JP2019041428A - Power supply device and initial charging control method therefor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電力と交流電力を対象とした電力変換を行う電源装置およびその初充電制御方法に関するものである。 The present invention relates to a power supply apparatus that performs power conversion for direct current power and alternating current power, and an initial charge control method thereof.
電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、電力系統の周波数と同じ数十Hz(日本の場合、50/60Hz)の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。 Many isolation transformers are used in the power system, but it is difficult to reduce the size and weight because it is driven at a low frequency of several tens of Hz (50/60 Hz in Japan). There was a problem.
これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているSST(ソリッドステートトランス:以下単にSSTと称する。)の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。SSTは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。SST内では、電力変換回路(DC/DCコンバータやインバータ)により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十〜数百kHzの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。 On the other hand, by adopting SST (Solid State Transformer: hereinafter simply referred to as SST) technology that has been studied for application to high-voltage and high-power applications in recent years, it is expected to contribute to reduction in size and weight. ing. The SST is composed of a high-frequency transformer and a power conversion circuit, and the output or input of the SST is AC power having the same frequency as the conventional one. In SST, a high frequency is generated by a power conversion circuit (DC / DC converter or inverter) and a high frequency transformer is driven to connect an input or output to an AC power system having the same frequency as the conventional one. It replaces the isolation transformer. According to this configuration, the high-frequency transformer can be driven at a high frequency of several tens to several hundreds of kHz, so that a significant reduction in size and weight can be realized as compared to a conventional insulating transformer alone.
例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるPCS(パワーコンディショニングシステム:以下単にPCSと称する。)が求められている。PCSは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。 For example, as a new application of power converters for power systems, high-performance power conversion that controls the power of natural energy and outputs it to the power system with the global expansion of natural energy introduction such as solar power generation and wind power generation. PCS (Power Conditioning System: hereinafter simply referred to as PCS) is required. Since the PCS is connected to the power system and used, a high-voltage insulation transformer is used on its output side, and it must be driven at a low frequency of several tens of Hz, which is the same as the frequency of the power system. There is a problem that the equipment becomes larger.
また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータやポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。 In addition to power grid interconnections, for example, power converters that use high voltage power such as for high voltage motors and pumps, railways, etc., use a high voltage insulation transformer on the input side. Even when the output side is the same as the output side, the high voltage isolation transformer is driven at a low frequency of several tens of Hz that is the same as the frequency of the power system by receiving power from the power system. Have
SST思想の採用により、これらの電力用途への適用拡大において、小型化装置での実現を可能としている。係るSST思想の採用による電源装置においても、通常の電源装置と同様に交流入力に接続される場合に電源装置に流れる突入電流を軽減する必要があり、通常は特許文献1に例示されるような充電電流抑制用の回路を入力側に設置する必要がある。 By adopting the SST concept, it is possible to realize with a miniaturized device in expanding the application to these power applications. Even in a power supply device employing such an SST concept, it is necessary to reduce the inrush current flowing through the power supply device when connected to an AC input as in a normal power supply device. It is necessary to install a charging current suppression circuit on the input side.
高圧系統から降圧する電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてSSTを適用するには、系統側と低圧側の間で絶縁が必要であるため高周波トランスにて絶縁を確保するが、最初に系統と接続する際に系統側SSTのコンデンサへの充電電流を抑制する初充電抑制回路が必要となる。例えば6.6kV系統に接続する場合は、メインのトランスに加えて、初充電抵抗と初充電リレーも必要となる。初充電に必要な機器も6.6kVに対応する必要があるため、電力変換器を用いった電源送致が大型化するという問題がある。 In order to realize SST to reduce the size and weight of the power converter that steps down from the high-voltage system, it is necessary to insulate between the system side and the low-voltage side. Therefore, an initial charge suppression circuit that suppresses the charging current to the capacitor on the system side SST when connecting to the system is required. For example, when connecting to a 6.6 kV system, an initial charging resistor and an initial charging relay are required in addition to the main transformer. Since the equipment required for the initial charging needs to be compatible with 6.6 kV, there is a problem that the power supply using the power converter becomes large.
以上のことから本発明においては、突入電流を抑制する機能も含めて小型化が可能な電源装置およびその初充電制御方法を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can be reduced in size, including the function of suppressing inrush current, and an initial charge control method thereof.
