合でも角度出力を継続することができる信号変換方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a signal conversion method capable of continuing angular output even when a part of a signal is lost.

この発明に係る方法は、
２相励磁２相出力かつ位相変調方式の回転検出に係るアナログ信号をディジタル信号に変換する方法であって、
前記方法は負帰還系を用いて実行され、
前記方法は、
各相の励磁信号に対して回転検出アナログ信号を振幅変調した振幅変調信号を重ね合わせて、第１相の位相変調信号および第２相の位相変調信号を生成するステップと、
第１相および第２相の各位相変調信号と、基準周波数を有する２相の基準信号とをそれぞれ乗算して、第１中間信号および第２中間信号を生成するステップと、
前記第１中間信号および前記第２中間信号の差分を表す制御偏差が０となるかまたは０に近づくように、ディジタル角度値を決定するステップと、
前記ディジタル角度値を、励磁信号の励磁周波数にフィードバックするステップと
を備える。
特定の態様によれば、前記ディジタル角度値をフィードバックする前記ステップは、前記ディジタル角度値を前記基準周波数に応じてオフセットするステップを含む。
特定の態様によれば、前記ディジタル角度値を決定する前記ステップは、
前記制御偏差に所定の制御則を適用して角速度信号を生成するステップと、
アキュムレータまたはカウンタを用いて前記角速度信号を累算することにより前記ディジタル角度値を取得するステップと、
を含む。
特定の態様によれば、
各相の励磁信号の位相が互いに９０°ずれているか、または、
各相の位相変調信号の位相が互いに９０°ずれているか、または、
各相の基準信号の位相が互いに９０°ずれている。
特定の態様によれば、
各相の励磁信号の位相が互いに９０°ずれており、
各相の位相変調信号の位相が互いに９０°ずれており、
各相の基準信号の位相が互いに９０°ずれており、
前記方法は、前記ディジタル角度値を出力するステップをさらに備え、
前記ディジタル角度値を出力する前記ステップは、いずれかの相の励磁信号が喪失した場合であっても、いずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても実行される。
特定の態様によれば、
所定の制御則が、前記制御偏差がディジタル信号化された後に適用され、
制御偏差のディジタル信号化は、Ａ／Ｄ、コンパレータまたはＶＣＯを用いて行われる。
特定の態様によれば、前記ディジタル角度値を決定する前記ステップは、
前記制御偏差に前記制御則を適用して制御信号を生成するステップと、
Ａ／Ｄまたはコンパレータを用いて、前記制御信号をディジタル信号化するステップと、
ディジタル信号化された前記制御信号をアキュムレータに入力するステップと
を含む。
特定の態様によれば、前記ディジタル角度値を決定する前記ステップは、
前記制御偏差に前記制御則を適用して制御信号を生成するステップと、
ＶＣＯを用いて、前記制御信号をディジタル信号化するステップと、
ディジタル信号化された前記制御信号をカウンタに入力するステップと
を含む。
特定の態様によれば、
前記制御偏差は、各相の位相変調信号がディジタル信号化された後に生成され、
各相の位相変調信号のディジタル信号化は、Ａ／Ｄを用いて行われる。
特定の態様によれば、各相の励磁信号は、電流アンプを用いて生成される。
特定の態様によれば、前記制御則は積分特性を有し、これによって、前記負帰還系は２型以上の制御系となる。 The method according to the present invention
Two-phase excitation A method of converting an analog signal related to two-phase output and phase modulation type rotation detection into a digital signal.
The method was performed using a negative feedback system and
The method is
A step of superimposing an amplitude modulation signal obtained by amplitude-modulating a rotation detection analog signal on an excitation signal of each phase to generate a phase modulation signal of the first phase and a phase modulation signal of the second phase.
A step of multiplying each phase-modulated signal of the first phase and the second phase with a reference signal of two phases having a reference frequency to generate a first intermediate signal and a second intermediate signal, respectively.
A step of determining the digital angle value so that the control deviation representing the difference between the first intermediate signal and the second intermediate signal becomes 0 or approaches 0.
It includes a step of feeding back the digital angle value to the excitation frequency of the excitation signal.
According to a particular aspect, the step of feeding back the digital angle value includes a step of offsetting the digital angle value according to the reference frequency.
According to a particular aspect, the step of determining the digital angle value is
A step of applying a predetermined control law to the control deviation to generate an angular velocity signal, and
The step of acquiring the digital angle value by accumulating the angular velocity signal using an accumulator or a counter, and
including.
According to a particular aspect
The excitation signals of each phase are 90 ° out of phase with each other, or
The phases of the phase-modulated signals of each phase are 90 ° out of phase with each other, or
The phases of the reference signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
According to a particular aspect
The phases of the excitation signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The phases of the phase-modulated signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The phases of the reference signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The method further comprises a step of outputting the digital angle value.
The step of outputting the digital angle value is executed regardless of whether the excitation signal of any phase is lost or the phase modulation signal of any phase is lost.
According to a particular aspect
Predetermined control rules are applied after the control deviation has been digitized.
Digital signaling of control deviations is performed using an A / D, comparator or VCO.
According to a particular aspect, the step of determining the digital angle value is
A step of applying the control law to the control deviation to generate a control signal,
The step of digitizing the control signal using an A / D or a comparator,
It includes a step of inputting the digitally converted control signal to the accumulator.
According to a particular aspect, the step of determining the digital angle value is
A step of applying the control law to the control deviation to generate a control signal,
The step of converting the control signal into a digital signal using the VCO,
The step includes inputting the digitally converted control signal to the counter.
According to a particular aspect
The control deviation is generated after the phase modulation signal of each phase is digitized.
Digitalization of the phase modulation signal of each phase is performed using A / D.
According to a particular aspect, the excitation signal for each phase is generated using a current amplifier.
According to a particular aspect, the control law has integral properties, which makes the negative feedback system a type 2 or higher control system.

