JP2012044801A - Dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、1次側直流電圧源および2次側直流電圧源との間に接続され、これら2つの直流電源の各直流電圧間で双方向に電圧変換するDCDCコンバータに関する。 The present invention relates to a DCDC converter connected between a primary side DC voltage source and a secondary side DC voltage source and bi-directionally converting between DC voltages of these two DC power sources.
近年、地球環境問題の視点からハイブリッド電気自動車(HEV)が注目されている。ハイブリッド電気自動車が従来の自動車と同等の駆動力を達成するためには100kW程度の高いモータ出力が要求されるので、それに対応したインバータドライブが必要である。近年のハイブリッド電気自動車では、モータ出力の向上のため、インバータドライブの電源電圧(直流リンク電圧)を高く設計する傾向にあるが、バッテリの直列セル数を増やし直流リンク電圧を高くすると、コストが上昇し信頼性も低下する。また、バッテリ電圧をインバータドライブに直接供給すると、バッテリの内部抵抗により放電時にはバッテリ電圧が低下するので、大出力が必要な場合であっても高い電圧を得ることができない。その一方で、充電時にはバッテリ電圧が上昇するので、インバータに用いる素子の耐圧は充電時のバッテリ電圧に合わせて設計しなければならない。 In recent years, hybrid electric vehicles (HEV) have attracted attention from the viewpoint of global environmental problems. In order for a hybrid electric vehicle to achieve a driving force equivalent to that of a conventional vehicle, a high motor output of about 100 kW is required, and an inverter drive corresponding to that is required. In recent hybrid electric vehicles, there is a tendency to increase the power supply voltage (DC link voltage) of the inverter drive in order to improve motor output. However, if the number of series cells of the battery is increased and the DC link voltage is increased, the cost increases. And reliability is also reduced. Further, when the battery voltage is directly supplied to the inverter drive, the battery voltage is reduced during discharging due to the internal resistance of the battery, so that a high voltage cannot be obtained even when a large output is required. On the other hand, since the battery voltage rises during charging, the withstand voltage of the element used for the inverter must be designed in accordance with the battery voltage during charging.
このため、通常は、バッテリ電圧をインバータドライブに直接供給するのではなく、DCDCコンバータを用いて昇圧する手法が用いられている(例えば、特許文献1参照。))。 For this reason, usually, a method of boosting the voltage using a DCDC converter is used instead of supplying the battery voltage directly to the inverter drive (see, for example, Patent Document 1).
図9は、チョッパ回路を用いた従来のハイブリッド電気自動車用DCDCコンバータを示す回路図である。ハイブリッド電気自動車において、三相交流モータ51をインバータ53で駆動する場合、バッテリ52とインバータ53との間にはDCDCコンバータ100が接続される。ハイブリッド電気自動車では、回生動作時にはインバータ53からバッテリ52に向けたパワーフローとなりバッテリ52を充電するため、DCDCコンバータ100として双方向チョッパを採用している。DCDCコンバータ100は、1次側コンデンサC1と、チョッパインダクタLと、スイッチング素子Sおよびこれに逆並列接続されるダイオードDを2組と、2次側コンデンサC2と、を備える。ここで、バッテリ52の電圧をV1、インバータ53の直流リンク電圧をV2とする。近年のハイブリッド電気自動車では、バッテリ52の電圧をV1は 200〜300V、インバータ53の直流リンク電圧V2は500〜650Vであり、昇圧比は2〜2.5倍程度である。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter for a hybrid electric vehicle using a chopper circuit. In the hybrid electric vehicle, when the three-
ハイブリッド電気自動車用のDCDCコンバータは、車両内の限られたスペースに設置する必要があるので、小型化・高パワー密度化が求められている。特に、図9に示した双方向チョッパであるDCDCコンバータ100では、チョッパインダクタLが大きな体積の割合を占めるため、小型化が求められている。
Since the DCDC converter for a hybrid electric vehicle needs to be installed in a limited space in the vehicle, there is a demand for downsizing and high power density. In particular, in the
図10は、従来の双方向型のDCDCコンバータにおける変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。ここで、DCDCコンバータ101は絶縁型および非絶縁型どちらの回路構成も考えられ、例えば図9を参照して説明したチョッパ回路型のものがある。ここで、双方向DCDCコンバータ101に接続される1次側直流電圧源54の電圧をV1、2次側直流電圧源55の電圧をV2とする。1次側直流電圧源54と2次側直流電圧源55との間の伝送電力PS〔W〕はすべてDCDCコンバータ101を経由する。それゆえ、DCDCコンバータの変換器容量PCについては、「PC=PS」の関係が成り立つ。
FIG. 10 is a diagram for explaining the relationship between the converter capacity and the transmission power in a conventional bidirectional DCDC converter. Here, the