以上のような課題に対して本発明では、スイッチを介して電源に接続され、第1のコンデンサからの直流入力を高周波に変換して与える第1のインバータ部と、第1のインバータ部の出力側に接続されたトランスと、トランスの出力を整流する整流器部と、整流器部の出力側に設けられた第2のコンデンサで構成された主回路を含んで構成された電源装置であって、電源装置は、直流電圧を与える低圧DC電源と、低圧DC電源の出力を高周波に変換して与える初充電用インバータ部と、初充電用インバータ部の出力側に接続され、その出力側を前記トランスの2次側に接続する初充電用トランスで構成された初充電回路を備えていることを特徴とする。 In order to solve the above problems, in the present invention, a first inverter unit that is connected to a power source via a switch and converts a DC input from a first capacitor to a high frequency and gives the output, and an output of the first inverter unit A power supply device comprising a main circuit composed of a transformer connected to the side, a rectifier unit for rectifying the output of the transformer, and a second capacitor provided on the output side of the rectifier unit, The apparatus is connected to a low-voltage DC power source for applying a DC voltage, an initial charging inverter unit that converts the output of the low-voltage DC power source into a high frequency, and an output side of the initial charging inverter unit. An initial charging circuit including an initial charging transformer connected to the secondary side is provided.
本発明によれば、系統との絶縁性を確保し、小型の初充電制御回路とすることができる。さらに本発明の実施例によれば、初充電トランスに入力される周波数の高周波化により初充電トランス体積を低減する。また、初充電トランスを駆動する素子には低圧の素子を使用可能となる。結果、初充電回路全体の小型・軽量化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。 According to the present invention, insulation from the system can be ensured, and a small initial charge control circuit can be obtained. Furthermore, according to the embodiment of the present invention, the volume of the initial charging transformer is reduced by increasing the frequency input to the initial charging transformer. In addition, a low-voltage element can be used as an element for driving the initial charge transformer. As a result, the first charging circuit as a whole can be reduced in size and weight, so that a high-voltage power converter can be reduced in size and weight.
以下、本発明に係る電源装置およびその初充電制御方法の実施例について、図を用いて説明する。 Embodiments of a power supply apparatus and an initial charge control method thereof according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1に実施例1に係る電源装置の構成を示す。実施例に係る電源装置は、入力が交流系統に接続され、出力に低圧の直流を接続した構成である。なお出力の低圧直流は、その後段で更に交流に変換されて出力されるものであってもよい。 FIG. 1 shows a configuration of a power supply device according to the first embodiment. The power supply device according to the embodiment has a configuration in which an input is connected to an AC system and a low-voltage DC is connected to an output. Note that the output low-voltage direct current may be further converted into alternating current at the subsequent stage and output.
図1の電源装置では、主回路10をフルブリッジ型のLLC共振コンバータを用いて構成している。フルブリッジ型のLLC共振コンバータを用いた主回路10は、その入力端子TiにスイッチCBと電流抑制用コイルL1を介して交流系統に接続し、主回路10の出力端子Toに直流出力を与える。
In the power supply device of FIG. 1, the
フルブリッジ型のLLC共振コンバータを用いた主回路10は、入力側から第1の整流器部R1と平滑用のコンデンサC1と、第1のインバータ部In1と、LLCトランス3と、第2の整流器部R2と、平滑用のコンデンサC2とで構成されている。ここでLLCトランス3とは、トランス1次巻線側を第1のリアクトル31、一次巻線としての第2のリアクトル32、コンデンサ33を直列配置することから、LLCのように呼称された絶縁変圧器である。
The
係る主回路10の構成において、第1のインバータ部In1は、単相のフルブリッジ構成とされ、その半導体素子H1、H2、H3、H4をMOS−FETで構成した例を示している。
In the configuration of the
この主回路10の構成によれば、第1の整流器部R1で交流系統の電力を直流に変換し、第1のインバータ部In1において、直流を高周波数の交流に変換し、LLCトランス3において任意の電圧に調整し、その後第2の整流器部R2において直流に変換した後出力端子Toに出力する。
According to the configuration of the
このよう実施例1では、半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4で構成された第1の整流器部R1(単相コンバータ)の後段にフルブリッジ型のLLC共振コンバータの回路構成を適用し、その後第2の整流器部R2によるフルブリッジダイオード整流後の直流出力を出力する構成である。実施例1では第1の整流器部R1として単相コンバータを想定しているが、三相コンバータに適用してもよい。また、出力は直流であるが、後段にインバータ(第2のインバータ部In2)を加えて交流出力としてもよい。 As described above, in the first embodiment, the circuit configuration of the full-bridge type LLC resonant converter is applied to the subsequent stage of the first rectifier unit R1 (single-phase converter) composed of the semiconductor elements Q1, Q2, Q3, and Q4. 2 is configured to output a direct current output after full-bridge diode rectification by two rectifier units R2. In the first embodiment, a single-phase converter is assumed as the first rectifier unit R1, but it may be applied to a three-phase converter. The output is a direct current, but an inverter (second inverter unit In2) may be added to the subsequent stage to obtain an alternating current output.