この発明によれば、回転検出に係るアナログ信号に基づいてディジタル角度値を決定し、これを励磁周波数にフィードバックするので、一部の信号が喪失した場合でも角度出力を継続することができる。このため、回転検出器を扱うシステムの信頼性向上に貢献することができる。 According to the present invention, since the digital angle value is determined based on the analog signal related to the rotation detection and fed back to the excitation frequency, the angle output can be continued even if a part of the signal is lost. Therefore, it is possible to contribute to improving the reliability of the system that handles the rotation detector.

本発明の実施の形態１に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure which includes the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態３に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態５に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施の形態６に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 6 of this invention. 本発明の実施の形態７に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 7 of this invention. 本発明の実施の形態８に係る角度検出装置を含む構成の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the structure including the angle detection apparatus which concerns on Embodiment 8 of this invention.

以下、この発明の実施の形態を添付図面に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１に、本発明の実施の形態１に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。角度検出装置は、回転検出器１０および信号処理部２０を備え、本明細書に記載される方法を実行することにより、回転検出に係るアナログ信号をディジタル信号に変換することができる。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
Embodiment 1.
FIG. 1 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a first embodiment of the present invention. The angle detection device includes a rotation detector 10 and a signal processing unit 20, and can convert an analog signal related to rotation detection into a digital signal by executing the method described in the present specification.

信号処理部２０は励磁回路３１を備える。励磁回路３１は、２相の励磁信号を生成して出力する。励磁回路３１はたとえば電流アンプを用いて構成され、入力信号に応じた励磁電流を出力する。 The signal processing unit 20 includes an excitation circuit 31. The excitation circuit 31 generates and outputs a two-phase excitation signal. The exciting circuit 31 is configured by using, for example, a current amplifier, and outputs an exciting current according to an input signal.

回転検出器１０は２相励磁２相出力かつ位相変調方式の回転検出器である。回転検出器１０は、直交する２相の励磁信号が入力されると、励磁信号により発生した磁束を検出コイルにより検出し、回転角度θに応じた位相を持った２相の位相変調アナログ信号を出力する。この２相の位相変調アナログ信号は、たとえば、各相の励磁信号に対して回転角度θに応じて誘起された、２相の振幅変調信号の重ね合わせにより構成される。 The rotation detector 10 is a two-phase excitation two-phase output and phase modulation type rotation detector. When an orthogonal two-phase excitation signal is input, the rotation detector 10 detects the magnetic flux generated by the excitation signal with the detection coil, and generates a two-phase phase-modulated analog signal having a phase corresponding to the rotation angle θ. Output. The two-phase phase-modulated analog signal is composed, for example, by superimposing two-phase amplitude-modulated signals induced according to the rotation angle θ with respect to the excitation signals of each phase.

第１相の励磁信号をＥ_{Ｓ１−Ｓ３}＝Ｅ・ｓｉｎωｔと表し、第２相の励磁信号をＥ_{Ｓ２−Ｓ４}＝Ｅ・ｃｏｓωｔと表すと、第１相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}は、たとえば次のような重ね合わせにより構成することができる。まず、回転検出器１０は、第１相の励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔを回転角度θの余弦に対して振幅変調した振幅変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ（ただしＫは変圧比）と、第２相の励磁信号Ｅ・ｃｏｓωｔを回転角度θの正弦に対して振幅変調した振幅変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθとを生成する。次に、回転検出器１０は、これらの信号を重ね合わせることにより、第１相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}を生成する。 When the excitation signal of the first phase is expressed as E _S1-S3 = E · sinωt and the excitation signal of the second phase is expressed as E _S2-S4 = E · cosωt, the phase modulation analog signal ER1 _-R3 of the first phase is , For example, it can be configured by the following superposition. First, the rotation detector 10 includes an amplitude-modulated analog signal KE-sinωt-cosθ (where K is a transformation ratio) in which the first-phase excitation signal E-sinωt is amplitude-modulated with respect to the cosine at a rotation angle θ. An amplitude-modulated analog signal KE, cosωt, sinθ is generated by amplitude-modulating a two-phase excitation signal E.cosωt with respect to a sine with a rotation angle θ. Next, the rotation detector 10 superimposes these signals to generate a phase-modulated analog signal _ER1-R3 of the first phase.

具体的な重ね合わせ演算はたとえば減算であり、すなわち、
Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}＝Ｋ・（Ｅ_{Ｓ１−Ｓ３}・ｃｏｓθ−Ｅ_{Ｓ２−Ｓ４}・ｓｉｎθ）
＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ−Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ
＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ） …（式１） The specific superposition operation is, for example, subtraction, that is,
_ER1-R3 = K · ( _ES1-S3 · cosθ-E _S2-S4 · sinθ)
= K ・ E ・ sinωt ・ cosθ-K ・ E ・ cosωt ・ sinθ
= KE sin (ωt−θ)… (Equation 1)

同様に、第２相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}は、たとえば次のような重ね合わせにより構成することができる。まず、回転検出器１０は、第１相の励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔを回転角度θの正弦に対して振幅変調した振幅変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθと、第２相の励磁信号Ｅ・ｃｏｓωｔを回転角度θの余弦に対して振幅変調した振幅変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓθとを生成する。次に、回転検出器１０は、これらの信号を重ね合わせることにより、第２相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}を生成する。 Similarly, the phase-modulated analog signal _ER2-R4 of the second phase can be configured by, for example, the following superposition. First, the rotation detector 10 includes an amplitude-modulated analog signal KE / sinωt / sinθ obtained by amplitude-modulating the first-phase excitation signal E / sinωt with respect to a sine at a rotation angle θ, and a second-phase excitation signal E / sinω. An amplitude-modulated analog signal KE, cosωt, cosθ is generated by amplitude-modulating cosωt with respect to a cosine with a rotation angle θ. Next, the rotation detector 10 superimposes these signals to generate a phase-modulated analog signal _ER2-R4 of the second phase.

