JP2012010513A - Motor driving device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ駆動装置に関し、特に、PWM(Pulse Width Modulation)制御を行って生成した交流電力によりモータを駆動するために用いて好適なものである。 The present invention relates to a motor drive device, and is particularly suitable for driving a motor with AC power generated by performing PWM (Pulse Width Modulation) control.
電車、ハイブリッド自動車、家電製品等のモータを駆動する電源装置として、速度制御が容易なPWM制御方式のインバータが用いられている。かかるインバータは、キャリア信号(例えば三角波)と電圧指令信号との比較によりパルス信号の幅(パルスをオンする時間)を決定し、生成されたパルス信号に応じて、スイッチング素子(例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor))をオン・オフすることにより、入力した直流電力を、モータの速度制御に必要な周波数を有する交流電力に変換してモータに供給する。ここで、キャリア信号の周波数をキャリア周波数、生成されたパルス信号をPWM信号、という。 As a power supply device for driving a motor of a train, a hybrid vehicle, a home appliance, etc., an inverter of a PWM control system that can easily control the speed is used. Such an inverter determines the width of a pulse signal (time for turning on a pulse) by comparing a carrier signal (for example, a triangular wave) and a voltage command signal, and according to the generated pulse signal, a switching element (for example, an IGBT (Insulated Gate)). By turning on / off the Bipolar Transistor)), the input DC power is converted to AC power having a frequency necessary for motor speed control and supplied to the motor. Here, the frequency of the carrier signal is called the carrier frequency, and the generated pulse signal is called the PWM signal.
モータを備える電気機器では、その総電力の大部分をモータが消費しており、モータの高効率化が重要な課題である。
そこで、特許文献1には、モータとPWM制御インバータとの合計損失が最小となるキャリア周波数とモータの電気角周波数(モータを励磁する電流の周波数)との関係を設定したテーブルデータを用意し、モータの電気角周波数の検出値に対応するキャリア周波数でインバータを運転してモータを駆動する技術が開示されている。
また、モータにおける主な損失の一つである鉄損(モータの鉄心に発生する損失)は熱として電力を消費する為、モータの温度上昇や効率低下の要因となるので、モータ設計においてはこの鉄損を小さくすることが重要である。そこで、特許文献2には、モータの電流値に基づいて鉄損抑制用重畳電流を演算し、電流指令値と鉄損抑制用重畳電流との和にモータの電流値が追従するように電圧指令信号を生成してPWM発生器に送出する技術が開示されている。
また、特許文献3には、モータの鉄損と銅損をそれぞれ演算し、鉄損と銅損との合計が最小となるように、d軸電流や、電機子巻線に対する出力電圧の振幅・位相を制御する技術が開示されている。
In an electric device equipped with a motor, the motor consumes most of the total electric power, and increasing the efficiency of the motor is an important issue.
Therefore, Patent Document 1 prepares table data in which the relationship between the carrier frequency that minimizes the total loss of the motor and the PWM control inverter and the electrical angular frequency of the motor (frequency of the current that excites the motor) is set, A technique for driving an inverter by operating an inverter at a carrier frequency corresponding to a detected value of an electrical angular frequency of the motor is disclosed.
Also, iron loss (loss generated in the motor core), which is one of the main losses in the motor, consumes electric power as heat, which causes the motor temperature to rise and the efficiency to decrease. It is important to reduce iron loss. Therefore, in Patent Document 2, the voltage loss command is calculated so that the iron loss suppression superimposed current is calculated based on the motor current value, and the motor current value follows the sum of the current command value and the iron loss suppression superimposed current. A technique for generating a signal and sending it to a PWM generator is disclosed.
In Patent Document 3, the iron loss and the copper loss of the motor are calculated, respectively, and the d-axis current and the amplitude of the output voltage with respect to the armature winding are set so that the sum of the iron loss and the copper loss is minimized. A technique for controlling the phase is disclosed.