本発明の電源装置では、主回路10のLLCトランス3の二次巻線側に初充電回路20を接続したものである。初充電回路20は、低圧直流電源21と初充電用インバータ部22と初充電トランス23により構成されており、低圧直流電源21の直流電圧を初充電用インバータ部22で交流電圧に変換し、初充電トランス23を介して平滑用のコンデンサC1、C2を充電している。コンデンサC1、C2の充電は、スイッチCBの投入前の時点から実施されており、電源装置稼働後にも接続状態を保持していてもよい。この結果、スイッチCBの投入により電源装置に流れる突入電流は、平滑用のコンデンサC1、C2が充電されていることから、差電圧に相当する分のみが流れるために突入電流が抑制されている。
In the power supply device of the present invention, the
また本発明の電源装置では、第2の整流器部R2の後段に第2のインバータ部In2を備え、直流を交流に変換した後、出力端子Toに交流出力する場合には、第2のインバータ部を構成する半導体素子Q5、Q6、Q7、Q8のゲート電力およびゲート信号を生成する制御回路の電力を供給する電源回路13を主回路10のLLCトランス3の二次巻線側に接続するのがよい。
Moreover, in the power supply device of the present invention, the second inverter unit In2 is provided in the subsequent stage of the second rectifier unit R2, and when the direct current is converted into the alternating current and then the alternating current is output to the output terminal To, the second inverter unit Is connected to the secondary winding side of the
図1のゲート用電源13において、電源回路17は、LLCトランス3の二次巻線34から制御回路用電源トランス4を介して電力を得ている。制御回路用電源トランス4は、図示の例では一次巻線41と一次巻線41に電磁結合された二次巻線42で構成されている。二次巻線42は、単相ブリッジ整流回路16を介して、電源回路17に対する直流電源を供給している。電源回路17の直流電力は、第2のインバータ部In2の半導体素子Q5、Q6、Q7、Q8のゲートに与えるゲート電力、あるいは制御回路用電力として利用される。
In the
また単相ブリッジ整流回路16の出力側には分圧抵抗R1、R2が直列接続され、接続点電位を主回路の直流電圧Vdcの検出信号として利用している。
Further, voltage dividing resistors R1 and R2 are connected in series on the output side of the single-phase
この構成によれば、LLCトランス3は高周波数で作動することから、装置構成の小型化が可能である。また制御回路用電源トランス4も高周波数で作動することから、小型化が可能である。さらに主回路直流電圧Vdc検出用の分圧回路も、主回路に設置する場合に比べて低電位でありかつ絶縁がされていることから回路の小型化が図られている。
According to this configuration, since the
なおこの図において、電源回路17は第2のインバータ部In2を構成するMOS−FETの半導体素子Q5、Q6、Q7、Q8のゲート電力およびゲート制御回路用電源を供給しているものであり、第1のインバータ部In1に対する電源回路を示したものではない。第1のインバータ部In1に対する電源回路は、別途設置されているがここには記述していない。この理由は、第1のインバータ部In1側については、絶縁すべき電圧レベル(通常は交流100ボルト程度)が低く、電源回路17に対して施すような高度の絶縁対策を必要としない、従って既存技術のもので対応が可能であるということによる。
In this figure, the
図1の構成において、フルブリッジ型のLLC共振コンバータが与える直流電圧Vd2は1000V以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したMOS FETを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十kHzから数百kHzを想定している。使用するMOS FETには高耐圧・高周波スイッチングに適したSiC MOS FETを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。LLC共振コンバータの2次側はダイオードによる平滑を想定している。Siのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにSi型のショットキーバリアダイオードやSiC ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、SiC MOS FETを同期させて使用することで損失低減させてもよいし、その他同様の機能を有するものであればよい。 In the configuration of FIG. 1, the DC voltage Vd2 provided by the full-bridge type LLC resonant converter is a DC voltage of 1000 V or less, and therefore it is assumed that a MOS FET suitable for high frequency driving is applied. The switching frequency is assumed to be several tens kHz to several hundreds kHz. As the MOS FET to be used, a SiC MOS FET suitable for high withstand voltage and high frequency switching may be applied, and any other MOS FET having the same function may be used. The secondary side of the LLC resonant converter is assumed to be smoothed by a diode. In addition to Si diodes, Si-type Schottky barrier diodes and SiC Schottky barrier diodes may be applied to reduce conduction loss, and loss can be reduced by using SiC MOS FETs in synchronization. It may be any other one having the same function.