図11は、従来の双方向型のDCDCコンバータを用いて直列コンバータを構成した場合における変換器容量と伝送電力との関係を説明する図である。双方向型のDCDCコンバータ101の1次側入出力端を1次側直流電圧源54に並列接続し、DCDCコンバータ101の2次側入出力端を2次側直流電圧源55に直列接続したものを一般に「直列コンバータ」と称する。ここで、1次側直流電圧源54の電圧をV1、2次側直流電圧源55の電圧をV2とし、「V1<V2」の大小関係が成り立つものとする。このような直流コンバータ構成の場合、DCDCコンバータ101の2次側入出力端における電圧VCは、V2とV1との差となる。すなわち、DCDCコンバータ101は、V2とV1との差を補償するための電圧のみを供給すればよい。ここで、変換器容量PCと伝送電力PSとの間には式1の関係が成り立つ。
FIG. 11 is a diagram for explaining the relationship between converter capacity and transmission power when a series converter is configured using a conventional bidirectional DCDC converter. The primary side input / output terminal of the
例えば、「V2=2V1」すなわち昇圧比が2倍の場合、DCDCコンバータ101の変換器容量PCは、伝送電力PSの1/2で済む。このように、直列コンバータ構成によれば、DCDCコンバータ101の変換器容量PCは伝送電力PSと比較して小さくすることができ、結果として、変換器効率の向上や、DCDCコンバータ101内のインダクタ(磁性素子)の小型化をもたらすと期待される。
For example, when “V 2 = 2V 1 ”, that is, the step-up ratio is twice, the converter capacity P C of the
また、フルブリッジ型双方向絶縁型のDCDCコンバータが提案されている(例えば、非特許文献1および非特許文献2参照。)。図12は、非特許文献1に記載された従来のフルブリッジ型双方向絶縁型のDCDCコンバータの回路図である。この図は、非特許文献1のFig.3(a)に示された単相デュアルアクティブブリッジDCDCコンバータ(Single phase dual active bridge dc/dc converter)を示している。非特許文献1に記載されたフルブリッジ型双方向絶縁型のDCDCコンバータ102は、1次側にスイッチS1、S2、S3およびS4を有するフルブリッジ変換器ならびにコンデンサC1を備え、2次側にスイッチS5、S6、S7およびS8を有するフルブリッジ変換器ならびにコンデンサC2を備え、1次側と2次側とは高周波変圧器62を介して電気的に絶縁されている。この図において、DCDCコンバータ102の1次側には1次側直流電圧源61が接続され、2次側には負荷63が接続されている。フルブリッジ型双方向絶縁型のDCDCコンバータ102のスイッチング素子については、非特許文献1および非特許文献2に記載されているようなソフトスイッチングが可能であるため、さらなるスイッチング周波数の高周波化と低損失化が可能である。したがって、高周波変圧器62は大幅に小型化することができる。
In addition, a full bridge type bidirectional insulation type DCDC converter has been proposed (see, for example, Non-Patent
また、上述の直列コンバータに、フライバックコンバータおよび極性反転チョッパを用いた回路も提案されている(非特許文献3)。図13は、非特許文献3に記載された従来のフライバックコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。V1はバッテリ電圧、V2は負荷に供給される電圧を示す。フライバックコンバータ200によってV1とV2との差を補償する電圧を発生し、昇降圧動作を可能にするため、フルブリッジコンバータ部201で正負電圧の切り替えを行っている。この回路はバッテリから負荷への単方向のパワーフローを想定しているが、降圧動作(V1>V2の場合)では直列コンバータは負の電圧を出力するため、直列コンバータ内でのパワーフローはバッテリへ向かう方向である。そのため、フライバックコンバータ200は双方向の回路構成となっている。一方、図14は、非特許文献3に記載された従来の極性反転チョッパを用いた直列コンバータを示す回路図である。極性反転チョッパ300を用いた場合、そのままでは直列コンバータの1次側と2次側との間が絶縁されず、バッテリ電圧V1を短絡してしまう。そのため、SC3およびSC4を設置することによってバッテリ電圧V1の短絡を防いでいる。
In addition, a circuit using a flyback converter and a polarity inversion chopper for the above-described series converter has also been proposed (Non-Patent Document 3). FIG. 13 is a circuit diagram showing a series converter using a conventional flyback converter described in Non-Patent
また、上述の直列コンバータに、単方向絶縁型のDCDCコンバータを用いた回路が提案されている(非特許文献4)。図15は、非特許文献4に記載された従来の単方向絶縁型のDCDCコンバータを用いた直列コンバータを示す回路図である。単方向絶縁型のDCDCコンバータ400は、スイッチング素子耐圧の低減と出力フィルタの小型化を目的として、2台のDCDCコンバータ400−1および400−2を、入力側については直列接続、出力側については並列接続したインタリーブの構成となっている。この直列コンバータは、主として太陽電池の電力調整に用いる昇圧コンバータとして利用されるものである。
Further, a circuit using a unidirectional insulation type DCDC converter as the above-described series converter has been proposed (Non-patent Document 4). FIG. 15 is a circuit diagram showing a series converter using a conventional unidirectional insulation type DCDC converter described in Non-Patent Document 4. The unidirectional insulation
なお、変圧器あるいはインダクタの体積を定量的に評価する手法として、Area Product(エリアプロダクト)というパラメータを用いた手法が提案されている(例えば、特許文献5参照。)。 As a technique for quantitatively evaluating the volume of a transformer or an inductor, a technique using a parameter called Area Product (area product) has been proposed (for example, see Patent Document 5).
DCDCコンバータは、ハイブリッド電気自動車など利用される分野が増えるにつれ、小型化、高効率化および高エネルギー密度化がより一層求められている。例えばハイブリッド電気自動車においては、DCDCコンバータを限られた設置スペースに配置しなければならないので、できる限り小型化するのが望ましい。 As DCDC converters are used in fields such as hybrid electric vehicles, miniaturization, high efficiency, and high energy density are further demanded. For example, in a hybrid electric vehicle, since the DCDC converter must be arranged in a limited installation space, it is desirable to make it as small as possible.