具体的な重ね合わせ演算はたとえば加算であり、すなわち、
Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}＝Ｋ・（Ｅ_{Ｓ１−Ｓ３}・ｓｉｎθ＋Ｅ_{Ｓ２−Ｓ４}・ｃｏｓθ）
＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ＋Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓθ
＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ） …（式２） The specific superposition operation is, for example, addition, that is,
_ER2-R4 = K · (ES1 _-S3 · sinθ + E _S2-S4 · cosθ)
= K ・ E ・ sinωt ・ sinθ + K ・ E ・ cosωt ・ cosθ
= KE cos (ωt−θ)… (Equation 2)

このように、回転検出器１０は、正常に動作している場合（たとえば、第１相の励磁信号および第２相の励磁信号のうちいずれも喪失していない場合）には、各相の励磁信号に対して振幅変調された振幅変調アナログ信号を重ね合わせて、第１相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}および第２相の位相変調アナログ信号Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}を生成する。 In this way, when the rotation detector 10 is operating normally (for example, when neither the first phase excitation signal nor the second phase excitation signal is lost), the excitation of each phase is performed. The amplitude-modulated analog signal is superposed on the signal to generate the first-phase phase-modulated analog signal _ER1-R3 and the second-phase phase-modulated analog signal _ER2-R4 .

信号処理部２０は、これら２相の位相変調アナログ信号に基づき、ディジタル信号として角度値φ（ディジタル角度値）を出力する。このために、信号処理部２０は、上述の励磁回路３１、基準信号発生部３２、Ａ／Ｄ（アナログ・ディジタル変換器）３３、制御則３４およびアキュムレータ３５を備える。励磁回路３１、Ａ／Ｄ３３、制御則３４およびアキュムレータ３５は、回転検出器１０と合わせて負帰還系を構成し、アナログ信号からディジタル信号への変換はこの負帰還系を用いて実行される。 The signal processing unit 20 outputs an angle value φ (digital angle value) as a digital signal based on these two-phase phase-modulated analog signals. For this purpose, the signal processing unit 20 includes the above-mentioned excitation circuit 31, a reference signal generation unit 32, an A / D (analog / digital converter) 33, a control rule 34, and an accumulator 35. The excitation circuit 31, A / D 33, control rule 34, and accumulator 35 form a negative feedback system together with the rotation detector 10, and conversion from an analog signal to a digital signal is performed using this negative feedback system.

基準信号発生部３２は、所定の基準周波数ω_Ｒに対応して時間基準を表す基準信号ω_Ｒｔと、この基準信号ω_Ｒｔの正弦および余弦を表す基準正弦信号ｓｉｎω_Ｒｔおよび基準余弦信号ｃｏｓω_Ｒｔとを生成する。なお、ω_Ｒは角速度を表すものであってもよいが、角速度と周波数とは一意に変換可能なので、本明細書においては角速度と周波数とをとくに区別せず扱う場合がある。基準信号ω_Ｒｔは、回転検出器１０を励磁する２相の励磁信号の励磁周波数の基準となる周波数としても用いられ、角度値φに基準信号ω_Ｒｔが加えられて励磁周波数にフィードバックされる。 The reference signal generation unit 32 includes a reference signal ω _R t that represents a time reference corresponding to a predetermined reference frequency ω _R , and a reference sine signal sin ω _R t and a reference cosine signal that represent the sine and cosine of the reference signal ω _R t. Generates cos ω _R t. Although ω _R may represent an angular velocity, since the angular velocity and the frequency can be uniquely converted, the angular velocity and the frequency may be treated without any particular distinction in the present specification. The reference signal ω _R t is also used as a reference frequency for the excitation frequency of the two-phase excitation signal that excites the rotation detector 10, and the reference signal ω _R t is added to the angle value φ and fed back to the excitation frequency. To.

信号処理部２０は、第１相および第２相の各位相変調信号と、基準周波数ω_Ｒを有する２相の基準信号とをそれぞれ乗算して、第１中間信号および第２中間信号を生成する。具体的には、第１相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）と、基準余弦信号ｃｏｓω_Ｒｔとを乗算し、第１中間信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｃｏｓω_Ｒｔを生成する。同様に、第２相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）と、基準正弦信号ｓｉｎω_Ｒｔとを乗算し、第２中間信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎω_Ｒｔを生成する。 The signal processing unit 20 multiplies each of the phase-modulated signals of the first phase and the second phase with the reference signal of the two phases having the reference frequency ω _R , respectively, to generate the first intermediate signal and the second intermediate signal. .. Specifically, the phase-modulated analog signal K · E · sin (ωt−θ) of the first phase is multiplied by the reference cosine signal cosω _R t, and the first intermediate signal K · E · sin (ωt−θ) is multiplied. -Generate cos ω _R t. Similarly, the phase-modulated analog signal K · E · cos (ωt−θ) of the second phase is multiplied by the reference sinusoidal signal sinω _R t, and the second intermediate signal K · E · cos (ωt−θ) · sinω Generate _R t.

減算器４１は、第１中間信号と第２中間信号との差分ε（すなわち、乗算出力の差分）を算出する。信号処理部２０は、負帰還制御において、差分εを制御偏差とし、この制御偏差が０となるか、または０に近づくように、角度値φを決定する。この差分εは次のように表される。
ε＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎω_Ｒｔ
−Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｃｏｓω_Ｒｔ
＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ω_Ｒｔ＋θ−ωｔ）
＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（θ−φ） …（式３）
この式から、負帰還制御系が正常に機能してε＝０となると、Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（θ−φ）＝０となり、すなわちφ＝θとなる。 The subtractor 41 calculates the difference ε (that is, the difference of the multiplication output) between the first intermediate signal and the second intermediate signal. In the negative feedback control, the signal processing unit 20 sets the difference ε as the control deviation, and determines the angle value φ so that the control deviation becomes 0 or approaches 0. This difference ε is expressed as follows.
ε = KE ・ cos (ωt−θ) ・ sinω _R t
-K, E, sin (ωt-θ), cosω _R t
= KE sin (ω _R t + θ-ω t)
= K ・ E ・ sin (θ−φ)… (Equation 3)
From this equation, when the negative feedback control system functions normally and ε = 0, KE sin (θ−φ) = 0, that is, φ = θ.

