JP5181123B2 - Analog signal digital conversion method - Google Patents
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Description
本発明は、アナログの入力角度θをデジタル角度出力φに変換するアナログ信号のデジタル変換方法に関し、特に、励磁信号源を回転信号処理手段の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とすることで、回転検出器の励磁周波数の変化による出力電圧や出力インピーダンスへの影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できるようにするための新規な改良に関するものである。 The present invention relates to an analog signal digital conversion method for converting an analog input angle θ into a digital angle output φ. In particular, the excitation signal source is made independent of the negative feedback control loop of the rotation signal processing means, and the excitation signal sin ω E t. By setting the excitation frequency ω E t to an arbitrary fixed frequency, the influence on the output voltage and output impedance due to the change in the excitation frequency of the rotation detector can be suppressed, and dynamic angle detection accuracy and temperature characteristics are improved. It relates to a new improvement to make it possible.
従来用いられていたこの種のアナログ信号のデジタル変換方法としては、例えば特許文献1等に示されている方法が用いられている。すなわち、従来は、負帰還制御ループ(閉ループ)内に回転検出器及び励磁信号源まで含めた回転信号処理手段を用い、位相変調信号ωRt+φを励磁信号源に入力し、励磁信号源が出力する励磁信号sin(ωRt+φ)によって回転検出器を励磁している。 As a digital conversion method of this kind of analog signal that has been conventionally used, for example, a method disclosed in Patent Document 1 is used. That is, conventionally, a rotation signal processing means including a rotation detector and an excitation signal source in a negative feedback control loop (closed loop) is used, and the phase modulation signal ω R t + φ is input to the excitation signal source, and the excitation signal source is output. The rotation detector is excited by the excitation signal sin (ω R t + φ).
上記のような従来のアナログ信号のデジタル変換方法では、回転信号処理手段の負帰還制御ループ内に回転検出器及び励磁信号源まで含めているので、回転検出器の回転速度に応じて励磁信号sin(ωRt+φ)の励磁周波数ωRt+φが変化してしまう。これにより、励磁周波数をパラメータとする回転検出器の諸特性に影響が及ぶ。すなわち、回転速度に起因する回転検出器の信号周波数のみならず、出力電圧や出力インピーダンスにも変化を与えてしまい、結果としてダイナミックな角度検出精度や温度特性等に少なからず影響を及ぼしてしまう。
また、励磁信号sin(ωRt+φ)によって回転検出器を励磁しているので、回転検出器とその他の構成要素がセンサケーブル等で物理的に引き離されるような場合には、周波数変動やインピーダンス変化に起因する信号のミスマッチの発生、或いは、信号にノイズが乗り易い等の伝送上の問題に起因して変換が不安定になり易いという問題が生じてしまう。
さらに、励磁周波数が変化するので、同期検波部に導入される励磁位相基準の作成に多大な工夫が必要であり、製造コストの増大の要因になっていた。
In the conventional analog signal digital conversion method as described above, since the rotation detector and the excitation signal source are included in the negative feedback control loop of the rotation signal processing means, the excitation signal sin is determined according to the rotation speed of the rotation detector. The excitation frequency ω R t + φ of (ω R t + φ) changes. This affects various characteristics of the rotation detector using the excitation frequency as a parameter. In other words, not only the signal frequency of the rotation detector due to the rotation speed but also the output voltage and output impedance are changed, and as a result, the dynamic angle detection accuracy and temperature characteristics are affected.
Further, since the rotation detector is excited by the excitation signal sin (ω R t + φ), when the rotation detector and other components are physically separated by a sensor cable or the like, the frequency fluctuation or impedance change There arises a problem that the conversion is likely to become unstable due to the occurrence of a signal mismatch caused by the transmission or the transmission problem such that the signal is easily subjected to noise.
In addition, since the excitation frequency changes, a great deal of effort is required to create the excitation phase reference introduced into the synchronous detection unit, which causes an increase in manufacturing cost.
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、出力電圧や出力インピーダンスへの励磁周波数の影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できるアナログ信号のデジタル変換方法を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and its purpose is to suppress the influence of the excitation frequency on the output voltage and output impedance, and provide dynamic angle detection accuracy, temperature characteristics, etc. It is to provide a digital conversion method of an analog signal that can improve the frequency.