しかしながら、特許文献1に記載の技術では、キャリア周波数が高くなるとモータの損失は一定になるとしているが、後述するように、この知見は正確ではない。よって、特許文献1には、モータの損失を最小化するキャリア周波数を求めるための明確な根拠が存在しない。また、特許文献1に記載の技術では、モータの電気角周波数に依存してキャリア周波数を変更させる必要がある。
また、特許文献2に記載の技術では、電流指令値に鉄損抑制用重畳電流を重畳させる制御機構が必要になる。また、特許文献2では、鉄損抑制用重畳電流波形を電磁場解析により予め決定しておく必要があるが、この決定は、鉄損抑制用重畳電流波形を修正しながら繰り返し電磁場解析を行うことにより実行されるので、多大な時間と労力を要する虞がある。
また、特許文献3に記載の技術では、モータの鉄損や銅損等を演算するための演算回路が必要になる。
以上のように従来の技術では、PWM制御を行って交流電力をモータに供給することによりモータを損失少なく駆動するに際し、複雑な制御機構や演算回路が必要になるという問題点があった。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、PWM制御を行って交流電力を生成してモータに供給することによりモータを駆動するに際し、複雑な制御機構や演算回路を用いることなくモータの鉄損を最小化することを目的とする。
However, in the technique described in Patent Document 1, the loss of the motor becomes constant as the carrier frequency increases, but this knowledge is not accurate as will be described later. Therefore, Patent Document 1 does not have a clear basis for obtaining a carrier frequency that minimizes motor loss. In the technique described in Patent Document 1, it is necessary to change the carrier frequency depending on the electrical angular frequency of the motor.
Further, the technique described in Patent Document 2 requires a control mechanism that superimposes the iron loss suppressing superimposed current on the current command value. In Patent Document 2, it is necessary to preliminarily determine the superimposed current waveform for suppressing iron loss by electromagnetic field analysis. This determination is performed by repeatedly performing electromagnetic field analysis while correcting the superimposed current waveform for suppressing iron loss. Since it is executed, there is a risk that a great deal of time and labor may be required.
The technique described in Patent Document 3 requires an arithmetic circuit for calculating the iron loss, copper loss, and the like of the motor.
As described above, the conventional technique has a problem that a complicated control mechanism and arithmetic circuit are required when the motor is driven with less loss by performing AC control and supplying AC power to the motor.
The present invention has been made in view of such problems, and uses complex control mechanisms and arithmetic circuits when driving a motor by performing PWM control to generate AC power and supplying it to the motor. It aims at minimizing the iron loss of the motor without.
本発明のモータ駆動装置は、PWM(Pulse Width Modulation)制御方式によりモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記モータの鉄損と前記PWM制御のキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数を用いることを特徴とする。 The motor drive device of the present invention is a motor drive device that drives a motor by a PWM (Pulse Width Modulation) control method, and the relationship between the iron loss of the motor and the carrier frequency of the PWM control is 1 from the minimum value. A carrier frequency within a range corresponding to iron loss up to .04 times is used.
本発明によれば、モータの鉄損とPWM制御のキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数をPWM制御のキャリア周波数として用いるようにしたので、複雑な制御機構や演算回路を用いることなくモータの鉄損を最小化することができる。 According to the present invention, the carrier frequency within the range corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.04 times the minimum is used as the carrier frequency for PWM control in the relationship between the iron loss of the motor and the carrier frequency for PWM control. Therefore, the iron loss of the motor can be minimized without using a complicated control mechanism or arithmetic circuit.
以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態を説明する。
図1は、モータ駆動装置の概略構成の一例を示す図である。
本実施形態では、モータMは、回転子に永久磁石が内蔵されたIPM(Interior Permanent Magnet)モータ(三相同期電動機)である。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a schematic configuration of a motor driving device.