ここで、負帰還系（フィードバックループ）において、Ａ／Ｄ３３は、差分εをディジタル信号化する。制御則３４は、ディジタル信号化された差分εに対して適用され、制御信号を生成する。すなわち、本実施形態では、制御則３４は、差分εがディジタル信号化された後に適用される。本実施形態では、制御信号は角速度信号である。なお、制御則３４は、積分特性を有し、負帰還系の特性を改善するとともに安定性を確保するよう設計される。アキュムレータ３５は、角速度信号を累算し、角度値φを取得する。 Here, in the negative feedback system (feedback loop), the A / D 33 digitizes the difference ε. The control rule 34 is applied to the digitally signalized difference ε to generate a control signal. That is, in the present embodiment, the control rule 34 is applied after the difference ε is digitized. In this embodiment, the control signal is an angular velocity signal. The control rule 34 has an integral characteristic, and is designed to improve the characteristic of the negative feedback system and ensure stability. The accumulator 35 accumulates the angular velocity signals and acquires the angular value φ.

このように、制御則３４およびアキュムレータ３５が積分特性を有するので、負帰還系は２個の積分要素を含む２型の制御系となり、θ（ｔ）の変化率が０または一定である場合には定常誤差が抑制される。このため、たとえば回転検出器１０が高速回転する場合であっても、角度値φは定常誤差を生じることなく回転検出器１０の角度θに追従する。 In this way, since the control rule 34 and the accumulator 35 have integral characteristics, the negative feedback system becomes a type 2 control system including two integral elements, and when the rate of change of θ (t) is 0 or constant. Suppresses steady-state error. Therefore, for example, even when the rotation detector 10 rotates at high speed, the angle value φ follows the angle θ of the rotation detector 10 without causing a steady error.

なお、制御則３４およびアキュムレータ３５以外の積分要素を備えてもよいし（その場合には負帰還系は３型以上の制御系となる）、積分特性を有しない制御則を用いてもよい（その場合には負帰還系は１型の制御系となる場合がある）が、いずれの場合でも角度値φの出力は可能である。 Integral elements other than the control rule 34 and the accumulator 35 may be provided (in that case, the negative feedback system is a control system of type 3 or higher), or a control rule having no integral characteristic may be used (in that case, the control rule has no integral characteristic). In that case, the negative feedback system may be a type 1 control system), but in either case, the output of the angle value φ is possible.

このようにして、信号処理部２０は、回転検出器１０からのアナログ信号をディジタル角度出力に変換し、角度値φを生成する。信号処理部２０は、この角度値φを出力するとともに、回転検出器１０を励磁する２相の励磁信号の励磁周波数にフィードバックする。 In this way, the signal processing unit 20 converts the analog signal from the rotation detector 10 into a digital angle output and generates an angle value φ. The signal processing unit 20 outputs this angle value φ and feeds it back to the excitation frequency of the two-phase excitation signal that excites the rotation detector 10.

以上のようにして、本発明の実施の形態１に係る回転検出器１０および信号処理部２０は、回転検出に係るアナログ信号をディジタル信号に変換し、ディジタル信号として角度値φを出力する。 As described above, the rotation detector 10 and the signal processing unit 20 according to the first embodiment of the present invention convert the analog signal related to the rotation detection into a digital signal and output the angle value φ as the digital signal.

本実施形態では、加算器４２が、角度値φと、上述の基準信号ω_Ｒｔとの和を算出し、加算器４２の出力が、励磁回路３１の周波数信号ωｔ≒ω_Ｒｔ＋φとして、励磁回路３１の入力にフィードバックされる。すなわち、信号処理部２０は、角度値φを、基準周波数ω_Ｒに応じてオフセットしてフィードバックするということができる。このような構成によれば、加算器４２の故障を負帰還系の異常として検出することが可能となる。たとえば、差分ε≠０となった場合に負帰還系の異常が検出されたと判定する構成にしておけば、加算器４２の故障により差分ε≠０となった場合にもこれを検出することができるので、加算器４２の故障を検出するための特別な構成を別途設ける必要がない。 In the present embodiment, the adder 42 calculates the sum of the angle value φ and the above-mentioned reference signal ω _R t, and the output of the adder 42 is excited with the frequency signal ω t ≈ ω _R t + φ of the excitation circuit 31. It is fed back to the input of the circuit 31. That is, it can be said that the signal processing unit 20 offsets the angle value φ according to the reference frequency ω _R and feeds it back. According to such a configuration, the failure of the adder 42 can be detected as an abnormality of the negative feedback system. For example, if it is determined that an abnormality in the negative feedback system is detected when the difference ε ≠ 0, this can be detected even when the difference ε ≠ 0 due to a failure of the adder 42. Therefore, it is not necessary to separately provide a special configuration for detecting the failure of the adder 42.

回転検出器１０は巻線型の検出器であり、励磁電流により発生した磁束を検出コイルで検出することにより回転検出信号を得ている。また、回転検出器１０は位相変調方式の検出器であるため、入出力間の位相ずれはそのまま回転検出信号の角度ずれとして現れる。ここで、本実施形態では励磁回路３１は電流アンプを用いて構成されており、入力信号に応じた励磁電流を出力するので、励磁回路に入力されるフィードバック信号に対して温度変化の影響を抑制した回転検出位相を保つことが可能である。 The rotation detector 10 is a winding type detector, and obtains a rotation detection signal by detecting the magnetic flux generated by the exciting current with the detection coil. Further, since the rotation detector 10 is a phase modulation type detector, the phase shift between the input and output appears as an angular shift of the rotation detection signal. Here, in the present embodiment, the exciting circuit 31 is configured by using a current amplifier and outputs an exciting current according to the input signal, so that the influence of the temperature change on the feedback signal input to the exciting circuit is suppressed. It is possible to maintain the rotation detection phase.

なお、たとえば励磁回路を電圧アンプを用いて構成することも可能であるが、その場合には、入力インピーダンスの温度特性により励磁電圧位相が励磁電流位相に対して変化してしまい、結果として励磁電圧と回転検出信号との間の位相ずれが生じる可能性がある。 For example, it is possible to configure the excitation circuit by using a voltage amplifier, but in that case, the excitation voltage phase changes with respect to the excitation current phase due to the temperature characteristics of the input impedance, and as a result, the excitation voltage There may be a phase shift between the and the rotation detection signal.

