JP2012018845A

JP2012018845A - Ｌｅｄ照明装置

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Publication number: JP2012018845A
Application number: JP2010156066A
Authority: JP
Inventors: Toshihiko Furukawa; 利彦古川; Yuji Kaneko; 雄二金子
Original assignee: Sodick Co Ltd
Current assignee: Sodick Co Ltd
Priority date: 2010-07-08
Filing date: 2010-07-08
Publication date: 2012-01-26

Abstract

【課題】電解コンデンサを用いることなく整流された整流波形電圧を所要に降圧および昇圧しＬＥＤ照明装置の長寿命化を実現する。
【解決手段】ＬＥＤ１０を用いた照明負荷２と、交流電圧を整流して整流波形電圧Ｖ１に変換する整流回路３と、整流波形電圧Ｖ１を平滑して直流電圧Ｖ２に変換し照明負荷２に出力する平滑回路４と、を有するＬＥＤ照明装置１において、平滑回路４は、整流回路２の出力側に接続された第１のスイッチ１５と、第１のスイッチ１５のオンオフ動作を制御し、整流波形電圧Ｖ１を降圧する降圧制御手段３８と、第１のスイッチ１５の出力側に接続されたインダクタ１６と、インダクタ１６の出力側に接続された第２のスイッチ２４と、第２のスイッチ２４のオンオフ動作を制御し整流波形電圧Ｖ１を昇圧する昇圧制御手段３９と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤ照明装置に関し、特に、電解コンデンサを用いることなく整流波形電圧を所要に降圧および昇圧して直流電圧とし照明負荷に供給するＬＥＤ照明装置に関する。

近年、ＬＥＤ（発光ダイオード）を光源とするＬＥＤ照明装置が多く使用されてきている。このＬＥＤ照明装置は、例えば、商用交流電源からの出力を整流しつつ所要に降圧するとともに、コンデンサを用いて平滑化することにより直流電圧の脈動を少なくする等、整流された直流電圧を所要に降圧および昇圧してＬＥＤを用いた照明負荷に供給している。このようなＬＥＤ照明装置は例えば特許文献１に開示される技術が参照される。

特許第４２４９１７８号公報

ところで、上述したＬＥＤ照明装置のコンデンサには例えば電解コンデンサが採用される。この電解コンデンサは平滑効果が大きい反面、電解液の劣化の問題があり、ＬＥＤ照明装置に採用した場合、光源のＬＥＤよりも寿命が短く、その交換時期を早めてコスト高になる等、ＬＥＤ照明装置の普及拡大に大きな障害となっていた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、電解コンデンサを用いることなく整流波形電圧を所要に降圧および昇圧して直流電圧とし照明負荷に供給することにより、長寿命化を実現することができるＬＥＤ照明装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、ＬＥＤ照明機器に係る請求項１の発明は、ＬＥＤを用いた照明負荷と、交流電源から入力した交流電圧を整流して整流波形電圧に変換する整流回路と、該整流回路により整流された整流波形電圧を平滑して所要の直流電圧に変換し前記照明負荷に出力する平滑回路と、を有するＬＥＤ照明装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の出力側に接続された第１のスイッチと、前記第１のスイッチの出力側に接続されたインダクタと、該インダクタの出力側に接続された第２のスイッチと、を含み、所定の制御信号を出力して前記第１のスイッチのオンオフ動作を制御し、前記整流波形電圧を降圧する降圧制御手段と、所定の制御信号を出力して前記第２のスイッチのオンオフ動作を制御し、前記整流波形電圧を昇圧する昇圧制御手段と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、平滑回路は、整流回路の出力側に接続された第１のスイッチと、第１のスイッチの出力側に接続されたインダクタと、インダクタの出力側に接続された第２のスイッチと、を含み、所定の制御信号を出力して第１のスイッチのオンオフ動作を制御し、整流波形電圧を降圧する降圧制御手段と、所定の制御信号を出力して第２のスイッチのオンオフ動作を制御し、整流波形電圧を昇圧する昇圧制御手段と、を有することとしたので、第１のスイッチのオンオフ動作を制御して整流波形電圧を所要に降圧するとともに、第２のスイッチのオンオフ動作を制御して整流波形電圧を所要に昇圧し照明負荷に印加される直流電圧の脈動を少なくすることができる。これにより、電解コンデンサを用いることなく整流された整流波形電圧を所要に降圧および昇圧して照明負荷に供給することができ、ＬＥＤ照明装置の長寿命化を実現することができる。

ここで、前記整流波形電圧が所定の電圧設定値よりも大きいときに降圧サイクルと判断し、前記整流波形電圧が前記電圧設定値よりも小さいときに昇圧サイクルと判断する判断手段を有することとすれば、上記した整流波形電圧の降圧制御および昇圧制御を確実に行うことができる（請求項２）。

すなわち、前記降圧制御手段は、前記降圧サイクル中において、前記電圧設定値に基づいて前記第１のスイッチをオンとする信号およびオフとする信号を所定の周期で繰り返し発生する第１の信号発生回路とし、前記整流波形電圧を前記電圧設定値に制御するとともに、前記昇圧制御手段は、前記昇圧サイクル中において、前記電圧設定値に基づいて前記第２のスイッチをオンとする信号およびオフとする信号を所定の周期で繰り返し発生する第２の信号発生回路とし、前記整流波形電圧を前記電圧設定値に制御することとすれば、整流波形電圧が電圧設定値よりも大きいときに第１のスイッチをオンオフ動作させて整流波形電圧を確実に降圧して所定の電圧設定値に制御し、かつ、整流波形電圧が電圧設定値よりも小さいときに第２のスイッチをオンオフ動作させて整流波形電圧を確実に昇圧して所定の電圧設定値に制御することができる（請求項３）。

前記照明負荷における電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流と所望の電流設定値との差を演算するとともに、該差に基づいて前記電圧設定値を演算する電圧設定値演算手段と、を有し、前記第１の信号発生回路および前記第２の信号発生回路は、前記電圧設定値演算手段により演算された電圧設定値に基づいて前記信号におけるオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとすれば、照明負荷における電流を所望の電流設定値に確実に設定することができる（請求項４）。

前記電流検出手段により検出された電流と前記電流設定値との大小関係を比較する第１の比較手段と、前記照明負荷に出力された直流電圧を検出する電圧検出手段と、を有し、前記電圧設定値演算手段は、前記検出された電流と前記電流設定値が等しいときは前記電圧検出手段により検出された前記直流電圧を前記電圧設定値とし、前記検出された電流と前記電流設定値が異なるときは前記電流検出手段により検出された電流と所望の電流設定値との差に基づいて電圧補正量を演算し、前記検出された電流が前記電流設定値よりも大きいときは前記検出された直流電圧から前記電圧補正量を減じて前記電圧設定値とし、前記検出された電流が前記電流設定値よりも小さいときは前記検出された直流電圧に前記電圧補正量を加えて前記電圧設定値とすることとすれば、照明負荷における電流と所望の電流設定値との差を確実に解消することができ、更に確実に照明負荷における電流を所望の電流設定値に設定することができる（請求項５）。