In the present embodiment, the motor M is an IPM (Interior Permanent Magnet) motor (three-phase synchronous motor) in which a permanent magnet is built in a rotor.
図1において、このようなモータMを駆動するためのモータ駆動装置は、交流電源10と、整流回路20と、電解コンデンサ30と、電圧センサ40と、インバータ50と、電流センサ61〜63と、制御装置70と、を有する。
In FIG. 1, a motor driving apparatus for driving such a motor M includes an
交流電源10は、商用周波数(50Hz/60Hz)の交流電力を供給するものである。
整流回路20は、例えば4つのダイオードで構成された全波整流回路であり、交流電力を直流電力に変換するものである。
電解コンデンサ30は、整流回路20から出力された直流電力の脈流を除去するものである。
The
The
The
電圧センサ40は、インバータ50に入力される直流の入力電圧Viを測定するものである。
インバータ50は、例えば、三相フルブリッジを構成する6つのIGBTを備えた回路である。インバータ50は、制御装置70から出力されるPWM信号Sに基づいて、スイッチング素子の一例であるIGBTをオン・オフすることにより、入力した直流電力を、モータMを駆動(例えば速度制御)するために必要な周波数を有する交流電力に変換し、モータMに出力する。
電流センサ61〜63は、例えばCT(Current Transformer)であり、モータMの各相u、v、wの巻線に流れる交流のモータ電流Iu、Iv、Iwを測定するものである。
The
The
The
制御装置70は、印加電圧演算部71と、三角波発生部72と、比較部73と、PWM信号出力部74と、を有する。制御装置70は、例えば、マイクロコンピュータや演算回路を用いることにより実現することができる。
印加電圧演算部71は、外部から出力される速度(モータMの回転数)指令値と、電圧センサ40で測定された入力電圧Viと、電流センサ61〜63で測定されたモータ電流Iu、Iv、Iwとを入力し、これらに基づいて、モータMの各相に印加する電圧を演算し、その電圧を示す電圧指令信号を生成する。
三角波発生部72は、PWM制御におけるキャリア信号の一例である三角波を発生する。このとき、三角波発生部72は、予め三角波発生部72に対して設定されたキャリア周波数の三角波を発生させる。本実施形態によるキャリア周波数の決定方法については後述する。
比較部73は、印加電圧演算部71で生成された電圧指令信号と、三角波発生部72で発生した三角波(キャリア信号)とを比較する。
PWM信号出力部74は、比較部73における比較の結果に応じたパルス信号をPWM信号Sとしてインバータ50に出力する。前述したように、インバータ50は、このPWM信号Sに基づいてIGBTをオン・オフして、入力した直流電力を交流電力に変換し、モータMに出力する。
The control device 70 includes an applied
The applied
The
The comparison unit 73 compares the voltage command signal generated by the applied
The PWM signal output unit 74 outputs a pulse signal corresponding to the comparison result in the comparison unit 73 to the
ここで、本実施形態によるキャリア周波数の決定方法を説明する。本願発明者らは、キャリア周波数によるモータMの鉄損への影響を調査した。ここで使用したモータMの仕様は以下の通りである。
相数;3
極数;12
固定子外径;135mm
固定子内径;87mm
固定子スロット数;18(集中巻)
固定子材質;無方向性電磁鋼板
回転子外径;85mm
回転子積厚;30mm
永久磁石の磁束;1.1T
Here, a method for determining a carrier frequency according to the present embodiment will be described. The inventors of the present application investigated the influence of the carrier frequency on the iron loss of the motor M. The specifications of the motor M used here are as follows.