本発明に係るアナログ信号のデジタル変換方法は、励磁信号源からの励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調された回転検出器からの第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を回転信号処理手段に入力し、前記回転信号処理手段の負帰還制御ループにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換するアナログ信号のデジタル変換方法において、前記励磁信号源を前記回転信号処理手段の前記負帰還制御ループから独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とし、前記回転信号処理手段は、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ω E t−α),cosθ・sin(ω E t−α)と第1擬似正弦波信号sinω R t,cosω R tと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部と、発振部、第1カウンタ、及び第1擬似正弦波発生部を有し、前記発振部が出力する基準クロックに基づいて位相基準ω R tと前記第1擬似正弦波信号sinω R t,cosω R tとを生成する位相基準生成手段と、同期検波部、ループ補償器、信号変換器、第2カウンタ、及び第2擬似正弦波発生部を有し、前記制御偏差演算部からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ω R t+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系と、前記周波数変調信号ω R t+φから前記位相基準ω R tを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部とにより構成されており、前記信号変換器は、パラレル絶対値出力を出力するA/D変換器により構成されており、前記第2カウンタは、デジタル値の積分機能を有している。 Digital conversion method of the analog signal according to the present invention, the excitation signal sin .omega E t is the input angle first and second amplitude-modulated signal from the amplitude-modulated rotation detector by θ sinθ · sin (ω E from the excitation signal source t−α), cos θ · sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means, and signal processing is performed to make the control deviation ε zero by the negative feedback control loop of the rotation signal processing means. In an analog signal digital conversion method for converting an input angle θ into a digital angle output φ, the excitation signal source is made independent of the negative feedback control loop of the rotation signal processing means, and the excitation frequency ω of the excitation signal sinω E t is obtained. E t is an arbitrary fixed frequency, and the rotation signal processing means includes the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α), and A control deviation calculation unit that outputs the control deviation ε based on the first pseudo sine wave signals sinω R t, cos ω R t and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt, an oscillation unit, a first counter, and a first has a quasi-sine wave generating unit, the phase reference based on a reference clock oscillation unit outputs omega R t and the first quasi-sine wave signal sin .omega R t, and phase reference generation means for generating and cos .omega R t, A synchronous detection unit, a loop compensator, a signal converter, a second counter, and a second pseudo sine wave generation unit, based on the control deviation ε from the control deviation calculation unit and the frequency modulation signal ω R t + φ and the the second quasi-sine wave signal sin .omega.t, and a negative feedback control system that generates and cos .omega.t, the frequency-modulated signal ω R t + φ from the subtraction unit for calculating a phase reference omega R t the digital angle output phi by subtracting the Is constituted by the signal converter is configured by an A / D converter for outputting a parallel absolute value output, the second counter has an integration function of the digital values.
また、前記第1カウンタ、前記第1擬似正弦波発生部、前記信号変換器、前記第2カウンタ、前記第2擬似正弦波発生部、及び前記減算部を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロックによって同期された同期化回路が用いられている。 Also, the first counter, the first pseudo sinusoid generator, the signal converter, said second counter, the second pseudo sinusoid generator, and as including at least digital circuits the subtraction unit, the reference clock A synchronization circuit synchronized with is used.
本発明のアナログ信号のデジタル変換方法によれば、励磁信号源を回転信号処理手段の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするので、回転検出器の出力電圧や出力インピーダンスへの励磁周波数の影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できる。特に、周波数変動やインピーダンス変化に起因する信号のミスマッチの発生、或いは、信号にノイズが乗り易い等の伝送上の問題に起因して変換が不安定になり易いという問題の解消を図ることができる。また、同期検波部に導入される励磁位相基準を比較的容易に作成でき、製造コストの増大を防止できる。
また、励磁周波数ωEtを零とすることも可能であり、すなわち、励磁信号を直流とすることも可能であり、レゾルバやシンクロだけでなく、交流励磁電源が不要な、例えば磁気センサ等の二相正弦波形態の直流アナログ信号にも適用可能となる。すなわち、回路構成を大きく変更しなくても例えば磁気センサ等にも適用でき、アプリケーションの範囲を格段に広めることができる。
特に、本発明は、信頼性の高い回転検出器であるレゾルバ及びシンクロが使用される分野、とりわけ、ブラシレスモータによる電気動力化の傾向が著しい自動車分野、或いは産業用ロボットの駆動部アドレスに使用されるFA(ファクトリーオートメーション)分野、現状センサレス制御主体の家電分野、今後発展が見込まれる人間型ロボットの分野等に有効である。
According to digital conversion method of the analog signals of the present invention, the excitation signal source is independent from the negative feedback control loop of the rotation signal processing means, since the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t be any fixed frequency The influence of the excitation frequency on the output voltage and output impedance of the rotation detector can be suppressed, and the dynamic angle detection accuracy and temperature characteristics can be improved. In particular, it is possible to solve the problem that the conversion is likely to become unstable due to a transmission mismatch such as occurrence of signal mismatch due to frequency fluctuation or impedance change or noise on the signal. . In addition, the excitation phase reference introduced into the synchronous detection unit can be created relatively easily, and an increase in manufacturing cost can be prevented.
Further, the excitation frequency ω E t can be set to zero, that is, the excitation signal can be set to DC, and not only a resolver and a synchro but also an AC excitation power source is not required, such as a magnetic sensor It can also be applied to a DC analog signal in the form of a two-phase sine wave. In other words, the present invention can be applied to, for example, a magnetic sensor without greatly changing the circuit configuration, and the range of applications can be greatly expanded.