以下では、いずれかの信号が喪失した場合の動作について説明する。
まず、第１相の励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔが喪失した場合について説明する。この場合には、上述の式１および式２においてＥ・ｓｉｎωｔ＝０となる場合に相当し、回転検出に係るアナログ信号は次のようになる。
Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}＝−Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ …（式４）
Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓθ …（式５）
すなわち、信号処理部２０の動作として、正常時に２相の位相変調アナログ信号を生成すべき処理は、この場合には結果的に振幅変調アナログ信号を生成することになる。 The operation when any of the signals is lost will be described below.
First, a case where the excitation signal E · sinωt of the first phase is lost will be described. In this case, it corresponds to the case where E · sinωt = 0 in the above equations 1 and 2, and the analog signal related to the rotation detection is as follows.
ER1 _-R3 = -KE, cosωt, sineθ ... (Equation 4)
ER2 _-R4 = KE ・ cosωt ・ cosθ… (Equation 5)
That is, as the operation of the signal processing unit 20, the process of generating a two-phase phase-modulated analog signal at normal times results in the generation of an amplitude-modulated analog signal.

この場合には、これらのアナログ信号に２相の基準信号を乗算した信号の差分εすなわち制御偏差は次のようになる。
ε＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎω_Ｒｔ
＋Ｋ・Ｅ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓω_Ｒｔ
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（θ−φ）＋ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋θ＋φ）｝
…（式６） In this case, the difference ε, that is, the control deviation of the signals obtained by multiplying these analog signals by the two-phase reference signals is as follows.
ε = KE ・ cosωt ・ cosθ ・ sinω _R t
+ K ・ E ・ cosωt ・ sinθ ・ cosω _R t
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (θ−φ) + sin (2ω _R t + θ + φ)}
… (Equation 6)

式６においてε＝０とすると、φ≒θ＋ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋２θ）と近似できる。ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋２θ）は通常およそ励磁周波数の２倍の周波数成分と回転検出信号の回転速度の２倍の周波数成分との和成分であるが、高周波数の成分なので、励磁周波数に対して負帰還制御系の周波数特性を適切に構成すれば、当該和成分を減衰または除去することができる。この場合には、φ＝θとなるか、またはφはθを中心として微小振動する信号となる。すなわち、信号処理部２０によるディジタル変換は、正常に行われるか、または誤差を持ちながらも継続可能である。 If ε = 0 in Equation 6, it can be approximated as φ≈θ + sin (2ω _R t + 2θ). sin (2ω _R t + 2θ) is usually the sum component of a frequency component that is approximately twice the excitation frequency and a frequency component that is twice the rotation speed of the rotation detection signal, but since it is a high frequency component, it is negative with respect to the excitation frequency. If the frequency characteristics of the feedback control system are appropriately configured, the sum component can be attenuated or removed. In this case, φ = θ, or φ is a signal that slightly vibrates around θ. That is, the digital conversion by the signal processing unit 20 can be performed normally or can be continued with an error.

次に、第２相の励磁信号Ｅ・ｃｏｓωｔが喪失した場合について説明する。この場合には、上述の式１および式２においてＥ・ｃｏｓωｔ＝０となる場合に相当し、回転検出に係るアナログ信号は次のようになる。
Ｅ_{Ｒ１−Ｒ３}＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ …（式７）
Ｅ_{Ｒ２−Ｒ４}＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ …（式８）
すなわち、信号処理部２０の動作として、正常時に２相の位相変調アナログ信号を生成すべき処理は、この場合には結果的に振幅変調アナログ信号を生成することになる。 Next, the case where the excitation signal E · cosωt of the second phase is lost will be described. In this case, it corresponds to the case where E · cosωt = 0 in the above equations 1 and 2, and the analog signal related to the rotation detection is as follows.
ER1 _-R3 = KE ・ sinωt ・ cosθ… (Equation 7)
ER2 _-R4 = KE ・ sinωt ・ sinθ… (Equation 8)
That is, as the operation of the signal processing unit 20, the process of generating a two-phase phase-modulated analog signal at normal times results in the generation of an amplitude-modulated analog signal.

この場合には、これらのアナログ信号に２相の基準信号を乗算した信号の差分εすなわち制御偏差は次のようになる。
ε＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｓｉｎω_Ｒｔ
−Ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｃｏｓω_Ｒｔ
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋θ＋φ）｝
…（式９） In this case, the difference ε, that is, the control deviation of the signals obtained by multiplying these analog signals by the two-phase reference signals is as follows.
ε = KE ・ sinωt ・ sinθ ・ sinω _R t
-K ・ E ・ sinωt ・ cosθ ・ cosω _R t
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (θ-φ) -sin (2ω _R t + θ + φ)}
… (Equation 9)

式９においてε＝０とすると、φ≒θ−ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋２θ）と近似できる。上記式６の場合と同様に、励磁周波数に対して負帰還制御系の周波数特性を適切に構成すれば、ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ＋２θ）を減衰または除去することができる。この場合には、φ＝θとなるか、またはφはθを中心として微小振動する信号となる。すなわち、信号処理部２０によるディジタル変換は、正常に行われるか、または誤差を持ちながらも継続可能である。 If ε = 0 in Equation 9, it can be approximated as φ≈θ−sin (2ω _R t + 2θ). Similar to the case of the above equation 6, if the frequency characteristic of the negative feedback control system is appropriately configured with respect to the excitation frequency, sin (2ω _R t + 2θ) can be attenuated or removed. In this case, φ = θ, or φ is a signal that slightly vibrates around θ. That is, the digital conversion by the signal processing unit 20 can be performed normally or can be continued with an error.