またLLCトランス3は、系統電圧との絶縁機能を有し、LLC共振とするために高周波トランスの励磁インダクタンスLm(第2のリアクトル32)に共振対応させたリーケージインダクタンスLr(第1のリアクトル31)と共振コンデンサCr(コンデンサ33)と接続される構成である。リーケージインダクタンスLrは高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化した構成を想定しているがそれに限るものではない。共振コンデンサCrはフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであればよい。
Further, the
図2に図1の通常の出力パワーフローを示す。通常は単相コンバータにより整流された直流電圧Vd1をフルブリッジ型のLLC共振コンバータでVd2に出力するパワーフローとなる。 FIG. 2 shows the normal output power flow of FIG. Normally, the power flow is such that the DC voltage Vd1 rectified by the single-phase converter is output to Vd2 by a full-bridge type LLC resonant converter.
この場合に、LLC共振コンバータの制御はPWMではなく、デッドタイムを付与したDuty50%の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサCrの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百kHzに設定することを想定している。 In this case, the control of the LLC resonant converter is not PWM but frequency control of duty 50% with a dead time. The resonance frequency is determined by the values of the excitation inductance Lm, the leakage inductance Lr, and the resonance capacitor Cr described above, and is assumed to be set to several tens to several hundreds kHz.
なおLLC共振コンバータの制御は、フルブリッジ型の第1のインバータ部In1を構成する4組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により実行される。制御回路自体は通常よく行われる回路構成のものであり、具体的な回路構成を省略するが、要するに以下のように半導体素子を制御する。 Note that the control of the LLC resonant converter is executed by a control circuit that controls on and off of the four sets of semiconductor elements constituting the full-bridge first inverter unit In1. The control circuit itself has a circuit configuration that is usually performed, and a specific circuit configuration is omitted. In short, the semiconductor element is controlled as follows.
例えばフルブリッジ型の4組の半導体素子のうち、図1の右上と左下の半導体素子H3、H2を第1の組、右下と左上の半導体素子H1、H4を第2の組としたときに、第1の組をON、第2の組をOFFとする第1の導通状態と、第2の組をON、第1の組をOFFとする第2の導通状態を交互に形成するように制御し、第1の導通状態から第2の導通状態を経て再度第1の導通状態に達するまでの期間を一周期とする駆動周波数によりON、OFF制御を行うものである。 For example, among the four full-bridge semiconductor elements, the upper right and lower left semiconductor elements H3 and H2 in FIG. 1 are the first set, and the lower right and upper left semiconductor elements H1 and H4 are the second set. The first conductive state in which the first set is ON and the second set is OFF, and the second conductive state in which the second set is ON and the first set is OFF are alternately formed. The ON / OFF control is performed with a drive frequency having a period from the first conduction state to the first conduction state again through the second conduction state.
図3、図4、図5により、LLC共振周波数、駆動周波数の大小関係と、第1のインバータ部In1の電圧、電流波形の関係を説明する。これらの図において横軸は時間、縦軸は1周期間における電圧、電流の大きさを示している。 The relationship between the LLC resonance frequency and the drive frequency and the voltage and current waveforms of the first inverter unit In1 will be described with reference to FIGS. In these figures, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of voltage and current during one cycle.