Number of phases: 3
Number of poles: 12
Stator outer diameter: 135mm
Stator inner diameter: 87mm
Number of stator slots: 18 (concentrated winding)
Stator material: Non-oriented electrical steel sheet rotor outer diameter: 85 mm
Rotor thickness: 30mm
Magnetic flux of permanent magnet; 1.1T
このようなモータMの励磁周波数(モータを励磁する電流の周波数)を400Hz(トルク;0.5N・m(一定))、800Hz(トルク;0.5N・m(一定))、1000Hz(トルク;0.1N・m(一定))とし、それぞれの場合において、キャリア周波数が5kHzのときのモータMの鉄損を1としたときの各キャリア周波数における鉄損比を求めた。
図2は、モータMの鉄損比とキャリア周波数との関係の一例を示す図である。図3は、図2に示したグラフの各点の値を表形式で示す図である。尚、図2、図3において、キャリア周波数fのときの鉄損比[−]は、以下の(1)式で表される。
鉄損比=(キャリア周波数fのときのモータMの鉄損)/(キャリア周波数が5kHzのときのモータMの鉄損) ・・・(1)
The excitation frequency of the motor M (frequency of current for exciting the motor) is 400 Hz (torque; 0.5 N · m (constant)), 800 Hz (torque; 0.5 N · m (constant)), 1000 Hz (torque; 0.1 N · m (constant)), and in each case, the iron loss ratio at each carrier frequency when the iron loss of the motor M when the carrier frequency was 5 kHz was set to 1 was obtained.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the relationship between the iron loss ratio of the motor M and the carrier frequency. FIG. 3 is a table showing the values of the points in the graph shown in FIG. 2 and 3, the iron loss ratio [−] at the carrier frequency f is expressed by the following equation (1).
Iron loss ratio = (iron loss of motor M when carrier frequency is f) / (iron loss of motor M when carrier frequency is 5 kHz) (1)
図2に示すように、本願発明者らは、モータMの鉄損比を縦軸としキャリア周波数を横軸とした場合のモータMの鉄損比とキャリア周波数との関係を示すグラフは、下に凸のピークを有し、鉄損比(すなわち鉄損)について1つの最小値が得られるということを今回初めて見出した。
キャリア周波数を上げていくと、表皮効果により電磁鋼板の表面に磁束が集中し、実効抵抗が増大してモータMの鉄心に生じる渦電流損が低減するため、キャリア周波数が上がるにつれてモータMの鉄損が下がると考えられる。一方、キャリア周波数をさらに上げると、モータMの鉄心内に励磁される磁束密度が高周波数側に移行することにより、この高周波数に対応した磁束密度に起因する鉄損が増大するため、キャリア周波数が上がるにつれてモータMの鉄損も上がると考えられる。
As shown in FIG. 2, the inventors of the present application have a graph showing the relationship between the iron loss ratio of the motor M and the carrier frequency when the iron loss ratio of the motor M is the vertical axis and the carrier frequency is the horizontal axis. It has been found for the first time that the peak has a convex peak and one minimum value is obtained for the iron loss ratio (ie, iron loss).
Increasing the carrier frequency concentrates the magnetic flux on the surface of the electrical steel sheet due to the skin effect, increases the effective resistance and reduces the eddy current loss generated in the iron core of the motor M. Therefore, the iron of the motor M increases as the carrier frequency increases. The loss is expected to decrease. On the other hand, if the carrier frequency is further increased, the magnetic flux density excited in the iron core of the motor M shifts to the high frequency side, so that the iron loss due to the magnetic flux density corresponding to this high frequency increases. It is considered that the iron loss of the motor M increases as the value increases.