前記整流波形電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記第１の信号発生回路は、前記電圧検出手段により検出された整流波形電圧に対する前記電圧設定値の比に基づいてオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとすれば、電圧設定値に基づきつつも整流波形電圧の変動をも考慮してオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することができるので、降圧サイクル中における電圧制御の制御性を向上させることができる（請求項６）。

前記第２の信号発生回路は、前記電圧検出手段により検出された整流波形電圧に対する前記電圧設定値と前記検出された整流波形電圧との差の比に基づいてオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとすれば、電圧設定値に基づきつつも整流波形電圧の変動をも考慮してオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することができるので、昇圧サイクル中における電圧制御の制御性を向上させることができる（請求項７）。

前記第１の信号発生回路および前記第２の信号発生回路は、前記信号の１周期ごとに前記比を演算して前記オンパルス幅および前記オフパルス幅を設定することとすれば、電圧制御の制御性を更に向上させることができる（請求項８）。

前記第１のスイッチの出力側と前記インダクタ間の接続と、前記照明負荷の出力側と、を該照明負荷の出力側から前記接続に至る電流を流すダイオードを介して接続することとすれば、例えば降圧サイクル中において、第１のスイッチがオフされて整流回路と照明負荷との接続が遮断された場合にあっても、前記ダイオードが作用してインダクタに蓄積された電磁エネルギーに基づく電圧が照明負荷に印加される。これにより、降圧サイクル中における第１のスイッチのオフ動作による電圧の落ち込みを改善することができる（請求項９）。

前記ダイオードに代えて第３のスイッチを備えるとともに、前記降圧制御手段が、前記降圧サイクル中に前記第１のスイッチをオフとする信号を発生しているときに、前記第３のスイッチをオンとする信号を発生する第３の信号発生回路を有することとすれば、ダイオードによりも電圧降下が小さくなるので、降圧サイクル中における第１のスイッチのオフによる電圧の落ち込みをより一層改善することができる（請求項１０）。

前記第３の信号発生回路は、前記第３のスイッチをオンからオフに切り換えるタイミングを前記第１のスイッチをオフからオンにするタイミングよりも所定時間遅く設定するとともに、前記第３のスイッチをオフからオンに切り換えるタイミングを前記第１のスイッチをオンからオンにするタイミングよりも所定時間速く設定することとすれば、第１のスイッチがオフされている期間において変動の少ない滑らかな電圧波形を得ることができる（請求項１１）。

前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチは、ＭＯＳＦＥＴとすれば、各スイッチング動作の制御性を向上させることができる（請求項１２）。
前記整流回路、前記交流電圧を整流する整流器を有し、該整流器と前記第１のスイッチとの間に電解コンデンサを除くコンデンサからなる第１のコンデンサを接続することとすれば、装置の寿命を短くすることなく整流波形電圧を更に所要に昇圧して直流電圧の脈動を更に少なくすることができる（請求項１３）。

前記インダクタと前記照明負荷との間に電解コンデンサを除くコンデンサからなる第２のコンデンサを接続することとすれば、更に一層脈動を少なくすることができる（請求項１４）。

なお、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサは、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサとすることができる（請求項１５）。

本発明によれば、電解コンデンサを用いることなく整流波形電圧を所要に降圧および昇圧して直流電圧とし照明負荷に供給することにより、長寿命化を実現することができる。

本発明の実施形態に係るＬＥＤ照明装置の全体構成を示す回路図である。ＬＥＤ照明装置における電圧波形を示す図である。制御器の構成を示すブロック図である。降圧制御手段の詳細を示すブロック図である。降圧サイクルおよび昇圧サイクルにおけるゲート信号を示す図である。昇圧制御手段の詳細を示すブロック図である。ＬＥＤ照明装置における制御動作を説明するための第１のフローチャートである。ＬＥＤ照明装置における制御動作を説明するための図８に続く第２のフローチャートである。第２のダイオードによる昇圧効果を説明するための図である。ＬＥＤ照明装置における制御動作を説明するための図８に続く第３のフローチャートである。本発明の応用例に係るＬＥＤ照明装置の全体構成を示す回路図である。本発明の応用例に係る制御器のブロック図である。本発明の応用例に係るゲート信号を示す図である。本発明の応用例に係る電圧波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施形態を示すＬＥＤ照明装置の全体構成を示す回路図である。同図を参照してＬＥＤ照明装置１の概要を説明すると、ＬＥＤ照明装置１は、複数のＬＥＤ１０，…，１０を用いた照明負荷２（以下、単に照明負荷２とする）と、照明負荷２と交流電源１１との間に接続された整流回路３および平滑回路４と、を有しており、整流回路３により交流電源１１から入力した交流電圧を所要に整流して整流波形電圧に変換し、平滑回路４により整流波形電圧を所要に平滑して直流電圧に変換し照明負荷２に出力する。

ここで、整流回路３は、整流器１２および第１のコンデンサ２２を含むとともに、平滑回路４は、ＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタからなる第１のスイッチ１５（以下、第１のスイッチ１５は第１のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ１５または単に第１のＭＯＳＦＥＴ１５とする）、インダクタ１６、ＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタからなる第２のスイッチ２４（以下、第２のスイッチ２４は第２のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ２４または単に第２のＭＯＳＦＥＴ２４とする）、第２のコンデンサ２５、第１のダイオード１７、および第２のダイオード２３を含み、整流器１２の出力側Ａと照明負荷２の入力側Ｂとは第１の接続１３により接続され、照明負荷２の出力側Ｃと整流器１２の入力側Ｄとは第２の接続１４により接続されている。

すなわち、第１の接続１３には、第１のＭＯＳＦＥＴ１５と、インダクタ１６と、第１のダイオード１７と、が備えられており、第１のＭＯＳＦＥＴ１５は整流器１２の出力側Ａに接続され、インダクタ１６は第１のＭＯＳＦＥＴ１５の出力側に接続され、第１のダイオード１７はインダクタ１６の出力側に接続され、第１のＭＯＳＦＥＴ１５、インダクタ１６、および第１のダイオード１７は、整流器１２の出力側Ａと照明負荷２の入力側Ｂとの間に順に備えられている。第１のダイオード１７は、インダクタ１６から照明負荷２の入力側Ｂに至る方向の電流を流すように接続されている。