図3に、LLC共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す。この場合には、前記したフルブリッジ型の第1のインバータ部In1を構成する4組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により駆動周波数が制御されており、かつ駆動周波数は高周波トランスであるLLCトランス3の励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて定まる共振周波数と一致している。
FIG. 3 shows voltage and current waveforms when the LLC resonance frequency is equal to the drive frequency. In this case, the drive frequency is controlled by a control circuit that controls on / off of the four sets of semiconductor elements constituting the full-bridge first inverter unit In1, and the drive frequency is a high-frequency transformer. This coincides with the resonance frequency determined by the values of the excitation inductance Lm, leakage inductance Lr, and resonance capacitor capacitance Cr of a
LLC共振周波数が駆動周波数と等しい状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、半導体素子であるMOS−FETのON時には、MOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となり、ON時のスイッチング損失は発生しない。MOS−FETのOFF時には、MOS−FETを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられ、OFF時のスイッチング損失も小さくなるため、LLC共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。
In the state where the LLC resonance frequency is equal to the drive frequency, as shown in the waveform of the primary current ITin of the
LLC制御によりLLC共振周波数が駆動周波数と等しく制御された時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス4には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
When the LLC resonance frequency is controlled to be equal to the drive frequency by the LLC control, the voltage on the secondary side of the
図4に、駆動周波数をLLC共振周波数よりも低下させて、昇圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。 FIG. 4 shows voltage and current waveforms when the drive frequency is lowered below the LLC resonance frequency and the boost operation is performed.
駆動周波数をLLC共振周波数よりも低下させた状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、MOS−FETのON時にはMOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS−FETを流れる電流はピークアウト後に十分に低く横ばいの値に抑えられるため、OFF時のスイッチング損失は共振周波数駆動と同様に小さくなる。
When the drive frequency is lower than the LLC resonance frequency, as shown in the waveform of the primary current ITin of the
LLC制御によりLLC共振周波数が駆動周波数よりも高く制御された時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのような矩形波電圧となる。この矩形波電圧は、制御回路用電源トランス4に対しては、立ち上がり、立下りで少し遅れがでる波形であるが、基本的には矩形波が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
When the LLC resonance frequency is controlled to be higher than the drive frequency by the LLC control, the voltage on the secondary side of the
図5に、駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させて、降圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。 FIG. 5 shows voltage and current waveforms when the drive frequency is raised above the LLC resonance frequency and the step-down operation is performed.
駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させた状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、MOS−FETのON時にはMOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS−FETを流れる電流は低下しない状態での遮断となるため、OFF時のスイッチング損失は大きくなる。ただし、PCSでの制御動作の場合は、降圧制御となる電圧範囲を制限することで効率の低下を最小限とすることができる。
In a state where the drive frequency is higher than the LLC resonance frequency, as shown in the waveform of the primary side current ITin of the
LLC制御により駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させた時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス4には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータ1と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。
When the drive frequency is raised above the LLC resonance frequency by the LLC control, the voltage on the secondary side of the
上記したLLC制御における3種の運転態様(LLC共振周波数=駆動周波数、LLC共振周波数>駆動周波数、LLC共振周波数<駆動周波数)は、電力変換装置の実運用場面で適宜選択実行される。 The three operation modes in the above-described LLC control (LLC resonance frequency = drive frequency, LLC resonance frequency> drive frequency, LLC resonance frequency <drive frequency) are appropriately selected and executed in the actual operation scene of the power converter.
図6に本発明による充電制御時のパワーフローを示す。このパワーフローでは、低圧DC電源21から初充電用インバータ部22(低圧のフルブリッジMOS FET)、初充電用トランス23、第2の整流器部R2を経由して第2のコンデンサC2を充電し、また低圧DC電源21から初充電用インバータ部22(低圧のフルブリッジMOS FET)、初充電用トランス23、第1のインバータ部R1を経由して第1のコンデンサC1を充電する。この場合のフローは、図示するF1、F2、F3、F4の通りであるが、第1のインバータ部R1におけるフローF3、F4は半導体素子H1、H2、H3、H4を制御して行うのではなく、半導体素子H1、H2、H3、H4の並列ダイオードにより形成されている。このことは、主回路が交流電源に未接続であり外部から電力を得られていない状態においても、初充電回路20のみでコンデンサC1、C2の初充電が可能であることを意味している。
FIG. 6 shows a power flow during charge control according to the present invention. In this power flow, the second capacitor C2 is charged from the low-voltage
このパワーフロー形成に当たり、初充電用インバータ部22(低圧のフルブリッジMOS FET)において、Duty50%の矩形波をLLCトランス3の2次側から入力することで初充電制御を実施する。前述の通り、LLC制御におけるトランス電圧は矩形波であるため、初充電制御が可能となる。また、矩形波の周波数はLLC制御における周波数と同程度の数十kHz程度の高周波を想定しているため、LLCトランス同様に初充電トランスにおいても高周波化による小型化が可能となる。
In forming this power flow, initial charge control is performed by inputting a rectangular wave of 50% duty from the secondary side of the
初充電制御における周波数の違いを図7に示す。系統側の直流電圧Vd1は、LLCの共振周波数の前後で変化させることで、通常出力と逆方向においても直流電圧Vd1を変化させることが可能となる。したがって、実施例1では初充電開始時は高周波として充電電流を抑制し、共振周波数まで低下後に更に周波数を低下させることで直流電圧Vd1を高電圧まで初充電を完了させることを想定している。もちろん電流値に問題が無い場合は一定周波数での制御でも構わない。 The difference in frequency in the initial charge control is shown in FIG. By changing the DC voltage Vd1 on the system side before and after the resonance frequency of the LLC, it becomes possible to change the DC voltage Vd1 in the direction opposite to the normal output. Therefore, in Example 1, it is assumed that the charging current is suppressed as a high frequency at the start of the initial charging, and the initial charging is completed until the DC voltage Vd1 is increased to a high voltage by further reducing the frequency after the resonance frequency is lowered. Of course, if there is no problem in the current value, control at a constant frequency may be used.