In particular, the present invention is used in a field where a resolver and a synchro, which are reliable rotation detectors, are used, particularly in an automotive field where there is a tendency of electric motive power using a brushless motor, or in a drive part address of an industrial robot. This is effective in the field of factory automation (FA), current home appliances mainly using sensorless control, and the field of humanoid robots that are expected to develop in the future.
また、前記回転信号処理手段は、前記制御偏差演算部と、前記位相基準生成手段と、前記負帰還制御系と、前記減算部とにより構成されているので、適切に信号処理を行うことができ、より確実に入力角度θをデジタル角度出力φに変換することができる。特に、入力角度θをデジタル角度出力φに変換する過程で、制御偏差εやデジタル速度出力dφ/dt(ドットφ)を得ることができ、これら制御偏差εやデジタル速度出力dφ/dtを制御系の異常診断や冗長出力として使用することができる。また、デジタル速度出力dφ/dtを回転速度出力として直接利用することもできる。
さらに、従来方法では信号変換器として電圧制御発振器(VCO)を一般的に用いており、電圧制御発振器のリニアティー(直線性)や発振周波数範囲の限界等により、変換精度、追従速度、分解能といったシステム上の性能(R/D変換性能)に制約を与えることになっていたが、本発明のアナログ信号のデジタル変換方法では、信号変換器として、パラレル絶対値出力を出力するA/D変換器を用いるので、A/D変換器の出力をリアルタイムなデジタル速度出力として利用でき、信号変換が高速化できるとともに、高分解能化できる。また、第2カウンタはデジタル値の積分機能を有するので、A/D変換器の出力、すなわちデジタル速度出力を確実に積分でき、制御偏差演算部に帰還させる第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtを生成するための周波数変調信号ωRt+φを前記A/D変換器の出力から確実に得ることができる。
さらにまた、前記第1カウンタ、前記第1擬似正弦波発生部、前記信号変換器、前記第2カウンタ、前記第2擬似正弦波発生部、及び前記減算部を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロックによって同期された同期化回路が用いられているので、信号の変換精度を向上でき、信頼性を向上できる。
In addition, the rotation signal processing means includes the control deviation calculation unit, the phase reference generation unit, the negative feedback control system, and the subtraction unit, so that signal processing can be performed appropriately. Thus, the input angle θ can be more reliably converted to the digital angle output φ. In particular, in the process of converting the input angle θ into the digital angle output φ, the control deviation ε and the digital speed output dφ / dt (dot φ) can be obtained, and the control deviation ε and the digital speed output dφ / dt are obtained by the control system. It can be used for abnormal diagnosis and redundant output. Also, the digital speed output dφ / dt can be directly used as the rotation speed output.
In addition, the conventional method generally uses a voltage controlled oscillator (VCO) as a signal converter. Depending on the linearity of the voltage controlled oscillator, the limit of the oscillation frequency range, etc., conversion accuracy, tracking speed, resolution, etc. Although the system performance (R / D conversion performance) is supposed to be restricted, the analog signal digital conversion method of the present invention is an A / D converter that outputs a parallel absolute value output as a signal converter. Therefore, the output of the A / D converter can be used as a real-time digital speed output, so that the signal conversion can be speeded up and the resolution can be increased. Further, since the second counter has a digital value integration function, the output of the A / D converter, that is, the digital speed output can be reliably integrated, and the second pseudo sine wave signals sinωt and cosωt to be fed back to the control deviation calculation unit The frequency modulation signal ω R t + φ for generation can be reliably obtained from the output of the A / D converter.
Furthermore, the reference clock is a digital circuit including at least the first counter, the first pseudo sine wave generation unit, the signal converter, the second counter, the second pseudo sine wave generation unit, and the subtraction unit. Therefore, the signal conversion accuracy can be improved and the reliability can be improved.
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1による回転検出装置を示すブロック図であり、本発明のアナログ信号のデジタル変換方法が適用された回転検出装置を示している。
図において、回転検出器1は、1相励磁/2相出力タイプの振幅変調方式のブラシレスレゾルバ(BRX,VRX)であり、この回転検出器1には、励磁信号源2からの励磁信号sinωEtが励磁信号増幅部2aを介して入力される。なお、説明の便宜上、励磁信号sinωEtの振幅は1とする。前記励磁信号源2は、後述する回転信号処理手段3の負帰還制御ループから独立して設けられており、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtは、任意の固定周波数に設定されている。この実施の形態では、回転検出器1としてレゾルバを用いているので、励磁周波数ωEtは、振幅変調信号の搬送波として利用できる程度に高く設定するが、回転検出器1として周知の磁気センサ等を用いる場合には、前記励磁周波数ωEtを零とすることも可能である。
The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a rotation detection device according to Embodiment 1 of the present invention, and shows a rotation detection device to which the analog signal digital conversion method of the present invention is applied.