ここで、ＬＥＤ照明装置１は、更に照明負荷２に対して並列の接続である第３の接続１８乃至第６の接続２１を有しており、第３の接続１８乃至第６の接続２１は、整流器１２と照明負荷２との間に順に備えられている。
すなわち、第３の接続１８は、第１の接続１３のうち整流器１２の出力側Ａから第１のＭＯＳＦＥＴ１５の入力側に至る接続と、第２の接続１４と、を結ぶ接続であり、第３の接続１８に第１のコンデンサ２２が備えられている。この第１のコンデンサ２２には、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサ等の電解コンデンサを除く各種のコンデンサが採用される。

第４の接続１９は、第１の接続１３のうち第１のＭＯＳＦＥＴ１５の出力側からインダクタ１６の入力側に至る接続と、第２の接続１４と、を結ぶ接続であり、第４の接続１９に第２のダイオード２３が備えられている。この第２のダイオード２３は第２の接続１４から第１の接続１３に至る方向の電流を流すように接続されている。第２のダイオード２３は、フリーホイールダイオードとして機能する。

第５の接続２０は、第１の接続１３のうちインダクタ１６の出力側から第１のダイオード１７の入力側に至る接続と、第２の接続１４と、を結ぶ接続であり、第５の接続２０に第２のＭＯＳＦＥＴ２４が備えられている。

第６の接続２１は、第１の接続１３のうち第１のダイオード１７の出力側から照明負荷２の入力側Ｂに至る接続と、第２の接続１４と、を結ぶ接続であり、第６の接続２１に第２のコンデンサ２５が備えられている。この第２のコンデンサ２５には、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサ等の電解コンデンサを除く各種のコンデンサが採用される。

このようにＬＥＤ照明装置１を構成することで、図２に示すように、交流電源１１から出力された交流電圧（図２（ａ））は、整流器１２により全波整流されて整流波形電圧に変換され（図２（ｂ））、次いで、第１のコンデンサ２２により所要に平滑化されて整流波形電圧の脈動が小さくなり（図２（ｃ））、続いて、所定の降圧サイクル中において、第１のＭＯＳＦＥＴ１５のオンオフ動作を行うことにより整流波形電圧が所要に降圧され（図２（ｄ））、次いで、所定の昇圧サイクル中において、第２のＭＯＳＦＥＴ２４のオン動作を行うことによりインダクタ１６にエネルギーが蓄積され、オフ動作を行うことによりその蓄積されたエネルギーが第２のコンデンサ２５へ移ることにより所要に昇圧されて整流波形電圧の脈動が更に小さくなる（図２（ｅ））等、整流波形電圧を所要に降圧および昇圧することにより平滑化して直流電圧に変換し照明負荷２に印加することができる。

ＬＥＤ照明装置１には、上記した第１のＭＯＳＦＥＴ１５および第２のＭＯＳＦＥＴ２４のオンオフ動作を所要に制御するための制御器３０が備えられている。図３に示すように、制御器３０は、第１の電圧検出手段３１、第２の電圧検出手段３２、電流検出手段３３、判断手段３４、第１の比較手段３５、電圧設定値演算手段３６、第２の比較手段３７、降圧制御手段３８、および昇圧制御手段３９を有する。

第１の電圧検出手段３１は、整流波形電圧Ｖ１つまり第１のＭＯＳＦＥＴ１５の入力側に印加される整流波形電圧Ｖ１を検出する手段である。第２の電圧検出手段３２は、第２のコンデンサ２５による平滑後の直流電圧Ｖ２つまり照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を検出する手段である。電流検出手段３３は、照明負荷２の出力側における直流電流Ｉを検出する手段である。

判断手段３４は、所定の電圧設定値Ｖｒｅｆを記憶するとともに、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１を入力して整流波形電圧Ｖ１と電圧設定値Ｖｒｅｆとを比較し、検出された整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆ以上のとき、つまり整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆよりも大きいときに降圧サイクルと判断し、検出された整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆよりも小さいときに昇圧サイクルと判断する手段である。なお、判断手段３４においては、後述の如く電圧設定値演算手段３６により電圧設定値Ｖｒｅｆが演算され判断手段３４に送信されるごとに記憶する電圧設定値Ｖｒｅｆを最新の電圧設定値Ｖｒｅｆに書き換える。

第１の比較手段３５は、所望の電流設定値Ｉｒｅｆを記憶するとともに、電流検出手段３３により検出された直流電流Iを入力して、該直流電流Ｉと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとの大小関係を比較する手段である。なお、電流設定値Ｉｒｅｆは、照明負荷２における照度が適切に維持されるように設定される。

電圧設定値演算手段３６は、第１の比較手段３５による比較結果および第２の電圧検出手段３２により検出された直流電圧Ｖ２を入力し、該比較結果および直流電圧Ｖ２に基づいて電圧設定値Ｖｒｅｆを演算する手段であり、演算した電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に一旦送信する。

すなわち、電圧設定値演算手段３６は、検出された直流電流Iと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとが等しいときは、数１に示すように、検出された直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

一方、電圧設定値演算手段３６は、検出された直流電流Ｉと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとが異なるときは、直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩを演算するとともに、該差ΔＩに基づいて電圧補正量ΔＶを演算する。そして、電圧設定値演算手段３６は、検出された直流電流Ｉが所望の電流設定値Ｉｒｅｆよりも大きいときは、数２の如く検出された直流電圧Ｖ２から電圧補正量ΔＶを減じて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、検出された直流電流Ｉが所望の電流設定値Ｉｒｅｆよりも小さいときは、数３の如く検出された直流電圧Ｖ２に電圧補正量ΔＶを加えて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、これら電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

[数１]
Ｖｒｅｆ＝Ｖ２
[数２]
Ｖｒｅｆ＝Ｖ２−ΔＶ
[数３]
Ｖｒｅｆ＝Ｖ２＋ΔＶ

第２の比較手段３７は、照明負荷２において許容される最大の電圧Ｖｍａｘつまり耐電圧Ｖｍａｘを記憶するとともに、電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆを入力して、該電圧設定値Ｖｒｅｆと耐電圧Ｖｍａｘとの大小関係を比較する手段である。

すなわち、電圧設定値演算手段３６は、数１乃至数３の如く演算された電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘ以上のとき、つまり電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘよりも大きいときは、第２の比較手段３７より耐電圧Ｖｍａｘを入力するとともに、数４の如く耐電圧Ｖｍａｘを電圧設定値Ｖｒｅｆとし該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４、降圧制御手段３８、および昇圧制御手段３９に送信する。