以上の説明から、初充電トランス1をLLCトランス2の2次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
From the above description, by connecting the
図8に実施例2に係る電源装置の構成を示す。 FIG. 8 shows the configuration of the power supply device according to the second embodiment.
実施例2は、実施例1で示した例えば図1の回路構成を用いた初充電開始時の電流抑制制御に加えて、抑制用のリアクトルL2を追加した構成である。初充電開始時に初充電用インバータ部22ではLLC共振周波数以上の高周波駆動を行うため、実施例1以上に初充電開始時の電流抑制効果が得られる。なお図8ではリアクトルL2を使用しているが、抵抗を使用してもよい。また、初充電トランス23内部のインピーダンス成分を使用してもよいし、同様の効果が得られる物であればよい。
In the second embodiment, a suppression reactor L2 is added to the current suppression control at the start of initial charge using the circuit configuration of FIG. 1 shown in the first embodiment, for example. Since the initial
実施例2も実施例1と同様に、初充電トランス23をLLCトランス3の2次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
In the second embodiment, similarly to the first embodiment, the
図9に実施例3に係る電源装置の構成を示す。 FIG. 9 shows a configuration of a power supply device according to the third embodiment.
実施例3は、複数の主回路10の出力を直列接続したマルチレベル構成であり、系統電圧から降圧し、主回路10の出力側を並列に接続して、出力電圧を上げるための構成である。マルチレベルの構成としては図9のように単相としても良いし、Δ結線やY結線の接続構成として三相としても良い。
The third embodiment has a multi-level configuration in which outputs of a plurality of
なお各LLCコンバータの系統側コンデンサC2の充電については実施例1、2と同様にLLCトランス22の2次側に接続して制御する構成を採用している。
In addition, about the charge of the system side capacitor | condenser C2 of each LLC converter, the structure connected to the secondary side of the
またマルチレベルにおいてLLCトランス3が絶縁機能を持つため、初充電回路20に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。
In addition, since the
実施例3も実施例1、2と同様に、初充電トランス23をLLCトランス3の2次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
In the third embodiment, similarly to the first and second embodiments, the
図10に実施例4に係る電源装置の構成を示す。 FIG. 10 shows a configuration of a power supply device according to the fourth embodiment.
実施例4は、複数の主回路10の出力を直列接続したマルチレベル構成で、系統電圧から降圧し、並列に出力する構成である。また各LLCコンバータの系統側コンデンサC2の充電については他の実施例と同様にLLCトランス3の2次側に接続して制御する構成である。
The fourth embodiment has a multi-level configuration in which outputs of a plurality of
さらに実施例4では、LLCトランス3に接続する初充電トランス22を多出力とすることで制御回路を1つのみで制御する小型化の効果が得られる。具体的には初充電トランス22のLLCトランス3側の巻線(二次巻線)を複数備えて、これらの二次巻線側を異なる主回路10のLLCトランス3の二次巻線側に接続している。本構成においてもLLCトランス3が絶縁機能を持つため、初充電回路20に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。
Further, in the fourth embodiment, the effect of downsizing can be obtained by controlling the control circuit with only one control circuit by making the
実施例4も他の実施例と同様に、初充電トランス23をLLCトランス3の2次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
In the fourth embodiment, as in the other embodiments, the
図11に実施例5に係る電源装置の構成を示す。 FIG. 11 shows a configuration of a power supply device according to the fifth embodiment.