In the figure, the rotation detector 1 is a one-phase excitation / 2-phase output type amplitude modulation type brushless resolver (BRX, VRX). The rotation detector 1 includes an excitation signal sinω E from an
回転検出器1では、前記励磁信号sinωEtが入力角度θにより振幅変調される。すなわち、回転検出器1は、第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)を出力する。但し、αは、回転検出器1自体及びセンサケーブル等により生じる位相ずれを示している。前記回転検出器1には、前記回転信号処理手段3が接続されており、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、この回転信号処理手段3に入力される。 In the rotation detector 1, the excitation signal sin ω E t is amplitude-modulated by the input angle θ. That is, the rotation detector 1 outputs the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α). Here, α indicates a phase shift caused by the rotation detector 1 itself, the sensor cable, and the like. The rotation detector 1 is connected to the rotation signal processing means 3, and the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α). Is input to the rotation signal processing means 3.
前記回転信号処理手段3は、制御偏差演算部4、位相基準生成手段5、負帰還制御系6、及び減算部7により構成されている。前記制御偏差演算部4は、前記回転検出器1からの前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と、前記位相基準生成手段5からの第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと、前記負帰還制御系6からの第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを入力としており、これらの信号に基づいて制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]を出力する。この制御偏差εの生成については、後に詳しく説明する。
The rotation signal processing unit 3 includes a control deviation calculation unit 4, a phase
前記位相基準生成手段5は、発振部50、第1カウンタ51、及び第1擬似正弦波発生部52により構成されている。前記発振部50は基準クロック50aを発振出力しており、前記第1カウンタ51は前記基準クロック50aをカウントし位相基準ωRtを出力する。換言すると、この位相基準ωRtは、基準クロック50aを元に前記第1カウンタ51にて分周され一定の変化率を有する周期関数となっている。前記第1擬似正弦波発生部52は、前記位相基準ωRtに基づいて前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtを出力する。なお、擬似正弦波信号とは、階段波状の周期関数信号である。
The
前記負帰還制御系6は、同期検波部60、ループ補償器61、信号変換器62、第2カウンタ63、及び第2擬似正弦波発生部64により構成されている。前記同期検波部60は、制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]の同期検波を行い、ループ補償器61は、負帰還制御系6により構成される負帰還制御ループ[位相ロックループ(Phase Locked Loop)]の安定かつ高速性を期すべくループ補償を行う。信号変換器62は、ループ補償された制御偏差εをデジタル信号に変換するものである。第2カウンタ63は、信号変換器62の出力62aを積分し周波数変調信号ωRt+φを生成する。第2擬似正弦波発生部64は、前記周波数変調信号ωRt+φに基づいて前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtを出力する。
The negative feedback control system 6 includes a
前記減算部7は、前記周波数変調信号ωRt+φから位相基準ωRtを減算することで、前記入力角度θに相当するデジタル角度出力φを算出する。すなわち、この回転信号処理手段3は、アナログの入力角度θをデジタル角度出力φに変換する。 The subtracting unit 7 calculates a digital angle output φ corresponding to the input angle θ by subtracting the phase reference ω R t from the frequency modulation signal ω R t + φ. That is, the rotation signal processing means 3 converts the analog input angle θ into a digital angle output φ.
次に、図2は、図1の制御偏差演算部4をより詳細に示したブロック図である。なお、図2では、擬似正弦波発生部をPSG(Pseud Sinusoid Generator)と略記している。図において、制御偏差演算部4は、第1〜第6乗算器40〜45と、加算器46と、第1及び第2減算器47,48と、励磁成分抽出部49とにより構成されている。
Next, FIG. 2 is a block diagram showing the control deviation calculation unit 4 of FIG. 1 in more detail. In FIG. 2, the pseudo sine wave generator is abbreviated as PSG (Pseud Sinusoid Generator). In the figure, the control deviation calculation unit 4 includes first to sixth multipliers 40 to 45, an adder 46, first and second subtractors 47 and 48, and an excitation
まず、回転検出器1の出力である前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、前記第1〜第4乗算器40〜43に入力される。 First, the a output of the rotary detector 1 first and second amplitude modulation signals sinθ · sin (ω E t- α), cosθ · sin (ω E t-α) , the first to fourth multipliers 40-43.