以上のことから、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、鉄損の最小値に対応するキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用することが最も望ましいことになる。ここで、「JIS C 2556」の「7.2.2 鉄損測定」には、試験装置の再現性は、無方向性電磁鋼板に対しては2%の標準偏差の程度であると記載されている。この標準偏差を考慮すると、最小値の1.02倍までを鉄損の最小値と同等であるとみなせる。したがって、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値からその1.02倍までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用するのが望ましいと言える。
From the above, it is most desirable to adopt the carrier frequency corresponding to the minimum value of the iron loss as the carrier frequency of the triangular wave generated by the
さらに、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値からその1.02倍までの鉄損に対応するキャリア周波数の範囲を、モータMの複数の励磁周波数のそれぞれについて求め、それらの範囲のうち、重複する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用するのがより望ましい。このような範囲のキャリア周波数にすれば、モータMの励磁周波数に依らずに鉄損が最小となる(最小とみなせるようになる)からである。また、励磁周波数に依らずに鉄損が最小となるキャリア周波数を採用するので、極数が異なるモータMにおいても、鉄損が最小となるという効果を得ることができる。ここで、モータMの複数の励磁周波数とは、例えば、モータMの仕様の範囲内の所定の複数の励磁周波数(例えば、当該仕様の上限と下限とを含む複数の励磁周波数)である。選択する励磁周波数の数は任意であるが、仕様の範囲内で出来る限り多くの励磁周波数を選択することにより、鉄損が最小となる(最小とみなせる)キャリア周波数の範囲を精度良く求めることが可能となる。
Furthermore, the relationship between the iron loss of the motor M and the carrier frequency, the range of the carrier frequency corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.02 times thereof is obtained for each of the plurality of excitation frequencies of the motor M. Of the ranges, it is more desirable to employ the carrier frequency within the overlapping range as the carrier frequency of the triangular wave generated by the
本実施例におけるモータMの励磁周波数の仕様は下限400Hz、上限1000Hzであり、図2に示す例においては、仕様の範囲内である400、800、1000Hzの3つの励磁周波数について、キャリア周波数に対する鉄損比の結果を示している。鉄損比の最小値からその1.02倍までの鉄損比に対応するキャリア周波数の範囲は、図3(a)のグレーで塗り潰した範囲であり、全ての励磁周波数で重複するキャリア周波数の範囲は7kHz以上10kHz以下となる。鉄損比の最小値からその1.02倍までの範囲は、鉄損の最小値からその1.02倍までの範囲と一致するので、図2に示す例では、7kHz以上10kHz以下のキャリア周波数を三角波発生部72に設定することが望ましい。
The specification of the excitation frequency of the motor M in the present embodiment is a lower limit of 400 Hz and an upper limit of 1000 Hz. In the example shown in FIG. 2, three excitation frequencies of 400, 800, and 1000 Hz that are within the specification range are iron with respect to the carrier frequency. The loss ratio results are shown. The range of the carrier frequency corresponding to the iron loss ratio from the minimum value of the iron loss ratio to 1.02 times is the range filled in gray in FIG. The range is 7 kHz or more and 10 kHz or less. Since the range from the minimum value of the iron loss ratio to 1.02 times thereof coincides with the range from the minimum value of the iron loss to 1.02 times thereof, in the example shown in FIG. 2, the carrier frequency is 7 kHz or more and 10 kHz or less. Is preferably set in the
また、あるキャリア周波数におけるモータMの鉄損の複数のデータの分布が正規分布であると仮定すると、当該データの95.44%は、それらの平均値の±2σ(σ;標準偏差)の範囲内に含まれることになる。そこで、実用上はこの範囲内のデータを正常とみなし、「JIS C 2556」の「7.2.2 鉄損測定」で示されている標準偏差2%の2倍の4%、すなわち、最小値の1.04倍までを鉄損の最小値と同等であるとみなしてよいとも言える。したがって、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用してもよい。
さらに、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍までの鉄損に対応するキャリア周波数の範囲を、モータMの仕様の範囲内の複数の励磁周波数のそれぞれについて求め、それらの範囲のうち、重複する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用してもよい。