DCDCコンバータを構成する個別の部品に関して言えば、スイッチング素子として用いられるIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)については近年の技術進歩に伴い、小型化、高性能化が進んでいる。一方、インダクタや変圧器などのような磁性素子はDCDCコンバータ内において大きなスペースを占めていることから、DCDCコンバータのより一層の小型化、高効率化および高エネルギー密度化を実現するためには磁性素子の小型化は欠かせない。しかしながら、インダクタに関しては、技術がある程度成熟しており、今後の大幅な小型化は難しい。 As for individual components constituting the DCDC converter, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) used as switching elements are becoming smaller and higher in performance with recent technological advances. On the other hand, magnetic elements such as inductors and transformers occupy a large space in the DC-DC converter, and therefore, in order to realize further miniaturization, higher efficiency and higher energy density of the DC-DC converter. Miniaturization of the element is indispensable. However, with respect to inductors, the technology has matured to some extent, and it will be difficult to reduce the size significantly in the future.
また、非特許文献3に記載された直列コンバータでは、フライバックコンバータおよび極性反転チョッパともに、小容量の変換器では素子数が少ないため適しているが、インダクタ体積が大型となるため大容量の変換器には適していない。
The series converter described in
また、非特許文献4に記載された直列コンバータでは、DCDCコンバータの2次側にダイオード整流器を採用しているため、回生動作は不可能である。 Further, in the series converter described in Non-Patent Document 4, since a diode rectifier is employed on the secondary side of the DCDC converter, the regenerative operation is impossible.
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、小型、高効率および高エネルギー密度の双方向DCDCコンバータを提供することにある。 Accordingly, in view of the above problems, an object of the present invention is to provide a bidirectional DCDC converter that is small, highly efficient, and has a high energy density.
上記目的を実現するために、本発明によれば、1次側直流電圧源および2次側直流電圧源との間に接続され、これら2つの直流電源の各直流電圧間で双方向に電圧変換するDCDCコンバータは、1次側直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第1直流側入出力端子と、一対の第1交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する1次側電力変換部と、一対の第2直流側入出力端子と、一対の第2交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する2次側電力変換部であって、一方の第2直流側入出力端子が2次側直流電圧源の正極端子に接続され、他方の第2直流側入出力端子が1次側直流電圧源の正極端子に接続された2次側電力変換部と、各第1交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の1次側端子と、各第2交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の2次側端子とを有する変圧器と、を備える。 In order to achieve the above object, according to the present invention, the voltage is bidirectionally converted between the DC voltages of the two DC power supplies, connected between the primary DC voltage source and the secondary DC voltage source. The DC / DC converter has a pair of first DC side input / output terminals respectively connected to a positive terminal and a negative terminal of a primary side DC voltage source, and a pair of first AC side input / output terminals. A primary side power conversion unit that mutually converts power between alternating current, a pair of second direct current side input / output terminals, and a pair of second alternating current side input / output terminals, between direct current and alternating current In which the second DC side input / output terminal is connected to the positive terminal of the secondary DC voltage source, and the other second DC side input / output terminal is 1 Secondary power converter connected to the positive terminal of the secondary DC voltage source and each first AC input / output terminal Comprising a respectively connected pair of primary terminals, a transformer having a pair of secondary terminals connected to respective second ac side input terminal.
本発明によれば、小型かつ高効率で高エネルギー密度の双方向DCDCコンバータを実現することができる。本発明によれば、高出力を維持しつつ変換器容量を低減することが可能である。また、スイッチング素子の耐圧を小さくすることができる。またさらに、スイッチング素子に対してソフトスイッチングが可能である。したがって、磁性素子について言えば、従来の双方向チョッパを用いたDCDCコンバータのインダクタと比較して、本発明によれば変圧器の体積を小さくすることができる。 According to the present invention, a small-sized, high-efficiency, high-energy density bidirectional DCDC converter can be realized. According to the present invention, it is possible to reduce the converter capacity while maintaining a high output. In addition, the breakdown voltage of the switching element can be reduced. Furthermore, soft switching is possible for the switching element. Therefore, regarding the magnetic element, the volume of the transformer can be reduced according to the present invention as compared with the inductor of the DCDC converter using the conventional bidirectional chopper.