第1乗算器40において、第1振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sinθ・sin(ωEt−α)×sinωt
=sinθ・sin(ωEt−α)・sinωt ・・・・(1)
In the first multiplier 40, the following analog operation is performed by which the first amplitude modulation signal sin θ · sin (ω E t−α) is multiplied by the second pseudo sine wave signal sin ωt from the second pseudo
sin θ · sin (ω E t−α) × sin ωt
= Sin θ · sin (ω E t−α) · sin ωt (1)
同様に、第2乗算器41において、第2振幅変調信号cosθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cosθ・sin(ωEt−α)×sinωt
=cosθ・sin(ωEt−α)・sinωt ・・・・(2)
Similarly, the
cos θ · sin (ω E t−α) × sin ωt
= Cos θ · sin (ω E t−α) · sin ωt (2)
同様に、第3乗算器42において、第1振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sinθ・sin(ωEt−α)×cosωt
=sinθ・sin(ωEt−α)・cosωt ・・・・(3)
Similarly, the third multiplier 42 multiplies the first amplitude modulation signal sin θ · sin (ω E t−α) by the second pseudo sine wave signal cos ωt from the second pseudo
sinθ · sin (ω E t−α) × cosωt
= Sin θ · sin (ω E t−α) · cos ωt (3)
同様に、第4乗算器43において、第2振幅変調信号cosθ・sin(ωEt−α)と第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cosθ・sin(ωEt−α)×cosωt
=cosθ・sin(ωEt−α)・cosωt ・・・・(4)
Similarly, the fourth multiplier 43 multiplies the second amplitude modulation signal cos θ · sin (ω E t−α) by the second pseudo sine wave signal cos ωt from the second pseudo
cos θ · sin (ω E t−α) × cos ωt
= Cos θ · sin (ω E t−α) · cos ωt (4)
次に、加算器46において、前記(1)式で示される第1乗算器40の出力と、前記(4)式で示される第4乗算器43の出力とが加算される下記のアナログ演算が実施される。
(1)式+(4)式=sinθ・sin(ωEt−α)・sinωt
+cosθ・sin(ωEt−α)・cosωt
=cos(ωt−θ)・sin(ωEt−α) ・・・・(5)
Next, the adder 46 adds the output of the first multiplier 40 expressed by the above equation (1) and the output of the fourth multiplier 43 expressed by the above equation (4) as follows: To be implemented.
(1) Formula + (4) Formula = sin θ · sin (ω E t−α) · sin ωt
+ Cos θ · sin (ω E t−α) · cos ωt
= Cos (ωt−θ) · sin (ω E t−α) (5)
同様に、第1減算器47において、前記(2)式で示される第2乗算器41の出力から、前記(3)式で示される第3乗算器42の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
(2)式−(3)式=cosθ・sin(ωEt−α)・sinωt
−sinθ・sin(ωEt−α)・cosωt
=sin(ωt−θ)・sin(ωEt−α) ・・・・(6)
Similarly, the first subtractor 47 subtracts the output of the third multiplier 42 expressed by the above equation (3) from the output of the
(2) Formula- (3) Formula = cos θ · sin (ω E t−α) · sin ωt
−sin θ · sin (ω E t−α) · cos ωt
= Sin (ωt−θ) · sin (ω E t−α) (6)
次に、第5乗算器44において、前記(5)式で示される加算器46の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号sinωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
cos(ωt−θ)・sin(ωEt−α)×sinωRt
=cos(ωt−θ)・sinωRt・sin(ωEt−α) ・・・・(7)
Next, the fifth multiplier 44 multiplies the output of the adder 46 expressed by the above equation (5) and the first pseudo sine wave signal sinω R t from the first pseudo
cos (ωt−θ) · sin (ω E t−α) × sinω R t
= Cos (ωt−θ) · sinω R t · sin (ω E t−α) (7)
同様に、第6乗算器45において、前記(6)式で示される第1減算器47の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号cosωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
sin(ωt−θ)・sin(ωEt−α)×cosωRt
=sin(ωt−θ)・cosωRt・sin(ωEt−α) ・・・・(8)
Similarly, the sixth multiplier 45 multiplies the output of the first subtractor 47 expressed by the equation (6) by the first pseudo sine wave signal cosω R t from the first pseudo
sin (ωt−θ) · sin (ω E t−α) × cosω R t
= Sin (ωt−θ) · cosω R t · sin (ω E t−α) (8)
次に、第2減算器48において、前記(7)式で示される第5乗算器44の出力から、前記(8)式で示される第6乗算器45の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
(7)式−(8)式=cos(ωt−θ)・sinωRt・sin(ωEt−α)
−sin(ωt−θ)・cosωRt・sin(ωEt−α)
=sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)
=ε ・・・・(9)
Next, the second subtracter 48 subtracts the output of the sixth multiplier 45 represented by the above equation (8) from the output of the fifth multiplier 44 represented by the above equation (7). Is implemented.
(7) Formula- (8) Formula = cos (ωt−θ) · sinω R t · sin (ω E t−α)
-Sin (ωt-θ) · cosω R t · sin (ω E t-α)
= Sin (θ−ωt + ω R t) · sin (ω E t−α)
= Ε (9)
すなわち、制御偏差演算部4において、上記(1)式〜(9)式で示されるアナログ信号処理が実施されて、前記回転検出器1の出力である前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)は、制御偏差ε[sin(θ−ωt+ωRt)・sin(ωEt−α)]へと変換される。 That is, in the control deviation calculation unit 4, the analog signal processing expressed by the above formulas (1) to (9) is performed, and the first and second amplitude modulation signals sin θ ·· that are the outputs of the rotation detector 1. sin (ω E t−α), cos θ · sin (ω E t−α) is converted into a control deviation ε [sin (θ−ωt + ω R t) · sin (ω E t−α)].