Assuming that the distribution of a plurality of data of iron loss of the motor M at a certain carrier frequency is a normal distribution, 95.44% of the data is in the range of ± 2σ (σ: standard deviation) of their average values. Will be included. Therefore, in practice, the data within this range is regarded as normal, and is 4% which is twice the standard deviation of 2% shown in “7.2.2 Iron loss measurement” of “JIS C 2556”, that is, the minimum It can be said that up to 1.04 times the value may be regarded as equivalent to the minimum value of iron loss. Therefore, the carrier frequency within the range corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.04 times that of the iron loss of the motor M and the carrier frequency is adopted as the carrier frequency of the triangular wave generated by the
Further, in the relationship between the iron loss of the motor M and the carrier frequency, the range of the carrier frequency corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.04 times is set to each of a plurality of excitation frequencies within the range of the specification of the motor M. Of these ranges, the carrier frequency within the overlapping range may be adopted as the carrier frequency of the triangular wave generated by the
図2に示す例において、最小値からその1.04倍までの鉄損比(鉄損)に対応するキャリア周波数の範囲は、図3(b)のグレーで塗り潰した領域であり、全ての励磁周波数で重複するキャリア周波数の範囲は7kHz以上15kHz以下となる。よって、図2に示す例では、7kHz以上15kHz以下のキャリア周波数を三角波発生部72に設定するようにしてもよい。
尚、図3に示す例では、鉄損比(鉄損)が最小となるキャリア周波数や、キャリア周波数の範囲の上限及び下限として、測定点の値を用いるようにしている。このため、7.0kHzをキャリア周波数の下限として採用し、15kHz(好ましくは10kHz)をキャリア周波数の上限として採用している。ただし、必ずしもこのようにする必要はなく、例えば、図2に示すグラフ上の、2つの測定点の間のキャリア周波数における鉄損比の値を線形補間して求め、その点のキャリア周波数の値を、キャリア周波数の範囲の上限及び下限として採用してもよい。この他、鉄損比とキャリア周波数の測定点から、モータMの鉄損比を縦軸としキャリア周波数を横軸とした場合に下に凸のピーク1つとなるフィッティングカーブ(近似関数)を求め、このフィッティングカーブの値を使って、鉄損比(鉄損)が最小となるキャリア周波数や、キャリア周波数の範囲の上限及び下限を求めるようにしてもよい。
In the example shown in FIG. 2, the range of the carrier frequency corresponding to the iron loss ratio (iron loss) from the minimum value to 1.04 times that is the region filled with gray in FIG. The range of the carrier frequency that overlaps with the frequency is 7 kHz or more and 15 kHz or less. Therefore, in the example shown in FIG. 2, a carrier frequency of 7 kHz or more and 15 kHz or less may be set in the
In the example shown in FIG. 3, the values of the measurement points are used as the carrier frequency at which the iron loss ratio (iron loss) is minimized and the upper and lower limits of the carrier frequency range. For this reason, 7.0 kHz is adopted as the lower limit of the carrier frequency, and 15 kHz (preferably 10 kHz) is adopted as the upper limit of the carrier frequency. However, this is not always necessary. For example, the value of the iron loss ratio at the carrier frequency between two measurement points on the graph shown in FIG. 2 is obtained by linear interpolation, and the value of the carrier frequency at that point is obtained. May be employed as the upper and lower limits of the carrier frequency range. In addition, from the measurement point of the iron loss ratio and the carrier frequency, a fitting curve (approximation function) that has one peak protruding downward when the iron loss ratio of the motor M is the vertical axis and the carrier frequency is the horizontal axis is obtained. The value of this fitting curve may be used to obtain the carrier frequency that minimizes the iron loss ratio (iron loss) and the upper and lower limits of the carrier frequency range.