次に、第１相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）が喪失した場合について説明する。この場合には、上記式３においてＫ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）＝０となる場合に相当し、差分εは次のようになる。
ε＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎω_Ｒｔ−０・ｃｏｓω_Ｒｔ
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（ω_Ｒｔ−ωｔ＋θ）＋ｓｉｎ（ω_Ｒｔ＋ωｔ−θ）｝
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（θ−φ）＋ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ−θ＋φ）｝
…（式１０） Next, a case where the phase-modulated analog signal KE sin (ωt−θ) of the first phase is lost will be described. In this case, it corresponds to the case where KE sin (ωt−θ) = 0 in the above equation 3, and the difference ε is as follows.
ε = K · E · cos ( ωt-θ) · sinω R t-0 · cosω R t
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (ω _R t-ω t + θ) + sin (ω _R t + ω t-θ)}
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (θ-φ) + sin (2ω _R t-θ + φ)}
… (Equation 10)

式１０においてε＝０とすると、φ≒θ＋ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ）と近似できる。ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ）は通常およそ励磁周波数の２倍の周波数成分であるが、励磁周波数に対して負帰還制御系の周波数特性を適切に構成すれば、当該２倍の周波数成分を減衰または除去することができる。この場合には、φ＝θとなるか、またはφはθを中心として微小振動する信号となる。すなわち、信号処理部２０によるディジタル変換は、正常に行われるか、または誤差を持ちながらも継続可能である。 If ε = 0 in Equation 10, it can be approximated as φ≈θ + sin (2ω _R t). Sin (2ω _R t) is usually about twice the exciting frequency, but if the frequency characteristics of the negative feedback control system are properly configured with respect to the exciting frequency, the twice the frequency component is attenuated or removed. can do. In this case, φ = θ, or φ is a signal that slightly vibrates around θ. That is, the digital conversion by the signal processing unit 20 can be performed normally or can be continued with an error.

ここでは第１相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）が喪失した場合について説明したが、基準余弦信号ｃｏｓω_Ｒｔが喪失した場合についても同様である。 Here, the case where the phase-modulated analog signal KE sin (ωt−θ) of the first phase is lost has been described, but the same applies to the case where the reference cosine signal cosω _R t is lost.

次に、第２相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）が喪失した場合について説明する。この場合には、上記式３においてＫ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）＝０となる場合に相当し、差分εは次のようになる。
ε＝０・ｓｉｎω_Ｒｔ−Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｃｏｓω_Ｒｔ
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（ω_Ｒｔ−ωｔ＋θ）−ｓｉｎ（ω_Ｒｔ＋ωｔ−θ）｝
＝Ｋ・Ｅ・（１／２）・｛ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ−θ＋φ）｝
…（式１１） Next, a case where the phase-modulated analog signal KE cos (ωt−θ) of the second phase is lost will be described. In this case, it corresponds to the case where KE cos (ωt−θ) = 0 in the above equation 3, and the difference ε is as follows.
ε = 0 ・ sinω _R t-K ・ E ・ sin (ωt-θ) ・ cosω _R t
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (ω _R t-ω t + θ) -sin (ω _R t + ω t-θ)}
= K ・ E ・ (1/2) ・ {sin (θ-φ) -sin (2ω _R t-θ + φ)}
… (Equation 11)

式１１においてε＝０とすると、φ≒θ−ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ）と近似できる。上記式１１の場合と同様に、励磁周波数に対して負帰還制御系の周波数特性を適切に構成すれば、ｓｉｎ（２ω_Ｒｔ）を減衰または除去することができる。この場合には、φ＝θとなるか、またはφはθを中心として微小振動する信号となる。すなわち、信号処理部２０によるディジタル変換は、正常に行われるか、または誤差を持ちながらも継続可能である。 If ε = 0 in Equation 11, it can be approximated as φ≈θ−sin (2ω _R t). Similar to the case of the above equation 11, if the frequency characteristic of the negative feedback control system is appropriately configured with respect to the excitation frequency, sin (2ω _R t) can be attenuated or removed. In this case, φ = θ, or φ is a signal that slightly vibrates around θ. That is, the digital conversion by the signal processing unit 20 can be performed normally or can be continued with an error.

ここでは第２相の位相変調アナログ信号Ｋ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）が喪失した場合について説明したが、基準正弦信号ｓｉｎω_Ｒｔが喪失した場合についても同様である。 Here, the case where the phase-modulated analog signal KE cos (ωt−θ) of the second phase is lost has been described, but the same applies to the case where the reference sine signal sinω _R t is lost.

以上をまとめると、回転検出器１０および信号処理部２０は、いずれかの相の励磁信号が喪失した場合であっても、いずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度値φの出力を継続することができる。 Summarizing the above, the rotation detector 10 and the signal processing unit 20 have an angle regardless of whether the excitation signal of any phase is lost or the phase modulation signal of any phase is lost. The output of the value φ can be continued.

このように、本発明の実施の形態１に係る回転検出器１０および信号処理部２０によれば、回転検出に係るアナログ信号をディジタル信号に変換する際に、ディジタル角度値を励磁周波数にフィードバックするので、一部の信号（いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号）が喪失した場合でも角度出力を継続することができる。このため、回転検出器を扱うシステムの信頼性向上に貢献することができる。 As described above, according to the rotation detector 10 and the signal processing unit 20 according to the first embodiment of the present invention, the digital angle value is fed back to the excitation frequency when the analog signal related to the rotation detection is converted into a digital signal. Therefore, even if a part of the signal (excitation signal of either phase or phase modulation signal of any phase) is lost, the angular output can be continued. Therefore, it is possible to contribute to improving the reliability of the system that handles the rotation detector.

なお、実施の形態１では、各相の信号は互いに位相が９０°ずれている。すなわち、各相の励磁信号は、位相が互いに９０°ずれたＥ・ｓｉｎωｔおよびＥ・ｃｏｓωｔであり、各相の位相変調信号は、位相が互いに９０°ずれたＫ・Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ−θ）およびＫ・Ｅ・ｃｏｓ（ωｔ−θ）であり、各相の基準信号は、位相が互いに９０°ずれたｓｉｎω_Ｒｔおよびｃｏｓω_Ｒｔである。このようにすると、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した際に処理を上述したように行うことができる。しかしながら、これらの信号のいずれかが喪失した際に処理を継続する必要がない場合や、他に適切な処理手段等が設けられる場合等には、各信号の位相のずれが９０°でない構成も採用可能である。すなわち、そのような場合等には、各相の励磁信号の位相が互いに９０°ずれたものである必要はなく、各相の位相変調信号の位相が互いに９０°ずれたものである必要はなく、各相の基準信号の位相が互いに９０°ずれたものである必要はない。 In the first embodiment, the signals of the respective phases are 90 ° out of phase with each other. That is, the excitation signals of each phase are E · sinωt and E · cosωt whose phases are 90 ° out of phase with each other, and the phase modulation signals of each phase are KE / sin (ωt−θ) out of phase with each other by 90 °. ) and a K · E · cos (ωt- θ), each phase of the reference signal is a sin .omega _R t and cos .omega _R t phase-shifted 90 ° from each other. In this way, when the excitation signal of any phase or the phase modulation signal of any phase is lost, the processing can be performed as described above. However, if it is not necessary to continue processing when any of these signals is lost, or if other appropriate processing means are provided, the phase shift of each signal may not be 90 °. It can be adopted. That is, in such a case, the phases of the excitation signals of each phase do not have to be 90 ° out of phase with each other, and the phases of the phase modulation signals of each phase do not have to be out of 90 ° with each other. , The phases of the reference signals of each phase need not be 90 ° out of phase with each other.