図1は、本発明によるDCDCコンバータを示す図である。本発明によるDCDCコンバータ1は、1次側直流電圧源V1および2次側直流電圧源V2との間に接続され、これら2つの直流電源V1およびV2の各直流電圧間で双方向に電圧変換する。DCDCコンバータ1は、1次側電力変換部11と、2次側電力変換部12と、高周波変圧器13と、を備える。
FIG. 1 is a diagram showing a DCDC converter according to the present invention. A
1次側電力変換部11は、1次側直流電圧源V1の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第1直流側入出力端子P1−1およびP1−2と、一対の第1交流側入出力端子Q1−1およびQ1−2と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する。
Primary
2次側電力変換部12は、一対の第2直流側入出力端子P2−1およびP2−2と、一対の第2交流側入出力端子Q2−1およびQ2−2と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する。一方の第2直流側入出力端子P2−1は2次側直流電圧源12の正極端子に接続され、他方の第2直流側入出力端子P2−2が1次側直流電圧源の正極端子に接続される。
The
高周波変圧器13は、各第1交流側入出力端子Q1−1およびQ1−2にそれぞれ接続された一対の1次側端子R1−1およびR1−2と、各第2交流側入出力端子Q2−1およびQ2−2にそれぞれ接続された一対の2次側端子R2−1およびR2−2とを有する。
The
上述の1次側電力変換部11および2次側電力変換部12は、以下で説明するフルブリッジ型もしくはハーフブリッジ型の電力変換器で構成される。また、各電力変換器における交流側の電圧のレベル数は、本発明を限定するものではなく、2レベル以上であればいくつであってもよい。以下の実施例では、一例として交流側の電圧が2レベルである変換器について説明する。
The
図2は、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータを示す回路図である。本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータ1では、1次側電力変換部11および2次側電力変換部12が、以下のようなフルブリッジ型の電力変換器で構成される。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a DCDC converter according to the first embodiment of the present invention. In the
1次側電力変換部11は、1次側直流電源V1に並列接続されたコンデンサC1と、それぞれがコンデンサC1に並列接続された2つのレグ部L1−1およびL1−2と、を備える。各レグ部L1−1およびL1−2は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有する。本実施例では、交流側の電圧を2レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ1組ずつ有する。各レグ部L1−1およびL1−2における上側アーム部と下側アーム部との接続点を、1次側電力変換部11の第1交流側入出力端子Q1−1およびQ1−2として用いる。
The primary side
一方、2次側電力変換部12は、2次側直流電源V2の正極端子と1次側直流電圧源V1の正極端子との間に接続されるコンデンサC2と、それぞれがコンデンサC2に並列接続された2つのレグ部L2−1およびL2−2と、を備える。各レグ部L2−1およびL2−2は、上述の1次側電力変換部11と同様、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有する。本実施例では、交流側の電圧を2レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ1組ずつ有する。各レグ部L2−1およびL2−2における上側アーム部と下側アーム部との接続点を、2次側電力変換部12の第2交流側入出力端子Q2−1およびQ2−2として用いる。
On the other hand, the secondary
なお、1次側電力変換部11および2次側電力変換部12内のスイッチング素子に対するスイッチングパターンについては、非特許文献1および非特許文献2に示されたフルブリッジ型双方向絶縁型DCDCコンバータについてのものと同様でよい。また、上述の各スイッチング素子は、自己消弧形のものであればよく、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やSiC−MOSFET(Silicon Carbide−Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などでよい。このことは後述する第2の実施例の場合でも同様である。
In addition, about the switching pattern with respect to the switching element in the primary
高周波変圧器13は、各1次側端子R1−1およびR1−2が1次側電力変換部11の各第1交流側入出力端子Q1−1およびQ1−2にそれぞれ接続され、各2次側端子R2−1およびR2−2が2次側電力変換部12の各第2交流側入出力端子Q2−1およびQ2−2にそれぞれ接続される。
In the high-
ここで、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータ1と、図1を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100とを比較すると次の通りである。
Here, a comparison between the
まず、スイッチング素子の耐圧について検討すると次の通りである。本発明の第1の実施例におけるフルブリッジ型の1次側電力変換部11では、スイッチング素子の耐圧は、V1 以上必要であり、フルブリッジ型の2次側電力変換部12では「V2−V1」以上必要である。これに対し、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100では全てのスイッチング素子についてV2以上の耐圧が必要である。このように、本発明の第1の実施例のDCDCコンバータ1によれば、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100に比べ、スイッチング素子の耐圧を低くすることができる。一般に低耐圧のスイッチング素子ほどスイッチング周波数を高周波化することができるので、本発明の第1の実施例によれば高周波変圧器13の駆動周波数を高速化できる。
First, the breakdown voltage of the switching element is examined as follows. In the full-bridge
またに、非特許文献1および2に記載されているように、本発明の第1の実施例のようなフルブリッジ型の双方向絶縁型DCDCコンバータではソフトスイッチングが可能であるため、さらなるスイッチング素子の高周波化および低損失化が可能である。したがって、高周波変圧器13は大幅に小型化可能である。
In addition, as described in
また、変換器効率について検討すると次の通りである。非特許文献2には、第5世代IGBTを用いてフルブリッジ型の双方向絶縁型DCDCコンバータを構成した場合、最大97%の変換器効率が得られることが報告されている。また、SiC−MOSFET(Silicon Carbide−Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)に置き換えた場合では99%の効率に達すると予想されている。本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータ1では変換器容量を低減することができるため、さらなる高効率化が可能である。例えば昇圧比が2倍の場合、直列コンバータの容量は伝送電力の1/2であるため、フルブリッジ型の双方向絶縁型DCDCコンバータの効率が97%であれば全体の効率は99.5%であり、またSiC−MOSFETを用いて直列コンバータの効率を上述のように99%に達成できれば、本発明の第1の実施例の場合では99.5%の効率を得ることができる。