実施例5は、複数の主回路10の出力を直列接続したマルチレベル構成で、系統電圧から降圧し、並列に出力する構成である。
The fifth embodiment has a multi-level configuration in which outputs of a plurality of
各LLCコンバータの系統側コンデンサC2の充電については他の実施例と同様にLLCトランス3の2次側に接続して制御する構成である。さらにLLCトランス3に接続する初充電トランス22の接続を切り替えリレー40で接続先を切り替えることで、初充電トランス22および制御回路を1つのみで制御する小型化の効果が得られる。また、本構成においてもLLCトランスが絶縁機能を持つため、初充電回路に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。
The charging of the system side capacitor C2 of each LLC converter is configured to be connected to the secondary side of the
実施例5も他の実施例と同様に、初充電トランス23をLLCトランス3の2次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。
In the fifth embodiment, as in the other embodiments, the
以上、多くの実施例を挙げたが、用途に応じて適宜実施例に記述した内容を組み合わせて使用してもよい。 A number of examples have been described above, but the contents described in the examples may be combined as appropriate according to the application.
以上複数の実施例を通じて、本発明においては高周波数での初充電回路20をLLCトランス3の2次巻線側に接続し、コンデンサC1、C2を初充電しておくことで、電源接続時の突入電流を抑制可能としている。
Through the above embodiments, in the present invention, the
この初充電回路20を用いた初充電制御方法に関し、初充電は交流系統への接続前の段階においてLLCトランス3の2次巻線側に、高周波電流を与えることで実行する。またLLCトランスの2次側に与える高周波を、初充電電圧に応じて高周波から低周波に変化させる。
Regarding the initial charge control method using the
ここでは、第1のインバータ部In1を構成する半導体素子の並列ダイオード経由で回路形成してコンデンサC1を初充電する。また電源接続後は初充電回路20についての格別の切離し制御などは不要であって、そのままに放置すればよい。なお図1のように電源回路13を並置する場合に、初充電トランス23は制御回路用電源トランス4とは容量が相違するため、別配置とされるのがよい。
Here, a circuit is formed via parallel diodes of semiconductor elements constituting the first inverter unit In1, and the capacitor C1 is initially charged. Further, after the power supply is connected, special disconnect control for the
なお上記説明の本発明に係る電源装置においては、交流系統から電力を得て、直流または交流出力する事例を説明した。これは、交流系統に接続するときの突入電流を緩和するのが主目的であったことに由来している。敢えて直流入力を対象にしなかったのは例えば直流入力として太陽光発電装置を接続するような場合には、発電を行わない夜間に接続しておけば夜明けとともに徐々に直流電圧が発生し上昇することになるため突入電流の恐れがないということによる。従って、太陽光発電装置以外の直流電源に接続することが想定される場合には、同様に本発明が適用できることは言うまでもない。 In addition, in the power supply device according to the present invention described above, the case where power is obtained from an AC system and DC or AC output is described has been described. This is because the main purpose was to alleviate the inrush current when connecting to the AC system. For example, when a solar power generation device is connected as DC input, the DC voltage is gradually generated and rises at dawn if it is connected at night when power generation is not performed. This is because there is no fear of inrush current. Therefore, when connecting with direct-current power supplies other than a solar power generation device is assumed, it cannot be overemphasized that this invention is applicable similarly.
CB:スイッチ
L1、L2:リアクトル
10:主回路
R1、R2:整流器部
In1、In2:インバータ部
3:LLCトランス
20:初充電回路
13:電源回路
21:低圧DC電源
22:初充電用インバータ部
23:初充電トランス
CB: Switches L1, L2: Reactor 10: Main circuit R1, R2: Rectifier unit In1, In2: Inverter unit 3: LLC transformer 20: Initial charging circuit 13: Power supply circuit 21: Low voltage DC power supply 22: Initial charging inverter unit 23 : First charging transformer
Claims (13)
該電源装置は、直流電圧を与える低圧DC電源と、該低圧DC電源の出力を高周波に変換して与える初充電用インバータ部と、該初充電用インバータ部の出力側に接続され、その出力側を前記トランスの2次側に接続する初充電用トランスで構成された初充電回路を備えていることを特徴とする電源装置。 A first inverter unit that is connected to a power source via a switch and converts the DC input from the first capacitor to a high frequency, and a transformer connected to the output side of the first inverter unit; A power supply device configured to include a main circuit composed of a rectifier unit that rectifies an output and a second capacitor provided on the output side of the rectifier unit,
The power supply device is connected to an output side of the low-voltage DC power supply for applying a DC voltage, an initial charging inverter unit for converting the output of the low-voltage DC power source into a high frequency, and an output side of the initial charging inverter unit. A power supply apparatus comprising: an initial charging circuit configured by an initial charging transformer for connecting a power source to a secondary side of the transformer.