実施の形態２．
実施の形態２は、実施の形態１において以下の変更を施すものである。
図２に、本発明の実施の形態２に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態１では、負帰還系内に加算器４２が配置されていたが、実施の形態２では、これに代えて、負帰還系外に配置される減算器４３を備える。 Embodiment 2.
The second embodiment makes the following changes in the first embodiment.
FIG. 2 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a second embodiment of the present invention. In the first embodiment, the adder 42 is arranged in the negative feedback system, but in the second embodiment, the subtractor 43 arranged outside the negative feedback system is provided instead.

実施の形態２では、減算器４３において異常が発生しても負帰還系の動作には影響を与えないので、減算器４３の故障を負帰還系の異常として検出することができない場合がある。しかしながら、減算器４３が正常に動作していれば、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 In the second embodiment, even if an abnormality occurs in the subtractor 43, the operation of the negative feedback system is not affected. Therefore, the failure of the subtractor 43 may not be detected as an abnormality in the negative feedback system. However, if the subtractor 43 is operating normally, the angular output can be continued even if the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態３．
実施の形態３は、実施の形態１において以下の変更を施すものである。
図３に、本発明の実施の形態３に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態１では、差分εすなわち制御偏差のディジタル信号化はＡ／Ｄ３３を用いて行われたが、実施の形態３では、差分εすなわち制御偏差のディジタル信号化はコンパレータ３３ａを用いて行われる。 Embodiment 3.
The third embodiment makes the following changes in the first embodiment.
FIG. 3 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a third embodiment of the present invention. In the first embodiment, the digital signalization of the difference ε, that is, the control deviation is performed by using the A / D 33, but in the third embodiment, the digital signalization of the difference ε, that is, the control deviation is performed by using the comparator 33a. ..

実施の形態３でも、実施の形態１と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 In the third embodiment as in the first embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態４．
実施の形態４は、実施の形態１において以下の変更を施すものである。
図４に、本発明の実施の形態４に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態１では、差分εすなわち制御偏差のディジタル信号化はＡ／Ｄ３３を用いて行われたが、実施の形態４では、差分εすなわち制御偏差のディジタル信号化はＶＣＯ（電圧制御発振器）３３ｂを用いて行われる。 Embodiment 4.
The fourth embodiment makes the following changes in the first embodiment.
FIG. 4 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a fourth embodiment of the present invention. In the first embodiment, the digital signalization of the difference ε, that is, the control deviation is performed using the A / D 33, but in the fourth embodiment, the digital signalization of the difference ε, that is, the control deviation is performed by the VCO (voltage controlled oscillator) 33b. Is done using.

実施の形態４でも、実施の形態１と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 Also in the fourth embodiment, as in the first embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態５．
実施の形態５は、実施の形態１において以下の変更を施すものである。
図５に、本発明の実施の形態５に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態１では、Ａ／Ｄ３３を用いて差分εをディジタル信号化し、その後に制御則３４を用いて制御信号（角速度信号）を生成したが、実施の形態５では、まず差分εに制御則３４ａを適用して制御信号を生成し、この制御信号を、Ａ／Ｄ３３を用いてディジタル信号化する。 Embodiment 5.
The fifth embodiment is the following modification in the first embodiment.
FIG. 5 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a fifth embodiment of the present invention. In the first embodiment, the difference ε is digitized using A / D 33, and then the control signal (angular velocity signal) is generated using the control rule 34. However, in the fifth embodiment, the control rule is first set to the difference ε. A control signal is generated by applying 34a, and this control signal is converted into a digital signal using A / D33.

実施の形態５でも、実施の形態１と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 Also in the fifth embodiment, similarly to the first embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of any phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態６．
実施の形態６は、実施の形態５において以下の変更を施すものである。
図６に、本発明の実施の形態６に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態５では、制御信号（角速度信号）のディジタル信号化はＡ／Ｄ３３を用いて行われたが、実施の形態６では、制御信号のディジタル信号化はコンパレータ３３ａを用いて行われる。 Embodiment 6.
The sixth embodiment makes the following changes in the fifth embodiment.
FIG. 6 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a sixth embodiment of the present invention. In the fifth embodiment, the digital signalization of the control signal (angular velocity signal) is performed by using the A / D 33, but in the sixth embodiment, the digital signalization of the control signal is performed by using the comparator 33a.

実施の形態６でも、実施の形態１または５と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 Also in the sixth embodiment, as in the first or fifth embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態７．
実施の形態７は、実施の形態５において以下の変更を施すものである。
図７に、本発明の実施の形態７に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態５では、制御信号（角速度信号）のディジタル信号化はＡ／Ｄ３３を用いて行われたが、実施の形態７では、制御信号のディジタル信号化はＶＣＯ３３ｂを用いて行われる。また、実施の形態７では、実施の形態５のアキュムレータ３５に代えてカウンタ３５ａが設けられ、ディジタル信号化された制御信号はこのカウンタ３５ａに入力される。 Embodiment 7.
The seventh embodiment makes the following changes in the fifth embodiment.
FIG. 7 shows an example of a configuration including an angle detection device according to a seventh embodiment of the present invention. In the fifth embodiment, the digital signalization of the control signal (angular velocity signal) is performed by using the A / D 33, but in the seventh embodiment, the digital signalization of the control signal is performed by using the VCO 33b. Further, in the seventh embodiment, a counter 35a is provided in place of the accumulator 35 of the fifth embodiment, and the digital signalized control signal is input to the counter 35a.