以上のキャリア周波数の範囲は、本実施形態以外のPWM制御方式のインバータで駆動される交流モータにも適用することができる。すなわち、PWM制御方式のキャリア信号として三角波ではなく鋸歯状波を使用してもよい。また、交流モータとして、例えば誘導モータ及び同期モータ(構造が同じブラシレスDCモータを含む)においても適用することができる。さらに、固定子材質として無方向性電磁鋼板以外の他の軟磁性材料(圧粉磁心、アモルファスなど)を用いる場合にも適用することができる。これらに適用可能である理由は、一次近似では、インバータにより生成される電流に含まれる各周波数成分によって、モータの鉄心内に励磁される磁束密度の各周波数成分が定まり、モータの全体の鉄損は、それら各周波数成分の磁束密度に対応した鉄損の積算値であるので、鉄損が最小となるキャリア周波数は、キャリア信号の種類、交流モータの型式および鉄心の材質によらず同様に存在すると考えられるからである(すなわち、このような駆動方式および構造のモータでの鉄損は、インバータのキャリア信号の種類、モータの鉄心の形状や極数および材質に関係なく、鉄心に励磁される磁束密度に起因するものであるので、鉄損の最小値も同様に存在するからである)。 The above carrier frequency range can also be applied to an AC motor driven by a PWM control type inverter other than the present embodiment. That is, a sawtooth wave instead of a triangular wave may be used as a PWM control type carrier signal. Further, as an AC motor, for example, an induction motor and a synchronous motor (including a brushless DC motor having the same structure) can be applied. Furthermore, the present invention can also be applied to cases where soft magnetic materials other than non-oriented electrical steel sheets (such as dust cores and amorphous materials) are used as the stator material. In the first approximation, each frequency component included in the current generated by the inverter determines each frequency component of the magnetic flux density excited in the iron core of the motor. Is the integrated value of iron loss corresponding to the magnetic flux density of each frequency component, and therefore the carrier frequency at which the iron loss is minimized exists in the same way regardless of the type of carrier signal, AC motor model, and iron core material. (In other words, the iron loss in a motor having such a drive system and structure is excited in the iron core regardless of the type of the carrier signal of the inverter, the shape and number of poles, and the material of the motor iron core. This is because the minimum value of iron loss similarly exists because it is caused by the magnetic flux density).
以上のように本実施形態では、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍(好ましくは1.02倍)までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数とし、このキャリア周波数の三角波と電圧指令信号との比較の結果に応じたPWM信号Sに基づいて、モータMに交流電力を供給するインバータ50(IGBT)の動作を制御するようにした。したがって、複雑な制御機構や演算回路を用いなくてもモータMの鉄損を最小化することができる。これによりモータMの出力を高効率化することができ、より小さい入力電力で同等の出力が可能となるので、モータMを駆動するための電源の容量を小さくすることができる。
As described above, in the present embodiment, the carrier frequency within a range corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.04 times (preferably 1.02 times) in relation to the iron loss of the motor M and the carrier frequency. Is the carrier frequency of the triangular wave generated by the triangular
また、本実施形態では、モータMの鉄損とキャリア周波数との関係で、最小値から1.04倍(好ましくは1.02倍)までの鉄損に対応するキャリア周波数の範囲を、モータMの複数の励磁周波数のそれぞれについて求め、それらの範囲のうち、重複する範囲内のキャリア周波数を、三角波発生部72で発生させる三角波のキャリア周波数として採用するようにした。したがって、モータMの励磁周波数が変わっても、(前記複数の励磁周波数の範囲内の励磁周波数であれば)モータMの鉄損を最小化することができる。
In the present embodiment, the range of the carrier frequency corresponding to the iron loss from the minimum value to 1.04 times (preferably 1.02 times) in the relationship between the iron loss of the motor M and the carrier frequency is set to the motor M. Each of the plurality of excitation frequencies is determined, and among those ranges, the carrier frequency within the overlapping range is adopted as the carrier frequency of the triangular wave generated by the triangular
尚、以上説明した本発明の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 It should be noted that the embodiments of the present invention described above are merely examples of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed as being limited thereto. Is. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features thereof.