Further, the converter efficiency is examined as follows. Non-Patent Document 2 reports that a converter efficiency of 97% at the maximum can be obtained when a full-bridge bidirectionally isolated DCDC converter is configured using a fifth generation IGBT. Further, when replaced with SiC-MOSFET (Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), it is expected to reach 99% efficiency. In the
また、変換器の体積について検討すると次の通りである。本発明の第1の実施例におけるフルブリッジ型の1次側電力変換部11と2次側電力変換部12とは、高周波変圧器13を介して電気的に絶縁される。高周波変圧器13の定格電力は、直列コンバータであるDCDCコンバータ1の変換器容量PCと等しいため、伝送電力PSよりも小さい。したがって、本発明の第1の実施例における変換器13は、図9を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100におけるインダクタLに比べ、小型化することができる。以下、非特許文献5に記載されたArea Product(エリア・プロダクト)というパラメータを用いて、本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13の体積および従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100におけるインダクタLの体積について定量的に比較検討するが、これに先立ち、エリアプロダクトApの概念について説明する。図3は、非特許文献5に記載されたArea Productを説明する図である。図3は変圧器もしくはインダクタのコア31を概略的に示しており、ここで、コア断面積をAcore、コアの開口部(窓)の面積をAwindowとする。非特許文献5に記載されているように、エリアプロダクトApは式2のように定義される。
The volume of the transducer is examined as follows. In the first embodiment of the present invention, the full-bridge primary
AcoreとAwindowとは直交しているので、エリアプロダクトApは一意に定まり、変圧器もしくはインダクタの体積を評価可能である。エリアプロダクトApと変圧器もしくはインダクタの体積νとの間には式3の関係が成り立つ。
Since the perpendicular to the A core and A window, area Product A p is uniquely determined, it is possible to assess the volume of the transformer or inductor. Relationship in
ここで、Kνはコアの形状から決定される定数である。なお、式3においてエリアプロダクトApを3/4乗するのは、式2は「面積×面積」すなわち「長さの4乗」を表わしており、式3は体積すなわち「長さの3乗」を表わしているからである。
Here, K ν is a constant determined from the shape of the core. Incidentally, to 3/4 square area Product A p In
インダクタの場合、最大蓄積エネルギーをWとすると、エリアプロダクトAPLは式4のように得られる。 In the case of an inductor, if the maximum stored energy is W, the area product APL is obtained as shown in Equation 4.
ここで、Kuは巻線の断面積がコアの開口部(窓)の面積を占める割合である線積率であり、Bmはコアの最大磁束密度、Jwは巻線の電流密度である。式4からわかるように、インダクタのエリアプロダクトAPLは蓄積エネルギーWに比例する。 Here, K u is the linear factor is a ratio of the sectional area of the winding occupies the area of the opening of the core (window), B m is the maximum magnetic flux density of the core, J w is at a current density of windings is there. As can be seen from Equation 4, the inductor area product APL is proportional to the stored energy W.
一方、変圧器の場合、定格電力をPとすると、エリアプロダクトAPTは式5のように得られる。 On the other hand, in the case of a transformer, if the rated power is P, the area product A PT is obtained as shown in Equation 5.
ここで、fSは変圧器の駆動周波数を示す。式5からわかるように、変圧器のエリアプロダクトAPTは定格電力Pに比例する。 Here, f S indicates the drive frequency of the transformer. As can be seen from Equation 5, the transformer area product A PT is proportional to the rated power P.
上述の2つのエリアプロダクトAPLおよびAPTを用いて、本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13の体積および従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100におけるインダクタLの体積とを比較する。
Using the two area products A PL and A PT described above, the volume of the high-
従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100について、伝送電力をPs〔W〕、1次側直流電圧源の電圧をV1〔V〕、2次側直流電圧源の電圧をV2〔V〕、インダクタ電流平均値をIL〔A〕、インダクタ電流リプル電流幅をΔI〔A〕、スイッチング周波数(インダクタの駆動周波数)をfL〔Hz〕とする。従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100のインダクタのインダクタンス値Lは、式6のように表わされる。
For a
ここで、インダクタ電流のリプル率rを式7で定義する。 Here, the ripple rate r of the inductor current is defined by Equation 7.
ただし、連続通流を維持する場合、「0<r≦1」である。インダクタの最大蓄積エネルギーWは、式6および式7から式8のように表わされる。
However, when maintaining continuous flow, “0 <r ≦ 1”. The maximum stored energy W of the inductor is expressed by Equation 6 and Equation 7 to
ここで、1次側直流電圧源の電圧V1と2次側直流電圧源の電圧V2との昇圧比nを式9のように定義する。 Here, the step-up ratio n between the voltage V 1 of the primary side DC voltage source and the voltage V 2 of the secondary side DC voltage source is defined as shown in Equation 9.