一方、電圧設定値演算手段３６は、数１乃至数３の如く設定された電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘよりも小さいときは数1乃至数３で得られた電圧設定値Ｖｒｅｆをそのまま電圧設定値Ｖｒｅｆとして採用し該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４、降圧制御手段３８、および昇圧制御手段３９に送信する。

つまり、電圧設定値演算手段３６は、照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２が耐電圧Ｖｍａｘを超えない範囲内で、照明負荷２における直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの間に生じる差ΔＩが解消されるように電圧設定値Ｖｒｅｆを演算し設定する。
[数４]
Ｖｒｅｆ＝Ｖｍａｘ

降圧制御手段３８は、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１、第２の電圧検出手段３２により検出された直流電圧Ｖ２、および電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆを入力して、該入力に基づいて所定の制御信号つまりゲート信号を出力し、第１のＭＯＳＦＥＴ１５のオンオフを制御して整流波形電圧Ｖ１を所要に降圧する手段である。

すなわち、降圧制御手段３８は、図４に示すように、所定の偏差を演算する第１の偏差演算部３８ａと、第１の偏差演算部３８ａにより演算された偏差に基づいて所定のＤｕｔｙ１を演算する第１のＤｕｔｙ演算部３８ｂと、第１のＤｕｔｙ演算部３８ｂにより演算されたＤｕｔｙ１に基づいて所定のゲート信号を発生する第１のゲート信号発生部３８ｃと、を含み、図５に示すように、降圧サイクル中において、第１のＭＯＳＦＥＴ１５をオンとするゲート信号およびオフとするゲート信号つまり第１のゲート信号Ｇ１を所定の周期で繰り返し発生する手段であり、第１のゲート信号発生回路３８として機能する（以下、降圧制御手段３８は第１のゲート信号発生回路３８とする）。

つまり、第１のゲート信号発生回路３８は、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１、第２の電圧検出手段３２により検出された直流電圧Ｖ２、および電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて、より詳しくは、第１の偏差演算部３８ａにより演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された直流電圧Ｖ２との間の偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）と、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１に対する電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆの比（Ｖｒｅｆ／Ｖ１）と、所定のゲインＫ１と、に基づいて第１のＤｕｔｙ演算部３８ｂにより数５の如く演算されたＤｕｔｙ１に応じて、第１のゲート信号Ｇ１におけるオンパルス幅およびオフパルス幅を適宜変調しつつ設定するパルス幅変調回路つまりＰＷＭ回路である。この第１のゲート信号発生回路３８は、第１のゲート信号Ｇ１を、オンからオフにするタイミングおよびオフからオンにするタイミングを適宜演算しながら発生させている。なお、ゲインＫ１の値は検出回路の分圧比等によって適宜設定される。
[数５]
Ｄｕｔｙ１＝（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）×（Ｖｒｅｆ／Ｖ１）×Ｋ１

このように第１のゲート信号発生回路３８を構成することにより、例えば、Ｖ１が相対的に大きいとき、つまり降圧量が相対的に大きくなるときは、Ｖｒｅｆ／Ｖ１は相対的に小さくなり、このＶｒｅｆ／Ｖ１に応じてオンパルス幅は小さく、かつ、オフパルス幅は大きく設定される。また、Ｖ１が相対的に小さいとき、つまり降圧量が相対的に小さいときは、Ｖｒｅｆ／Ｖ１は相対的に大きくなり、このＶｒｅｆ／Ｖ１に応じてオンパルス幅は大きく、かつ、オフパルス幅は小さく設定される。更に、直流電圧Ｖ２と電圧設定値Ｖｒｅｆとの間に偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）を生ずる場合にあっても直流電圧Ｖ２をフィーバックしつつ偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）が解消されるようにオンパルス幅およびオフパルス幅が設定される。

ここで、第１のゲート信号Ｇ１は１回のオンオフを１周期ΔＳ１とし、第１のゲート信号発生回路３８は、第１のゲート信号Ｇ１の１周期ΔＳ１ごとに数５の演算を行いつつオンパルス幅およびオフパルス幅を設定する。この第１のゲート信号Ｇ１の周波数は、インダクタ１６のインダクタンスをＬ、第２のコンデンサ２５の静電容量をＣとしたとき、数６に示すインダクタ１６および第２のコンデンサ２５がもたらす共振周波数Ｆの例えば１００倍以上に設定されるのが望ましい。

なお、制御器３０は所定のクロックを含み、図５に示すように、第１のゲート信号発生回路３８による降圧制御は、前の制御時間において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて次の制御時間における第１のＭＯＳＦＥＴ１５のスイッチング制御を行う構成としている。つまり、数１乃至数４に基づく電圧設定値Ｖｒｅｆの演算を前の制御時間（例えばｔｎ−１）において検出された直流電流Ｉおよび直流電圧Ｖ２に基づいて行い、数５に基づくＤｕｔｙ１の演算を次の制御時間（例えばｔｎ）において検出された整流波形電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２で行いつつ第１のゲート信号Ｇ１を発生させてスイッチング制御を行う構成としている。

昇圧制御手段３９は、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１、第２の電圧検出手段３２により検出された直流電圧Ｖ２、および電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆを入力して、所定の制御信号つまりゲート信号を出力し、第２のＭＯＳＦＥＴ２４のオンオフを制御して整流波形電圧Ｖ１を所要に昇圧する手段である。

すなわち、昇圧制御手段３９は、図６に示すように、所定の偏差を演算する第２の偏差演算部３９ａと、第２の偏差演算部３９ａにより演算された偏差に基づいて所定のＤｕｔｙ２を演算する第２のＤｕｔｙ演算部３９ｂと、第２のＤｕｔｙ演算部３９ｂにより演算されたＤｕｔｙ２に基づいて所定のゲート信号を発生する第２のゲート信号発生部３９ｃと、を含み、図５に示すように、昇圧サイクル中において、第２のＭＯＳＦＥＴ２４をオンとするゲート信号およびオフとするゲート信号つまり第２のゲート信号Ｇ２を所定の周期で繰り返し発生する手段であり、第２のゲート信号発生回路３９として機能する（以下、昇圧制御手段３９は第２のゲート信号発生回路３９とする）。