前記トランスは、その1次巻線に直列にリアクトルとコンデンサを直列配置したLLCトランスであることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The transformer is an LLC transformer in which a reactor and a capacitor are arranged in series with a primary winding of the transformer.
前記第1のインバータ部は、並列ダイオードを備えた半導体素子によるフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2, wherein
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the first inverter unit includes a full bridge circuit including a semiconductor element including a parallel diode.
電源装置は、前記第2のコンデンサの出力を商用周波数の交流に変換する第2のインバータ部を備えるとともに、
前記トランスの二次巻線に接続された制御回路用電源トランスと、該制御回路用電源トランスの二次側に接続された整流回路と、該整流回路の直流電力を前記第2のインバータ部を構成する半導体素子のゲートに与えるゲート電力、あるいは制御回路用電力として利用する電源回路を含むゲート用電源を備えていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
The power supply device includes a second inverter unit that converts the output of the second capacitor into an alternating current of commercial frequency,
A control circuit power transformer connected to the secondary winding of the transformer; a rectifier circuit connected to the secondary side of the control circuit power transformer; and direct current power of the rectifier circuit to the second inverter unit A power supply device comprising a gate power supply including a power supply circuit used as gate power applied to a gate of a semiconductor element to be configured or power for control circuit.
前記初充電用トランスの2次側と、前記トランスの2次側を接続する回路にリアクトルを含むことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 4,
A power supply device comprising a reactor in a circuit connecting a secondary side of the initial charging transformer and a secondary side of the transformer.
複数の前記主回路について、その出力側を直列接続して高圧化されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 5,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the plurality of main circuits are increased in voltage by connecting their output sides in series.
複数の前記主回路ごとに前記初充電回路を備えていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 6,
A power supply apparatus comprising the initial charging circuit for each of the plurality of main circuits.
前記主回路は、その出力側を並列接続して大電流化されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 5,
The main circuit has a large current by connecting its output sides in parallel, and the power supply device is characterized in that:
複数の前記主回路ごとに前記初充電回路を共通に備えていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 8, wherein
A power supply apparatus comprising the initial charging circuit in common for each of the plurality of main circuits.
前記共通に備えられた前記初充電回路の前記初充電用トランスは、複数の2次巻線を備えており、それぞれの2次巻線が、前記複数の主回路の前記トランスの2次側に接続されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 9,
The initial charging transformer of the initial charging circuit provided in common includes a plurality of secondary windings, and each secondary winding is provided on the secondary side of the transformer of the plurality of main circuits. A power supply device characterized by being connected.
前記共通に備えられた前記初充電回路の前記初充電用トランスは、その2次巻線出力を、前記複数の主回路の前記トランスの2次側に切替接続されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 9,
The initial charging transformer of the first charging circuit provided in common has its secondary winding output switched and connected to the secondary side of the transformers of the plurality of main circuits. apparatus.
直流を高周波に変換して前記トランスの2次側に与えることを特徴とする電源装置の初充電制御方法。 A first inverter unit that is connected to a power source via a switch and converts the DC input from the first capacitor to a high frequency, and a transformer connected to the output side of the first inverter unit; An initial charge control method for a power supply device configured to include a main circuit composed of a rectifier unit that rectifies an output and a second capacitor provided on the output side of the rectifier unit,
An initial charge control method for a power supply device, characterized in that a direct current is converted into a high frequency and applied to a secondary side of the transformer.
前記トランスの2次側に与える高周波を、初充電電圧に応じて高周波から低周波に変化させることを特徴とする電源装置の初充電制御方法。 An initial charge control method for a power supply device according to claim 12,
An initial charge control method for a power supply apparatus, wherein a high frequency applied to a secondary side of the transformer is changed from a high frequency to a low frequency according to an initial charge voltage.
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