従来のチョッパ回路における1次側直流電圧源の電圧V1と2次側直流電圧源の電圧V2とデューティー比dとの関係は式10で表わされる。
The relationship between the voltage V 1 of the primary side DC voltage source, the voltage V 2 of the secondary side DC voltage source, and the duty ratio d in the conventional chopper circuit is expressed by
式9および式10より、昇圧比nとデューティー比との関係は式11で表わされる。
From Equation 9 and
また、インダクタ電流平均値ILは式12で表わされる。
Further, the inductor current average value I L is expressed by
式11および式12より、式8は式13のように変形できる。
From
式13を式4に代入すると、式14に示すようなインダクタのエリアプロダクトAPLが得られる。
Substituting
一方、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータ1について、高周波変圧器13のエリアプロダクトAPTを算出すると次の通りである。高周波変圧器13の定格電力は直列今コンバータであるDCDCコンバータ1の変換器容量と等しい。よって、式1および式9から、高周波変圧器の定格電力PTは式15で表わされる。
On the other hand, for the
式15を式5に代入すると、式16に示すような高周波変圧器13のエリアプロダクトAPTが得られる。
When
式14および式16から、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100とインダクタのエリアプロダクトAPLと本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13のエリアプロダクトAPTとの比は、式17のように表わされる。
From
式3および式17から、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100のインダクタの体積νLと本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13の体積νTとの比は、式18のように表わされる。
From
式18は、「0<r≦1」の範囲においてリプル率rに関して単調増加であることを示している。スイッチング周波数を同一(fL=fT)とし、リプル率r=1とした場合、本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13の体積νTは、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100のインダクタの体積νLの35%である。実用上は「fL<fT」であり、リプル率r<1で設計するので、本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13はさらに小型化することができる。例えば、リプル率r=0.5とした場合、本発明の第1の実施例におけるDCDCコンバータ1における高周波変圧器13の体積νTは、従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100のインダクタの体積νLの32%となる。このように、本発明の第1の実施例によれば、図9を参照して説明した従来のチョッパ回路を用いたDCDCコンバータ100に比べ、磁性素子(変換器)を小型化することができる。
Equation 18 shows that the ripple rate r is monotonically increasing in the range of “0 <r ≦ 1”. When the switching frequency is the same (f L = f T ) and the ripple ratio r = 1, the volume ν T of the high-
図4は、本発明の第2の実施例によるDCDCコンバータを示す回路図である。本発明の第2の実施例によるDCDCコンバータ1では、1次側電力変換部11および2次側電力変換部12が、以下のようなハーフブリッジ型の電力変換器で構成される。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a DCDC converter according to a second embodiment of the present invention. In the
1次側電力変換部11は、互いに直列接続された2つのコンデンサC1-1およびC1-2と、これら直列接続された2つのコンデンサC1-1およびC1-2に並列接続されたレグ部L1とを備える。互いに直列接続された2つのコンデンサC1-1およびC1-2は1次側直流電源V1に並列接続され、2つのコンデンサC1-1およびC1-2の直列接続点を1次側電力変換部11の一方の第1交流側入出力端子Q1−2として用いる。レグ部L1は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有する。本実施例では、交流側の電圧を2レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ1組ずつ有する。レグ部L1における上側アーム部と下側のアーム部との接続点を1次側電力変換部11の他方の第1交流側入出力端子Q1−1として用いる。
Primary
一方、2次側電力変換部12は、互いに直列接続された2つのコンデンサC2-1およびC2-2と、これら直列接続された2つのコンデンサC2-1およびC2-2に並列接続されたレグ部L2とを備える。互いに直列接続された2つのコンデンサC2-1およびC2-2は、2次側直流電源V2の正極端子と1次側直流電圧源V1の正極端子との間に接続され、2つのコンデンサC2-1およびC2-2の直列接続点を2次側電力変換部12の第2交流側入出力端子Q2−2として用いる。レグ部L2は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有する。本実施例では、交流側の電圧を2レベルとするので、上側アーム部および下側アーム部は、スイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を、それぞれ1組ずつ有する。レグ部L2における上側アーム部と下側のアーム部との接続点を2次側電力変換部12の第2交流側入出力端子Q2−1として用いる。
On the other hand, the secondary electric
高周波変圧器13は、各1次側端子R1−1およびR1−2が1次側電力変換部11の各第1交流側入出力端子Q1−1およびQ1−2にそれぞれ接続され、各2次側端子R2−1およびR2−2が2次側電力変換部12の各第2交流側入出力端子Q2−1およびQ2−2にそれぞれ接続される。
In the high-
本実施例によるハーフブリッジ型のDCDCコンバータ1では、高周波変圧器13の定格電力は、第1の実施例によるフルブリッジ型のDCDCコンバータ1の高周波変圧器13の定格電力と等しいが、電圧定格は1/2に、電流定格は2倍となる。また、スイッチング素子の個数は、第1の実施例によるフルブリッジ型のDCDCコンバータ1の場合に比べて1/2で済むが、スイッチング素子の電流定格は2倍必要となる。
In the half-bridge
次に、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータ1のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションでは、1次側直流電圧源V1の電圧250V、2次側直流電圧源V2の電圧を500Vとし、それぞれ定電圧源とした。また、1次側直流電圧源V1と2次側直流電圧源V2との間の伝送電力を100kWとし、高周波変圧器13のモレインダクタンスを4.34μHとした。これは、1次側電力変換器11と2次側電力変換器12のブリッジの位相差が30度の場合にこれら1次側電力変換器11および2次側電力変換器12間の伝送電力が50kWとなる値である。
Next, the simulation result of the
図5は、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、(a)は1次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、(b)は1次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、(c)は2次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図6は、本発明の第1の実施例によるDCDCコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、(a)は1次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、(b)は1次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、(c)は2次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図5(a)に示すように、昇圧時では、1次側直流電圧源V1から流出する電流i1の平均値(すなわち直流成分)は400A である。したがって、1次側直流電圧源V1から100kW(=250V×400A)の電力が流出している。1次側電力変換器11に流入する電流をiP、2次側電力変換器12に流入する電流をi1−iP、2次側電力変換器12から流出する電流をiSとする。図5(b)に示すように、1次側電力変換器11に流入する電流iPの平均値は200Aであるため、50kW(=250V×200A)の電力が流入している。つまり、1次側直流電圧源V1から供給される電力の1/2がDCDCコンバータ1を経由している。また、図5(c)に示すように、2次側電力変換器12から流出する電流をiSの平均値(すなわち直流成分)は200A である。一方、図6(a)に示すように、降圧時では、1次側直流電圧源V1から流出する電流i1の平均値(すなわち直流成分)は−400A である。したがって、図6(b)および(c)に示すように、図5(b)および(c)に示した昇圧時とは逆向きのパワーフローとなっている。