つまり、第２のゲート信号発生回路３９は、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１、第２の電圧検出手段３２により検出された直流電圧Ｖ２、および電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて、より詳しくは、第２の偏差演算部３９ａにより演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された直流電圧Ｖ２との間の偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）と、第１の電圧検出手段３１により検出された整流波形電圧Ｖ１に対する電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された整流波形電圧Ｖ１との差の比{（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１}と、所定のゲインＫ２と、に基づいて第２のＤｕｔｙ演算部３９ｂにより数７の如く演算されたＤｕｔｙ２に応じて、第２のゲート信号Ｇ２におけるオンパルス幅およびオフパルス幅を適宜変調しつつ設定するパルス幅変調回路つまりＰＷＭ回路である。この第２のゲート信号発生回路３９は、第２のゲート信号Ｇ２を、オンからオフにするタイミングおよびオフからオンにするタイミングを適宜演算しながら発生させている。なお、ゲインＫ２の値は検出回路の分圧比等によって適宜設定される。
[数７]
Ｄｕｔｙ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）×{（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１}×Ｋ２

このように第２のゲート信号発生回路３９を構成することにより、例えば、Ｖ１が相対的に大きいとき、つまり昇圧量が相対的に小さいときは、（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１は相対的に小さくなり、この（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１に応じてオンパルス幅は小さく、かつ、オフパルス幅は大きく設定される。また、Ｖ１が相対的に小さいとき、つまり昇圧量が相対的に大きいときは、（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１は相対的に大きくなり、この（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１に応じてオンパルス幅は大きく、かつ、オフパルス幅は小さく設定される。更に、直流電圧Ｖ２と電圧設定値Ｖｒｅｆとの間に偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）を生ずる場合にあっても直流電圧Ｖ２をフィーバックしつつ偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）が解消されるようにオンパルス幅およびオフパルス幅が設定される。

ここで、第２のゲート信号Ｇ２は１回のオンオフを１周期ΔＳ２とし、第２のゲート信号発生回路３９は、第２のゲート信号Ｇ２の１周期ΔＳ２ごとに数７の演算を行いつつオンパルス幅およびオフパルス幅を設定する。

なお、図５に示すように、第２のゲート信号発生回路３９による昇圧制御は、前の制御時間において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて次の制御時間における第２のＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチング制御を行う構成としている。つまり、数１乃至数４に基づく電圧設定値Ｖｒｅｆの演算を前の制御時間（例えばｔｍ−１）において検出された直流電流Ｉおよび直流電圧Ｖ２に基づいて行い、数７に基づくＤｕｔｙ２の演算を次の制御時間（例えばｔｍ）において検出された整流波形電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２で行いつつ第２のゲート信号Ｇ２を発生させスイッチング制御を行う構成としている。

次に図７乃至図１０のフローチャートに基づいてＬＥＤ照明装置１の制御器３０による制御動作を詳細に説明する。
図７に示すように、まずステップＳ１００において、第１の電圧検出手段３１が整流波形電圧Ｖ１を検出すると、ステップＳ２００において、判断手段３４が検出された整流波形電圧Ｖ１を入力するとともに、該入力した整流波形電圧Ｖ１と電圧設定値Ｖｒｅｆとを比較し、整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆ以上のときは降圧サイクルと判断してステップＳ３００の制御動作を行い、整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆよりも小さいときは昇圧サイクルと判断してステップＳ５００の制御動作を行い、ステップＳ７００において、ＬＥＤ照明装置１が電源ＯＦＦとなるまで、このような降圧サイクルおよび昇圧サイクルを繰り返し行う。

ここで、ステップ３００の降圧サイクルにおける制御動作の詳細は図８に基づいて次のように説明される。
すなわち、ステップＳ３１０において、第２の電圧検出手段３２が照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を検出し、かつ、電流検出手段３３が照明負荷２の出力側における直流電流Iを検出すると、ステップＳ３２０において、第１の比較手段３６が検出された直流電流Ｉを入力するとともに、該直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの大小関係を比較し、該比較結果を電圧設定値演算手段３６に送信する。つまり、ステップＳ３２０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとが等しいことを確認したときは、ステップＳ３３０において、電圧設定値演算手段３６が数１に基づいて検出された直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

一方、ステップＳ３２０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとが異なることを確認し、更に、ステップＳ３４０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆより大きいことを確認したときは、ステップＳ３５０において、電圧設定値演算手段３６が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩを演算するとともに、該ΔＩに基づいて電圧補正値ΔＶを演算し、更に、数２の如く検出された直流電圧Ｖ２から電圧補正値ΔＶを減じて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

ステップＳ３４０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆより小さいことを確認したときは、ステップＳ３６０において、電圧設定値演算手段３６が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩを演算するとともに、該ΔＩに基づいて電圧補正量ΔＶを演算し、更に、数３の如く検出された直流電圧Ｖ２に電圧補正量ΔＶを加えて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

次いで、第２の比較手段３７が、ステップ３３０、ステップＳ３５０、またはステップＳ３６０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと照明負荷２の耐電圧Ｖｍａｘとを比較し、第２の比較手段３７が、電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘ以上であることを確認したときは、ステップＳ３８０において、電圧設定値演算手段３６が耐電圧Ｖｍａｘを電圧設定値Ｖｒｅｆとして、該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４および第１のゲート信号発生回路３８に送信する。判断手段３４は記憶された電圧設定値Ｖｒｅｆを電圧設定値演算手段３６により送信された電圧設定値Ｖｒｅｆに書き換える。

一方、ステップＳ３７０において、第２の比較手段３７が電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘよりも小さいことを確認したときは、ステップＳ３９０において、電圧設定値演算手段３６が、ステップＳ３３０、ステップＳ３５０、またはステップＳ３６０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆをそのまま電圧設定値Ｖｒｅｆとして採用し、該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４および第１のゲート信号発生回路３８に送信する。判断手段３４は記憶された電圧設定値Ｖｒｅｆを電圧設定値演算手段３６により送信された電圧設定値Ｖｒｅｆに書き換える。

次いで、ステップＳ４００において、第１のゲート信号発生回路３８が、ステップＳ３８０またはステップＳ３９０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された直流電圧Ｖ２との間の偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）と、検出された整流波形電圧Ｖ１に対するステップＳ３８０またはステップＳ３９０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆの比（Ｖｒｅｆ／Ｖ１）と、ゲインＫ１と、により数５の如くＤｕｔｙ１を演算するとともに、該Ｄｕｔｙ１に基づいて第１のゲート信号Ｇ１を生成して第１のＭＯＳＦＥＴ１５に出力し第１のＭＯＳＦＥＴ１５のオンオフを所要に制御する。なお、降圧サイクル中においては第２のＭＯＳＦＥＴ２４は常時オフ状態となっている。

ここで、図９に示すように、降圧サイクル中において、第１のＭＯＳＦＥＴ１５がオフされて整流器１２と照明負荷２との間の接続が遮断される場合においても、第２のダイオード２３が作用してインダクタンス１６に蓄積された電磁エネルギーに基づく電圧が照明負荷２に印加される。これにより、降圧サイクル中における第１のＭＯＳＦＥＴ１５のオフ動作による電圧の落ち込みを改善することができる。