この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記制御偏差εが常に零となるように制御される。この制御偏差εは、同期検波部60に入力されて、励磁成分抽出部49からの励磁位相基準ωEt−αにより同期検波される。すなわち、制御偏差εは、励磁成分であるsin(ωEt−α)が絶対値化されて、下記の式のように変換される。
E=sin(θ−ωt+ωRt)・|sin(ωEt−α)| ・・・・(10)
The rotation signal processing means 3 of this embodiment is controlled so that the control deviation ε is always zero. This control deviation ε is input to the
E = sin (θ−ωt + ω R t) · | sin (ω E t−α) | (10)
ここで、励磁位相基準ωEt−αについて考察する。
励磁位相基準ωEt−αは、前記制御偏差εの包絡線(エンベロープ)/振幅成分sin(θ−ωt+ωRt)を同期検波部60にて正確に復調するための同期化基準信号となるものである。この励磁位相基準ωEt−αは、前記第1及び第2振幅変調信号が有する励磁信号sinωEtに対する位相ずれαを加味して、より正確に同期検波できるようにされたものである。
別に特許出願を行っているため、詳細は省略するが、励磁成分抽出部49は、デジタル角度出力φを利用して、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωt−α),cosθ・sin(ωt−α)から、いずれか振幅の大きな信号を選択し、この選択した信号から励磁位相基準ωEt−αを抽出する。
Here, the excitation phase reference ω E t-α will be considered.
The excitation phase reference ω E t-α is a synchronization reference signal for accurately demodulating the envelope (envelope) / amplitude component sin (θ−ωt + ω R t) of the control deviation ε by the
Since the patent application has been filed separately, the details are omitted, but the excitation
なお、前記(10)式で示される同期検波後の制御偏差Eは、等価的に下式に示す信号とみなすことができる。
E≒sin(θ−ωt+ωRt) ・・・・(11)
前述したように、この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記(9)式で示される制御偏差εが常に零となるように制御される。制御偏差εは、等価的に前記(11)式で示される制御偏差Eに置き換えて考えることができるため、下記の式が成り立つ。
ε≒sin(θ−ωt+ωRt)=0 ・・・・(12)
∴ ωt=θ+ωRt ・・・・(13)
Note that the control deviation E after the synchronous detection expressed by the equation (10) can be regarded as a signal equivalently expressed by the following equation.
E≈sin (θ−ωt + ω R t) (11)
As described above, the rotation signal processing means 3 according to this embodiment is controlled so that the control deviation ε expressed by the equation (9) is always zero. Since the control deviation ε can be considered by equivalently replacing it with the control deviation E expressed by the equation (11), the following equation is established.
ε≈sin (θ−ωt + ω R t) = 0 (12)
∴ ωt = θ + ω R t (13)
次に、(11)式で示される同期検波後の制御偏差Eは、ループ補償器61に入力されて、ループ補償器61によりループ補償される。ここでは、ループ補償器61は、一般的なPI補償[P(比例)+I(積分)]を行う。一方で、前記制御偏差Eは、モニター信号として外部に出力されて、回転信号処理手段3の挙動を把握するために利用することも可能である。制御偏差Eをモニター信号として利用することで、異常検出や自己診断等のシステムのフェールセーフを実現できる。
Next, the control deviation E after the synchronous detection expressed by the equation (11) is input to the
ループ補償器61の出力は、後述の第2カウンタ63の前段に配置されているので、物理的には速度の重み(次元)を有する信号と考えることができる。ここで、一般的には、信号変換器62として電圧制御発振器(VCO)が用いられる。前記ループ補償器61の出力は、電圧制御発振器によりデジタルパルス列に変換された後に、次段の第2カウンタ63で積分されて周波数変調信号ωt=ωRt+φに変換される。しかしながら、電圧制御発振器の出力は、位相基準ωRtの成分を含んでいるため、このデジタルパルス列を速度信号として直接使用することには多少の無理が生じる。
前述したように、信号変換器62として電圧制御発振器を用いることは一般的であるものの、この実施の形態では、信号変換器62として、パラレル絶対値出力(パラレルのデジタル出力)を出力するA/D変換器を用いる。A/D変換器の出力は、パラレル絶対値出力であるため、前述のデジタルパルス列出力に比べて、速度信号としての使用に適している。
Since the output of the
As described above, although it is common to use a voltage controlled oscillator as the
また、制御系の性能が、電圧制御発振器自体の例えばリニアリティー及び発振周波数等の特性に依存するため、電圧制御発振器を用いる場合にはシステムの分解能や応答性にしばしば制約を与えることがあったが、A/D変換器の分解能、変換精度、及び変換速度等の性能は、現時点において、この実施の形態の回転検出装置への適用に十分耐えうるものである。さらに、電圧制御発振器自体も容易に製造できるものでないため、A/D変換器を用いることでコストを抑えることもできる。
然るに、電圧制御発振器を用いる場合と同様に、周波数変調信号ωt=ωRt+φを求めるためには位相基準ωRt分の周波数オフセットを考慮する必要があるものの、第2カウンタ63においてデジタル的な簡単な考慮、すなわちA/D変換値にオフセット量を付加して数値積算を行えば、信号変換器62としてA/D変換器を用いることができる。すなわち、この実施の形態では、前記第2カウンタ63は、デジタル値の積分機能を有している。A/D変換器の出力は、物理的には、速度の重み(次元)を有する信号と考えることができる。つまり、A/D変換器の出力はデジタル速度出力dφ/dt(ドットφ)として利用することができる。信号変換器62としてA/D変換器を用いることは、この実施の形態の回転検出装置に非常に有効である。
Also, since the performance of the control system depends on the characteristics of the voltage controlled oscillator itself, such as linearity and oscillation frequency, when using the voltage controlled oscillator, the resolution and responsiveness of the system are often limited. The performance of the A / D converter, such as the resolution, the conversion accuracy, and the conversion speed, can sufficiently withstand the application to the rotation detection device of this embodiment at the present time. Furthermore, since the voltage controlled oscillator itself cannot be easily manufactured, the cost can be reduced by using an A / D converter.