FIG. 5 is a diagram showing a simulation waveform of each part at the time of boosting of the DCDC converter according to the first embodiment of the present invention. FIG. 5A shows a waveform of a current flowing out from the primary side DC voltage source, and FIG. ) Shows the waveform of the current flowing into the primary side power converter, and (c) is a diagram showing the waveform of the current flowing out of the secondary side power converter. FIG. 6 is a diagram showing a simulation waveform of each part at the time of step-down of the DCDC converter according to the first embodiment of the present invention. FIG. 6A shows a waveform of a current flowing out from the primary side DC voltage source, and FIG. ) Shows the waveform of the current flowing into the primary side power converter, and (c) is a diagram showing the waveform of the current flowing out of the secondary side power converter. As shown in FIG. 5A, at the time of boosting, the average value (ie, DC component) of the current i 1 flowing out from the primary side DC voltage source V 1 is 400A. Therefore, 100 kW (= 250 V × 400 A) of electric power flows from the primary side DC voltage source V 1 . The current flowing into the
図7は、本発明の第2の実施例によるDCDCコンバータの昇圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、(a)は1次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、(b)は1次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、(c)は2次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図8は、本発明の第2の実施例によるDCDCコンバータの降圧時における各部のシミュレーション波形を示す図であり、(a)は1次側直流電圧源から流出する電流の波形を示し、(b)は1次側電力変換器へ流入する電流の波形を示し、(c)は2次側電力変換器から流出する電流の波形を示す図である。図7(a)に示すように、昇圧時では、1次側直流電圧源V1から流出する電流i1の平均値(すなわち直流成分)は400A である。したがって、第1の実施例の場合と同様、1次側直流電圧源V1から100kW(=250V×400A)の電力が流出している。1次側電力変換器11に流入する電流をiP、2次側電力変換器12に流入する電流をi1−iP、2次側電力変換器12から流出する電流をiSとする。図7(b)に示すように、1次側電力変換器11に流入する電流iPの平均値は200Aであるため、50kW(=250V×200A)の電力が流入している。つまり、1次側直流電圧源V1から供給される電力の1/2がDCDCコンバータ1を経由している。また、図7(c)に示すように、2次側電力変換器12から流出する電流をiSの平均値(すなわち直流成分)は200A である。一方、図8(a)に示すように、降圧時では、1次側直流電圧源V1から流出する電流i1の平均値(すなわち直流成分)は−400A である。したがって、図8(b)および(c)に示すように、図7(b)および(c)に示した昇圧時とは逆向きのパワーフローとなっている。
FIG. 7 is a diagram showing a simulation waveform of each part at the time of boosting of the DCDC converter according to the second embodiment of the present invention. FIG. 7A shows a waveform of a current flowing out from the primary side DC voltage source, and FIG. ) Shows the waveform of the current flowing into the primary side power converter, and (c) is a diagram showing the waveform of the current flowing out of the secondary side power converter. FIG. 8 is a diagram showing a simulation waveform of each part at the time of step-down of the DCDC converter according to the second embodiment of the present invention. FIG. 8A shows a waveform of a current flowing out from the primary side DC voltage source. ) Shows the waveform of the current flowing into the primary side power converter, and (c) is a diagram showing the waveform of the current flowing out of the secondary side power converter. As shown in FIG. 7A, at the time of boosting, the average value (namely, DC component) of the current i 1 flowing out from the primary side DC voltage source V 1 is 400A. Therefore, as in the case of the first embodiment, 100 kW (= 250 V × 400 A) of electric power flows from the primary side DC voltage source V 1 . The current flowing into the
本発明は、ハイブリッド電気自動車のモータを駆動するインバータドライブに電力を供給するDCDCコンバータや、太陽電池システムに用いられるDCDCコンバータなど、単方向、双方向問わず、DCDCコンバータに適用することができる。 The present invention can be applied to a DCDC converter regardless of whether it is unidirectional or bidirectional, such as a DCDC converter that supplies electric power to an inverter drive that drives a motor of a hybrid electric vehicle, and a DCDC converter used in a solar cell system.