実施の形態７でも、実施の形態１または５と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 Also in the seventh embodiment, as in the first or fifth embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態８．
実施の形態８は、実施の形態１において以下の変更を施すものである。
図８に、本発明の実施の形態８に係る角度検出装置を含む構成の例を示す。実施の形態１では、差分εすなわち制御偏差は信号がディジタル化される前に生成されたが、実施の形態８では、差分εすなわち制御偏差は、各相の振幅変調信号または各相の位相変調信号がディジタル信号化された後に生成される。たとえば、各相の振幅変調信号または各相の位相変調信号は、２つのＡ／Ｄ３３を用いて行われ、各Ａ／Ｄ３３に対して、対応する相の振幅変調信号または位相変調信号が入力される。各Ａ／Ｄ３３の出力は、基準余弦信号ｃｏｓω_Ｒｔおよび基準正弦信号ｓｉｎω_Ｒｔと乗算され、減算器４１に提供される。 Embodiment 8.
The eighth embodiment makes the following changes in the first embodiment.
FIG. 8 shows an example of a configuration including the angle detection device according to the eighth embodiment of the present invention. In Embodiment 1, the difference ε, or control deviation, was generated before the signal was digitized, whereas in Embodiment 8, the difference ε, or control deviation, is the amplitude-modulated signal of each phase or the phase modulation of each phase. It is generated after the signal is digitized. For example, the amplitude modulation signal of each phase or the phase modulation signal of each phase is performed by using two A / D 33s, and the amplitude modulation signal or the phase modulation signal of the corresponding phase is input to each A / D 33. To. The output of each A / D33 is multiplied by the reference cosine signal cos .omega _R t and the reference sine signal sin .omega _R t, it is provided to the subtractor 41.

実施の形態８でも、実施の形態１と同様に、いずれかの相の励磁信号またはいずれかの相の位相変調信号が喪失した場合であっても、角度出力を継続することができる。 In the eighth embodiment as in the first embodiment, the angular output can be continued even when the excitation signal of either phase or the phase modulation signal of any phase is lost.

実施の形態２〜８における、実施の形態１からの変更点は、任意に組み合わせることができる。たとえば、実施の形態１において、実施の形態２のように減算器４３を負帰還系の外に配置した上で、実施の形態３のようにコンパレータ３３ａを用いてもよい。 The changes from the first embodiment in the second to eighth embodiments can be arbitrarily combined. For example, in the first embodiment, the subtractor 43 may be arranged outside the negative feedback system as in the second embodiment, and then the comparator 33a may be used as in the third embodiment.

１０回転検出器、２０信号処理部、３３Ａ／Ｄ、３３ａコンパレータ、３３ｂＶＣＯ、３４，３４ａ制御則、３５アキュムレータ、３５ａカウンタ、ε 差分（制御偏差）、φ 角度値（ディジタル角度値）。 10 rotation detector, 20 signal processor, 33 A / D, 33a comparator, 33b VCO, 34, 34a control law, 35 accumulator, 35a counter, ε difference (control deviation), φ angle value (digital angle value).

Claims

Two-phase excitation A method of converting an analog signal related to two-phase output and phase modulation type rotation detection into a digital signal.
The method was performed using a negative feedback system and
The method is
A step of superimposing an amplitude modulation signal obtained by amplitude-modulating a rotation detection analog signal on an excitation signal of each phase to generate a phase modulation signal of the first phase and a phase modulation signal of the second phase.
A step of multiplying each phase-modulated signal of the first phase and the second phase with a reference signal of two phases having a reference frequency to generate a first intermediate signal and a second intermediate signal, respectively.
A step of determining the digital angle value so that the control deviation representing the difference between the first intermediate signal and the second intermediate signal becomes 0 or approaches 0.
A method comprising a step of feeding back the digital angle value to the excitation frequency of an excitation signal.

The method according to claim 1, wherein the step of feeding back the digital angle value includes a step of offsetting the digital angle value according to the reference frequency.

The step of determining the digital angle value is
A step of applying a predetermined control law to the control deviation to generate an angular velocity signal, and
The step of acquiring the digital angle value by accumulating the angular velocity signal using an accumulator or a counter, and
The method according to claim 1 or 2, wherein the method comprises.

The excitation signals of each phase are 90 ° out of phase with each other, or
The phases of the phase-modulated signals of each phase are 90 ° out of phase with each other, or
The reference signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The method according to any one of claims 1 to 3.

The phases of the excitation signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The phases of the phase-modulated signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The phases of the reference signals of each phase are 90 ° out of phase with each other.
The method further comprises a step of outputting the digital angle value.
The step of outputting the digital angle value is executed regardless of whether the excitation signal of any phase is lost or the phase modulation signal of any phase is lost.
The method according to any one of claims 1 to 4.

Predetermined control rules are applied after the control deviation has been digitized.
Digital signaling of control deviations is done using an A / D, comparator or VCO.
The method according to any one of claims 1 to 5.

The step of determining the digital angle value is
A step of applying a predetermined control rule to the control deviation to generate a control signal, and
The step of digitizing the control signal using an A / D or a comparator,
The method according to any one of claims 1 to 5, further comprising a step of inputting the digitally converted control signal into an accumulator.

The step of determining the digital angle value is
A step of applying a predetermined control rule to the control deviation to generate a control signal, and
The step of converting the control signal into a digital signal using the VCO,
The method according to any one of claims 1 to 5, comprising a step of inputting the digitally converted control signal to a counter.

The control deviation is generated after the phase modulation signal of each phase is digitized.
Digitalization of the phase modulation signal of each phase is performed using A / D.
The method according to any one of claims 1 to 5.

The method according to any one of claims 1 to 9, wherein the excitation signal of each phase is generated by using a current amplifier.

The method according to claim 3, wherein the control law has an integral characteristic, whereby the negative feedback system becomes a control system of type 2 or more.