続いて、ステップ５００の昇圧サイクルにおける制御動作の詳細は図１０に基づいて次のように説明される。
すなわち、ステップＳ５１０において、第２の電圧検出手段３２が照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を検出し、かつ、電流検出手段３３が照明負荷２の出力側における直流電流Iを検出すると、ステップＳ５２０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉを入力するとともに、該直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの大小関係を比較し、該比較結果を電圧設定値演算手段３６に送信する。つまり、ステップＳ５２０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとが等しいことを確認したときは、ステップＳ５３０において、電圧設定値演算手段３６が数１に基づいて第３の電圧検出手段３１により検出された直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

一方、ステップＳ５２０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとが異なることを確認し、更に、ステップＳ５４０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆより大きいことを確認したときは、ステップＳ５５０において、電圧設定値演算手段３６が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩを演算するとともに、該ΔＩに基づいて電圧補正値ΔＶを演算し、更に、数２の如く検出された直流電圧Ｖ２から電圧補正値ΔＶを減じて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

ステップＳ５４０において、第１の比較手段３５が検出された直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆより小さいことを確認したときは、ステップＳ５６０において、電圧設定値演算手段３６が検出された直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩを演算するとともに、該ΔＩに基づいて電圧補正量ΔＶを演算し、更に、数３の如く検出された直流電圧Ｖ２に電圧補正量ΔＶを加えて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、該電圧設定値Ｖｒｅｆを第２の比較手段３７に送信する。

次いで、第２の比較手段３７が、ステップ５３０、ステップＳ５５０、またはステップＳ５６０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと照明負荷２の耐電圧Ｖｍａｘとを比較し、第２の比較手段３７が、電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘ以上であることを確認したときは、ステップＳ５８０において、電圧設定値演算手段３６が耐電圧Ｖｍａｘを電圧設定値Ｖｒｅｆとして、該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４および第２のゲート信号発生回路３９に送信する。判断手段３４は記憶された電圧設定値Ｖｒｅｆを電圧設定値演算手段３６により送信された電圧設定値Ｖｒｅｆに書き換える。

一方、ステップＳ５７０において、第２の比較手段３７が電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘよりも小さいことを確認したときは、ステップＳ５９０において、電圧設定値演算手段３６が、ステップＳ５３０、ステップＳ５５０、またはステップＳ５６０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆをそのまま電圧設定値Ｖｒｅｆとして採用し、該電圧設定値Ｖｒｅｆを判断手段３４および第２のゲート信号発生回路３９に送信する。判断手段３４は記憶された電圧設定値Ｖｒｅｆを電圧設定値演算手段３６により送信された電圧設定値Ｖｒｅｆに書き換える。

次いで、ステップＳ６００において、第２のゲート信号発生回路３９が、ステップ５８０またはステップＳ５９０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された直流電圧Ｖ２との間の偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）と、検出された整流波形電圧Ｖ１に対するステップＳ５８０またはステップＳ５９０において演算された電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された整流波形電圧Ｖ１との差の比（{Ｖｒｅｆ−Ｖ１}／Ｖ１）と、ゲインＫ２と、により数７の如くＤｕｔｙ２を演算するとともに、該Ｄｕｔｙ２に基づいて第２のゲート信号Ｇ２を生成して第２のＭＯＳＦＥＴ２４に出力し第２のＭＯＳＦＥＴ２４のオンオフを所要に制御する。なお、昇圧サイクル中においては第１のＭＯＳＦＥＴ１５は常時オン状態となっている。

以上説明したように本発明によれば、第１のゲート信号発生回路３８により第１のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ１５のオンオフ動作を制御して整流波形電圧Ｖ１を所要に降圧するとともに、第２のゲート信号発生回路３９により第２のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ２４のオン動作を行うことによりインダクタ１６にエネルギーが蓄積され、オフ動作を行うことによりそのエネルギーが第２のコンデンサ２５へ移り、整流波形電圧Ｖ１が所要に昇圧されて脈動を少なくすることができる。これにより、電解コンデンサを用いることなく整流波形電圧Ｖ１を所要に降圧および昇圧して直流電圧Ｖ２に変換しつつ照明負荷２に印加することができ、ＬＥＤ照明装置１の長寿命化を実現することができる。

また、判断手段３４により整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆよりも大きいときに降圧サイクルと判断し、整流波形電圧Ｖ１が電圧設定値Ｖｒｅｆよりも小さいときに昇圧サイクルと判断することとしたので、第１のゲート信号発生回路３８における降圧制御および第２のゲート信号発生回路３９における昇圧制御を確実に行うことができる。

更に、第１のゲート信号発生回路３８は、降圧サイクル中において、電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて第１のＭＯＳＦＥＴ１５をオンとするゲート信号およびオフとするゲート信号を繰り返し発生し、照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆに制御するとともに、第２のゲート信号発生回路３９は、昇圧サイクル中において、電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて第２のＭＯＳＦＥＴ２４をオンとするゲート信号およびオフとするゲート信号を繰り返し発生して照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆに制御することとしたので、降圧サイクル中および昇圧サイクル中ともに直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆに確実に制御することができる。

また、照明負荷２における直流電流Ｉと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩに基づいて電圧設定値Ｖｒｅｆを演算する電圧設定値演算手段３６を有し、第１のゲート信号発生回路３８および第２のゲート信号発生回路３９は、電圧設定値演算手段３６により演算された電圧設定値Ｖｒｅｆに基づいて第１のゲート信号Ｇ１および第２のゲート信号Ｇ２におけるオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとしたので、照明負荷２における直流電流Ｉを所望の電流設定値Ｉｒｅｆに確実に設定することができる。

より詳しくは、電圧設定値演算手段３６は、照明負荷２における直流電流Ｉと電流設定値Ｉｒｅｆが等しいときは照明負荷２に印加された直流電圧Ｖ２を電圧設定値Ｖｒｅｆとするとともに、直流電流Ｉと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとの差ΔＩに基づいて電圧補正量ΔＶを演算しつつ直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆよりも大きいときは直流電圧Ｖ２から電圧補正量ΔＶを減じて電圧設定値Ｖｒｅｆとし、直流電流Ｉが電流設定値Ｉｒｅｆよりも小さいときは直流電圧Ｖ２に電圧補正量ΔＶを加えて電圧設定値Ｖｒｅｆとすることとしたので、照明負荷２における直流電流Ｉと所望の電流設定値Ｉｒｅｆとの差を確実に解消することができる。