1 DCDCコンバータ
11 1次側電力変換部
12 2次側電力変換部
13 高周波変圧器
L1、L1−1、L1−2、L2−1、L2−2 レグ部
P1−1、P1−2 第1直流側入出力端子
P2−1、P2−2 第2直流側入出力端子
Q1−1、Q1−2 第1交流側入出力端子
Q2−1、Q2−2 第2交流側入出力端子
R1−1、R1−2 1次側端子
R2−1、R2−2 2次側端子
V1 1次側直流電圧源
V2 2次側直流電圧源
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記1次側直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ接続された一対の第1直流側入出力端子と、一対の第1交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する1次側電力変換部と、
一対の第2直流側入出力端子と、一対の第2交流側入出力端子と、を有し、直流と交流との間で相互に電力変換する2次側電力変換部であって、一方の前記第2直流側入出力端子が前記2次側直流電圧源の正極端子に接続され、他方の前記第2直流側入出力端子が前記1次側直流電圧源の正極端子に接続された2次側電力変換部と、
各前記第1交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の1次側端子と、各前記第2交流側入出力端子にそれぞれ接続された一対の2次側端子とを有する変圧器と、
を備えることを特徴とするDCDCコンバータ。 A DCDC converter connected between the primary side DC voltage source and the secondary side DC voltage source and performing bidirectional voltage conversion between the DC voltages of the two DC power sources;
A pair of first DC side input / output terminals respectively connected to a positive electrode terminal and a negative electrode terminal of the primary side DC voltage source, and a pair of first AC side input / output terminals; A primary power conversion unit that performs power conversion with each other,
A secondary side power conversion unit having a pair of second DC side input / output terminals and a pair of second AC side input / output terminals and converting power between DC and AC, The second DC side input / output terminal is connected to the positive terminal of the secondary side DC voltage source, and the other second DC side input / output terminal is connected to the positive terminal of the primary side DC voltage source. Side power converter,
A transformer having a pair of primary side terminals connected to each of the first AC side input / output terminals, and a pair of secondary side terminals respectively connected to the second AC side input / output terminals;
A DCDC converter comprising:
前記1次側直流電源に並列接続された第1のコンデンサと、
それぞれが前記第1のコンデンサに並列接続された2つのレグ部であって、各前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有し、前記上側アーム部と前記下側アーム部との接続点が各前記第1交流側入出力端子として動作する、2つのレグ部と、
を備え、
前記2次側電力変換部は、
前記2次側直流電源の正極端子と前記1次側直流電圧源の正極端子との間に接続される第2のコンデンサと、
それぞれが前記第2のコンデンサに並列接続された2つのレグ部であって、各前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有し、前記上側のアーム部と前記下側アーム部との接続点が各前記第2交流側入出力端子として動作する、2つのレグ部と、
を備える請求項1に記載のDCDCコンバータ。 The primary power converter is
A first capacitor connected in parallel to the primary side DC power supply;
Two leg portions each connected in parallel to the first capacitor, and each leg portion is connected to a switching element and a switching element in each of an upper arm portion and a lower arm portion connected in series with each other. Two leg portions having at least one pair of diodes connected in parallel, and a connection point between the upper arm portion and the lower arm portion operating as each first AC side input / output terminal;
With
The secondary power converter is
A second capacitor connected between the positive terminal of the secondary side DC power source and the positive terminal of the primary side DC voltage source;
Two leg portions each connected in parallel to the second capacitor, and each leg portion is connected to a switching element and a switching element respectively connected to the upper arm portion and the lower arm portion connected in series with each other. Two leg portions having at least one pair of diodes connected in parallel, and a connection point between the upper arm portion and the lower arm portion operating as each second AC side input / output terminal;
The DCDC converter according to claim 1, comprising:
互いに直列接続された2つのコンデンサであって、前記直列接続された2つのコンデンサは、前記1次側直流電源に並列接続され、前記直列接続された2つのコンデンサの直列接続点が一方の前記第1交流側入出力端子として動作する、2つのコンデンサと、
前記直列接続された2つのコンデンサに並列接続されたレグ部であって、前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有し、前記上側アーム部と前記下側のアーム部との接続点が他方の前記第1交流側入出力端子として動作する、レグ部と、
を備え、
前記2次側電力変換部は、
互いに直列接続された2つのコンデンサであって、前記直列接続された2つのコンデンサは、前記2次側直流電源の正極端子と前記1次側直流電圧源の正極端子との間に接続され、前記直列接続された2つのコンデンサの直列接続点が一方の前記第2交流側入出力端子として動作する、2つのコンデンサと、
前記直列接続された2つのコンデンサに並列接続されたレグ部であって、前記レグ部は、互いに直列接続された上側アーム部および下側アーム部それぞれに、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとの組を少なくとも1つ有し、前記上側アーム部と前記下側のアーム部との接続点が他方の前記第2交流側入出力端子として動作する、レグ部と、
を備える請求項1に記載のDCDCコンバータ。 The primary power converter is
Two capacitors connected in series with each other, wherein the two capacitors connected in series are connected in parallel to the primary side DC power source, and a series connection point of the two capacitors connected in series is one of the first capacitors. Two capacitors that operate as one AC side input / output terminal,
A leg part connected in parallel to the two capacitors connected in series, wherein the leg part is connected to each of the upper arm part and the lower arm part connected in series with each other in reverse parallel connection to the switching element. A leg portion that has at least one pair of diodes, and a connection point between the upper arm portion and the lower arm portion operates as the other first AC side input / output terminal;
With
The secondary power converter is
Two capacitors connected in series with each other, wherein the two capacitors connected in series are connected between a positive terminal of the secondary side DC power source and a positive terminal of the primary side DC voltage source, Two capacitors in which a series connection point of two capacitors connected in series operates as one of the second AC side input / output terminals;
A leg part connected in parallel to the two capacitors connected in series, wherein the leg part is connected to each of the upper arm part and the lower arm part connected in series with each other in reverse parallel connection to the switching element. A leg portion that has at least one set of diodes, and a connection point between the upper arm portion and the lower arm portion operates as the other second AC side input / output terminal;
The DCDC converter according to claim 1, comprising:
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