10 交流電源
20 整流回路
30 電解コンデンサ
40 電圧センサ
50 インバータ
61〜63 電流センサ
70 制御装置
71 印加電圧演算部
72 三角波発生部
73 比較部
74 PWM信号出力部
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記モータの鉄損と前記PWM制御のキャリア周波数との関係で、最小値からその1.04倍までの鉄損に対応する範囲内のキャリア周波数を用いることを特徴とするモータ駆動装置。 A motor driving device that drives a motor by a PWM (Pulse Width Modulation) control method,
A motor driving device using a carrier frequency in a range corresponding to an iron loss from a minimum value to 1.04 times the relationship between the iron loss of the motor and the carrier frequency of the PWM control.
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Cited By (2)
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WO2020009062A1 (en) * | 2018-07-02 | 2020-01-09 | 日本製鉄株式会社 | Carrier frequency setting method, motor driving system, and carrier frequency setting device |
WO2020059852A1 (en) * | 2018-09-21 | 2020-03-26 | 日本製鉄株式会社 | System for exciting iron core in electrical machine, method for exciting iron core in electrical machine, program, and modulation operation setting device for inverter power source |
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Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2020009062A1 (en) * | 2018-07-02 | 2021-04-30 | 日本製鉄株式会社 | Carrier frequency setting method, motor drive system and carrier frequency setting device |
WO2020009062A1 (en) * | 2018-07-02 | 2020-01-09 | 日本製鉄株式会社 | Carrier frequency setting method, motor driving system, and carrier frequency setting device |
TWI713296B (en) * | 2018-07-02 | 2020-12-11 | 日商日本製鐵股份有限公司 | Carrier frequency setting method, motor drive system, and carrier frequency setting device |
CN112219351A (en) * | 2018-07-02 | 2021-01-12 | 日本制铁株式会社 | Carrier frequency setting method, motor drive system, and carrier frequency setting device |
CN112219351B (en) * | 2018-07-02 | 2024-02-09 | 日本制铁株式会社 | Carrier frequency setting method, motor driving system, and carrier frequency setting device |
US20210091704A1 (en) * | 2018-07-02 | 2021-03-25 | Nippon Steel Corporation | Carrier frequency setting method, motor driving system, and carrier frequency setting device |
US11888422B2 (en) | 2018-07-02 | 2024-01-30 | Nippon Steel Corporation | Carrier frequency setting method, motor driving system, and carrier frequency setting device |
CN112514242A (en) * | 2018-09-21 | 2021-03-16 | 日本制铁株式会社 | Excitation system, excitation method, program for iron core in electrical equipment, and modulation operation setting device for converter power supply |
RU2769676C1 (en) * | 2018-09-21 | 2022-04-04 | Ниппон Стил Корпорейшн | System for exciting iron core in electrical device, method for exciting iron core in electrical device, device for adjusting modulation operation for inverter power supply |
JP6996640B2 (en) | 2018-09-21 | 2022-01-17 | 日本製鉄株式会社 | Excitation system of iron core in electrical equipment, excitation method of iron core in electrical equipment, program and modulation operation setting device of inverter power supply |
JPWO2020059852A1 (en) * | 2018-09-21 | 2021-08-30 | 日本製鉄株式会社 | Iron core excitation system in electrical equipment, iron core excitation method in electrical equipment, program and modulation operation setting device for inverter power supply |
WO2020059852A1 (en) * | 2018-09-21 | 2020-03-26 | 日本製鉄株式会社 | System for exciting iron core in electrical machine, method for exciting iron core in electrical machine, program, and modulation operation setting device for inverter power source |
TWI728474B (en) * | 2018-09-21 | 2021-05-21 | 日商日本製鐵股份有限公司 | Excitation system for iron core in electrical equipment, excitation method for iron core in electrical equipment, program, and modulation operation setting device of inverter power supply |
CN112514242B (en) * | 2018-09-21 | 2024-02-20 | 日本制铁株式会社 | Excitation system, excitation method, program, and modulation operation setting device for iron core in electric device, and modulation operation setting device for inverter power supply |
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