また、第１のゲート信号発生回路３８において、第１のＭＯＳＦＥＴ１５の入力側における整流波形電圧Ｖ１に対する電圧設定値Ｖｒｅｆの比に基づいて、第２のゲート信号発生回路３９は、第１のＭＯＳＦＥＴ１５の入力側における整流波形電圧Ｖ１に対する電圧設定値Ｖｒｅｆと第１のＭＯＳＦＥＴ１５の入力側における整流波形電圧Ｖ１との差の比に基づいて、それぞれ第１のゲート信号Ｇ１および第２のゲート信号Ｇ２のオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとしたので、整流波形電圧Ｖ１の変動を考慮しつつオンパルス幅およびオフパルス幅が設定され、降圧サイクル中および昇圧サイクル中における電圧制御の制御性を向上させることができる。

更に、第１のゲート信号発生回路３８および第２のゲート信号発生回路３９は、第１のゲート信号Ｇ１および第２のゲート信号Ｇ２の各１周期ΔＳ１，ΔＳ２ごとに数５および数７に基づくＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２を演算して各１周期ΔＳ１，ΔＳ２ごとにオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することとしたので、電圧制御の制御性を更に向上させることができる。

更に、電圧設定値演算手段３６は、電圧設定値Ｖｒｅｆが耐電圧Ｖｍａｘよりも大きいときは耐電圧Ｖｍａｘを電圧設定値Ｖｒｅｆとすることとしたので、確実に照明負荷２に印加される直流電圧Ｖ２を照明負荷２の耐電圧Ｖｍａｘよりも小さく設定することができ、ＬＥＤ照明装置１の更なる長寿命化を実現することができる。

また、降圧制御および昇圧制御をＭＯＳＦＥＴを用いて行うこととしたので、各スイッチング動作の制御性を向上させることができる。
更に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサはフィルムコンデンサやセラミックコンデンサ等の電解コンデンサを除く各種のコンデンサとすることとしたので、ＬＥＤ照明装置１の寿命を短くすることなく整流波形電圧Ｖ１が更に昇圧されて該電圧の脈動を少なくすることができる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変形実施または応用実施が可能であることは勿論である。
すなわち、図１１乃至図１４に示す本発明の応用例においては、第２のダイオード２３に代えてＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタからなる第３のスイッチ２６（以下、第３のスイッチ２６は第３のＭＯＳＦＥＴ２６とする）を備えることとするとともに（図１１）、制御器３０において、第１のゲート信号発生回路３８が、降圧サイクル中に第１のＭＯＳＦＥＴ１５をオフとするゲート信号を発生しているときに、第１のゲート信号発生回路３８からの出力を受けて第３のＭＯＳＦＥＴ２６をオンとするゲート信号を発生する第３のゲート信号発生回路４０を有することとしている（図１２、図１３）。

つまり、ＭＯＳＦＥＴはダイオードと比較して低抵抗であり、図１４に示すように、降圧サイクル中における第１のＭＯＳＦＥＴ１５のオフによる電圧の落ち込みをより一層改善することができる。また、ＭＯＳＦＥＴを採用することでスイッチング動作の制御性も向上させることができる。

なお、図１３に示すように、第３のゲート信号発生回路４０は、第３のゲート信号Ｇ３をオンからオフに切り換えるタイミングを、第１のゲート信号Ｇ１をオフからオンにするタイミングよりも所定時間Δｔ１だけ僅かに遅く設定し、第３のゲート信号Ｇ３をオフからオンに切り換えるタイミングを、第１のゲート信号Ｇ１をオンからオフにするタイミングよりも所定時間Δｔ２だけ僅かに速く設定する。これにより、第１のゲート信号Ｇ１がオフされている期間において変動の少ない滑らかな電圧波形を得ることができる。上述の如く第１のゲート信号発生回路３８はオンオフの切り換えタイミングを演算しつつ第１のゲート信号Ｇ１を発生させており、第３のゲート信号発生回路４０は、第１のゲート信号発生回路３８による切り換えタイミングの演算結果に基づき上記の如く所定時間Δｔ１またはΔｔ２ずらして第３のゲート信号Ｇ３のオンオフの切り換えタイミングを演算している。

また、上述した実施形態にあっては、第１のゲート信号発生回路３８および第２のゲート信号発生回路３９によるＭＯＳＦＥＴ１５，２４のスイッチング制御は、電圧設定値Ｖｒｅｆと検出された直流電圧Ｖ２との偏差（Ｖｒｅｆ−Ｖ２）をゲインＫ１，Ｋ２を用いつつフィードバック制御するＰ制御（比例制御）とすることとしているが、第１のゲート信号発生回路３８および第２のゲート信号発生回路３９を所要の構成としてスイッチング制御をＰＩ制御やＰＩＤ制御により行うこととしてもよい。

更に、上述した制御器３０におけるクロックを更に細かく設定（例えば上述した実施形態の１０倍またはそれ以上）して、一つ前のＰＷＭの周期中において、電圧データ、電流データを加重平均やローパスフィルターなどでデジタル処理した後に所定の演算を行うこととするとデータの信頼性が上がりより好ましい。すなわち、上記の如く検出された電圧データおよび電流データをデジタル処理しつつ上記の如く所定のＤｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２を演算してゲート信号Ｇ１，Ｇ２を発生させてＭＯＳＦＥＴ１５，２４のスイッチング制御を行うこととすれば、更に一層スイッチングの制御性を向上させることができるので好ましい。

なお、上述した実施形態にあっては、電圧設定値演算手段３６における数１乃至数４に基づく電圧設定値Ｖｒｅｆの演算を前の制御時間（ｎ−１またはｍ−１）において検出された直流電流Ｉおよび直流電圧Ｖ２により行い、ゲート信号発生回路３８，３９におけるＭＯＳＦＥＴ１５，２４のスイッチング制御つまり数５および数７に基づくＤｕｔｙ１およびＤｕｔｙ２の演算を次の制御時間（ｎまたはｍ）において検出された整流波形電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２により行うこととしているが、例えば制御時間を適宜設定する等して電圧設定値Ｖｒｅｆの演算とＤｕｔｙ１およびＤｕｔｙ２の演算とを同じ制御時間で行うこととした場合は、電圧設定値Ｖｒｅｆと直流電圧Ｖ２との間の偏差は、上述した所望の電流設定値Ｉｒｅｆと検出された直流電流Ｉとの差ΔＩに基づいて得られる電圧補正量ΔＶと等しくなり、以下の数８および数９によりゲート信号発生回路３８，３９においてＤｕｔｙ１およびＤｕｔｙ２が演算されＭＯＳＦＥＴ１５，２４のスイッチング制御が行われることは言うまでもない。