However, as in the case of using the voltage controlled oscillator, in order to obtain the frequency modulation signal ωt = ω R t + φ, it is necessary to consider the frequency offset corresponding to the phase reference ω R t. A simple A / D converter can be used as the
前記周波数変調信号ωt=ωRt+φは、パラレルなデジタル信号であり、第2擬似正弦波発生部64によって、8値(8レベル)/16サンプリングを基本とする階段波状の擬似正弦波に変換されて、前記制御偏差演算部4に帰還される。すなわち、前記周波数変調信号ωt=ωRt+φが前記制御偏差演算部4に帰還されることで、一連の負帰還制御ループが構成されている。
The frequency modulation signal ωt = ω R t + φ is a parallel digital signal and is converted by the second pseudo sine
ここで、階段波状の擬似正弦波を使用するのは、アナログ乗算回路を簡潔に実現しコストダウンを図ることを目的としている。8値(8レベル)/16サンプリングとした場合、高調波成分は理論上第15次より高域に生ずるものであり、ループ補償器61の特性を考慮した場合、擬似正弦波であっても何等システム性能に影響を及ぼすものではないと考えることができる。すなわち、例えば周波数変調信号の周波数が10kHzの場合、高調波成分は150kHz以上に生じることになるが、ループ補償器61により限定される帯域は一般的には5kHz以下となっており、何等影響を及ぼすものにはなっていない。
なお、実際のアナログ乗算は、階段波状の擬似正弦波を乗算に直接用いているのではなく、一方の信号のアンプゲインを階段的に切り替えることにより簡潔な正弦波乗算回路として実現されている。換言すると、簡潔な回路で合理的なアナログ信号処理を実現でき、モノリシックIC化に際しチップ面積を小さく抑えることができ、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化(量産)を可能にできる。
Here, the use of the staircase-like pseudo sine wave is intended to simplify the analog multiplication circuit and reduce the cost. In the case of 8 values (8 levels) / 16 sampling, the harmonic component is theoretically generated in a higher range than the fifteenth order, and when the characteristics of the
Note that the actual analog multiplication is realized as a simple sine wave multiplication circuit by stepwise switching the amplifier gain of one signal instead of directly using the staircase-like pseudo sine wave for multiplication. In other words, rational analog signal processing can be realized with a simple circuit, the chip area can be kept small in the case of monolithic IC, and commercialization (mass production) with high reliability, small size, and low price can be made possible.
この実施の形態の回転検出装置における最終出力は、アナログの前記入力角度θをデジタルに変換したデジタル角度出力φである。このデジタル角度出力φを得るには、前記減算部7により、前記周波数変調信号ωRt+φから位相基準ωRtを減算すればよい。 The final output in the rotation detection device of this embodiment is a digital angle output φ obtained by converting the analog input angle θ into digital. In order to obtain this digital angle output φ, the subtraction unit 7 may subtract the phase reference ω R t from the frequency modulation signal ω R t + φ.