[数８]
Ｄｕｔｙ１＝（±ΔＶ）×（Ｖｒｅｆ／Ｖ１）×Ｋ１
[数９]
Ｄｕｔｙ２＝（±ΔＶ）×{（Ｖｒｅｆ−Ｖ１）／Ｖ１}×Ｋ２

本発明は、ＬＥＤ照明装置において、電解コンデンサを用いることなく整流波形電圧を所要に降圧および昇圧する場合に役立つ。

１：ＬＥＤ照明装置
２：照明負荷
３：整流回路
４：平滑回路
１０：ＬＥＤ
１１：交流電源
１２：整流器
１３：第１の接続
１４：第２の接続
１５：第１のスイッチ（第１のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ）
１６：インダクタ
１７：第１のダイオード
１８：第３の接続
１９：第４の接続
２０：第５の接続
２１：第６の接続
２２：第１のコンデンサ
２３：第２のダイオード
２４：第２のスイッチ（第２のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ）
２５：第２のコンデンサ
２６：第３のスイッチ（第３のＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ）
３０：制御器
３１：第１の電圧検出手段
３２：第２の電圧検出手段
３３：電流検出手段
３４：判断手段
３５：第１の比較手段
３６：電圧設定値演算手段
３７：第２の比較手段
３８：第１のゲート信号発生回路（降圧制御手段）
３８ａ：第１の偏差演算部
３８ｂ：第１のＤｕｔｙ演算部
３８ｃ：第１のゲート信号発生部
３９：第２のゲート信号発生回路（昇圧制御手段）
３９ａ：第２の偏差演算部
３９ｂ：第２のＤｕｔｙ演算部
３９ｃ：第２のゲート信号発生部
４０：第３のゲート信号発生回路

Claims

ＬＥＤを用いた照明負荷と、交流電源から入力した交流電圧を整流して整流波形電圧に変換する整流回路と、該整流回路により整流された整流波形電圧を平滑して所要の直流電圧に変換し前記照明負荷に出力する平滑回路と、を有するＬＥＤ照明装置において、
前記平滑回路は、前記整流回路の出力側に接続された第１のスイッチと、前記第１のスイッチの出力側に接続されたインダクタと、該インダクタの出力側に接続された第２のスイッチと、を含み、
所定の制御信号を出力して前記第１のスイッチのオンオフ動作を制御し、前記整流波形電圧を降圧する降圧制御手段と、所定の制御信号を出力して前記第２のスイッチのオンオフ動作を制御し、前記整流波形電圧を昇圧する昇圧制御手段と、を有することを特徴とするＬＥＤ照明装置。
前記整流波形電圧が所定の電圧設定値よりも大きいときに降圧サイクルと判断し、前記整流波形電圧が前記電圧設定値よりも小さいときに昇圧サイクルと判断する判断手段を有することを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ照明装置。
前記降圧制御手段は、前記降圧サイクルにおいて、前記電圧設定値に基づいて前記第１のスイッチをオンとする信号およびオフとする信号を所定の周期で繰り返し発生する第１の信号発生回路とし、前記整流波形電圧を前記電圧設定値に制御するとともに、
前記昇圧制御手段は、前記昇圧サイクルにおいて、前記電圧設定値に基づいて前記第２のスイッチをオンとする信号およびオフとする信号を所定の周期で繰り返し発生する第２の信号発生回路とし、前記整流波形電圧を前記電圧設定値に制御することを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ照明装置。
前記照明負荷における電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段により検出された電流と所望の電流設定値との差を演算するとともに、該差に基づいて前記電圧設定値を演算する電圧設定値演算手段と、を有し、
前記第１の信号発生回路および前記第２の信号発生回路は、前記電圧設定値演算手段により演算された電圧設定値に基づいて前記信号におけるオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ照明装置。
前記電流検出手段により検出された電流と前記電流設定値との大小関係を比較する第１の比較手段と、
前記照明負荷に出力された直流電圧を検出する電圧検出手段と、を有し、
前記電圧設定値演算手段は、前記検出された電流と前記電流設定値が等しいときは前記電圧検出手段により検出された前記直流電圧を前記電圧設定値とし、
前記検出された電流と前記電流設定値が異なるときは前記電流検出手段により検出された電流と所望の電流設定値との差に基づいて電圧補正量を演算し、
前記検出された電流が前記電流設定値よりも大きいときは前記検出された直流電圧から前記電圧補正量を減じて前記電圧設定値とし、
前記検出された電流が前記電流設定値よりも小さいときは前記検出された直流電圧に前記電圧補正量を加えて前記電圧設定値とすることを特徴とする請求項４に記載のＬＥＤ照明装置。
前記整流波形電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記第１の信号発生回路は、前記電圧検出手段により検出された整流波形電圧に対する前記電圧設定値の比に基づいてオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することを特徴とする請求項５に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第２の信号発生回路は、前記電圧検出手段により検出された整流波形電圧に対する前記電圧設定値と前記検出された整流波形電圧との差の比に基づいてオンパルス幅およびオフパルス幅を設定することを特徴とする請求項６に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第１の信号発生回路および前記第２の信号発生回路は、前記信号の１周期ごとに前記比を演算して前記オンパルス幅および前記オフパルス幅を設定することを特徴とする請求項７に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第１のスイッチの出力側と前記インダクタ間の接続と、前記照明負荷の出力側と、を該照明負荷の出力側から前記接続に至る電流を流すダイオードを介して接続することを特徴とする請求項８に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第２のダイオードに代えて第３のスイッチを備えるとともに、
前記降圧制御手段が、前記降圧サイクル中に前記第１のスイッチをオフとする信号を発生しているときに、前記第３のスイッチをオンとする信号を発生する第３の信号発生回路を有することを特徴とする請求項９に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第３の信号発生回路は、前記第３のスイッチをオンからオフに切り換えるタイミングを前記第１のスイッチをオフからオンにするタイミングよりも所定時間遅く設定するとともに、前記第３のスイッチをオフからオンに切り換えるタイミングを前記第１のスイッチをオンからオンにするタイミングよりも所定時間速く設定することを特徴とする請求項１０に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチは、ＭＯＳＦＥＴとすることを特徴とする請求項１１に記載のＬＥＤ照明装置。
前記整流回路は、前記交流電圧を整流する整流器を有し、該整流器と前記第１のスイッチとの間に電解コンデンサを除くコンデンサからなる第１のコンデンサを接続することを特徴する請求項１２に記載のＬＥＤ照明装置。
前記インダクタと前記照明負荷との間に電解コンデンサを除くコンデンサからなる第２のコンデンサを接続することを特徴とする請求項１３に記載のＬＥＤ照明装置。
前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサは、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサとすることを特徴とする請求項１４に記載のＬＥＤ照明装置。