前述したように、この位相基準ωRtは、発振部50で発振される基準クロックを元に第1カウンタ51にて分周されており、一定の変化率を有する周期関数となっている。この位相基準ωRtは、第1擬似正弦波発生部52にも入力されており、8値(8レベル)/16サンプリングを基本とする階段波状の第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtに変換される。この第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtは、前記第5及び第6乗算器44,45に入力されて、アナログ演算に利用される。
As described above, the phase reference ω R t is divided by the
なお、前記第1カウンタ51、前記第2カウンタ63、前記減算器、前記第1擬似正弦波発生部52、前記第2擬似正弦波発生部64、及び前記信号変換器62を少なくとも含むデジタル回路として、前記発振部50で生成される単一且つ同一の基準クロック50aによる同期化回路が用いられている。
As a digital circuit including at least the
従って、この実施の形態の回転検出装置は、励磁信号源2を回転信号処理手段3の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法が適用されている。
Accordingly, the rotation detecting device of this embodiment, the
また、前記回転信号処理手段3は、前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ωEt−α),cosθ・sin(ωEt−α)と第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部4と、発振部50、第1カウンタ51、及び第1擬似正弦波発生部52を有し、前記発振部50が出力する基準クロック50aに基づいて位相基準ωRtと前記第1擬似正弦波信号sinωRt,cosωRtとを生成する位相基準生成手段5と、同期検波部60、ループ補償器61、信号変換器62、第2カウンタ63、及び第2擬似正弦波発生部64を有し、前記制御偏差演算部4からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωRt+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系6と、前記周波数変調信号ωRt+φから前記位相基準ωRtを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部7とにより構成されている。
さらに、前記信号変換器62は、パラレル絶対値出力を出力するA/D変換器により構成されており、前記第2カウンタ63は、デジタル値の積分機能を有している。
さらにまた、前記第1カウンタ51、前記第1擬似正弦波発生部52、前記信号変換器62、前記第2カウンタ63、前記第2擬似正弦波発生部64、及び前記減算部7を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロック50aによって同期された同期化回路が用いられている。
The rotation signal processing means 3 includes the first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t-α), cos θ · sin (ω E t-α) and the first pseudo sine wave signal sin ω R t. , Cos ω R t and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt, a control deviation calculation unit 4 that outputs the control deviation ε, an
Further, the
Furthermore, the digital including at least the
1 回転検出器
2 励磁信号源
3 回転信号処理手段
4 制御偏差演算部
5 位相基準生成手段
6 負帰還制御系
7 減算部
50 発振部
50a 基準クロック
51 第1カウンタ
52 第1擬似正弦波発生部
60 同期検波部
61 ループ補償器
62 信号変換器
63 第2カウンタ
64 第2擬似正弦波発生部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (2)
前記励磁信号源(2)を前記回転信号処理手段(3)の前記負帰還制御ループから独立させて、前記励磁信号sinωEtの励磁周波数ωEtを任意の固定周波数とし、
前記回転信号処理手段(3)は、
前記第1及び第2振幅変調信号sinθ・sin(ω E t−α),cosθ・sin(ω E t−α)と第1擬似正弦波信号sinω R t,cosω R tと第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部(4)と、
発振部(50)、第1カウンタ(51)、及び第1擬似正弦波発生部(52)を有し、前記発振部(50)が出力する基準クロック(50a)に基づいて位相基準ω R tと前記第1擬似正弦波信号sinω R t,cosω R tとを生成する位相基準生成手段(5)と、
同期検波部(60)、ループ補償器(61)、信号変換器(62)、第2カウンタ(63)、及び第2擬似正弦波発生部(64)を有し、前記制御偏差演算部(4)からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ω R t+φと前記第2擬似正弦波信号sinωt,cosωtとを生成する負帰還制御系(6)と、
前記周波数変調信号ω R t+φから前記位相基準ω R tを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部(7)と
により構成されており、
前記信号変換器(62)は、パラレル絶対値出力を出力するA/D変換器により構成されており、前記第2カウンタ(63)は、デジタル値の積分機能を有している
ことを特徴とするアナログ信号のデジタル変換方法。 Excitation signal source first and second amplitude modulation signals sin [theta · sin from the rotation detector is amplitude modulated by the excitation signal sin .omega E t from (2) the input angle θ (1) (ω E t -α), cosθ Sin (ω E t−α) is input to the rotation signal processing means (3), and signal processing is performed to make the control deviation ε zero by the negative feedback control loop of the rotation signal processing means (3). In the analog signal digital conversion method for converting the input angle θ into the digital angle output φ,
Said said is independent from the negative feedback control loop of the excitation signal source (2) the rotation signal processing means (3), the excitation frequency omega E t of the excitation signal sin .omega E t is an arbitrary constant frequency,
The rotation signal processing means (3)
The first and second amplitude modulation signals sin θ · sin (ω E t-α), cos θ · sin (ω E t-α), the first pseudo sine wave signals sin ω R t, cos ω R t, and the second pseudo sine wave. A control deviation calculator (4) for outputting the control deviation ε based on the signals sin ωt and cos ωt;
It has an oscillation unit (50), a first counter (51), and a first pseudo sine wave generation unit (52), and is based on a phase reference ω R t based on a reference clock (50a) output from the oscillation unit (50). and said first pseudo sine wave signal and sin .omega R t, the phase reference generator means for generating and cosω R t (5),
A synchronous detector (60); a loop compensator (61); a signal converter (62); a second counter (63); and a second pseudo sine wave generator (64). A negative feedback control system (6) for generating a frequency modulation signal ω R t + φ and the second pseudo sine wave signals sin ωt, cos ωt based on the control deviation ε from
A subtractor (7) for calculating the digital angle output φ by subtracting the phase reference ω R t from the frequency modulation signal ω R t + φ ;
It consists of
The signal converter (62) includes an A / D converter that outputs a parallel absolute value output, and the second counter (63) has a digital value integration function. A method for digital conversion of analog signals.
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