JP2011250946A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減すること。
【解決手段】変換器１２１１〜１２１ｎそれぞれは、自装置に接続される振動素子からの入力信号をデジタル信号に変換して所定の信号帯域に制限したうえで、所定の出力レートにて間引き処理を行なう。直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、自装置の前段に配置された変換器の出力信号を所定の出力レートに基づいてサンプリングすることで、受信中心周波数に相当するように周波数変換されたＩ信号およびＱ信号を出力する。位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれは、自装置の前段に配置されたメモリから読み出した直交サンプリング器の出力信号であるＩ信号およびＱ信号それぞれの位相合わせを行ない、加算器１２５１および加算器１２５２は、位相回転器１２４１〜１２４ｎの出力信号の加算処理を行なう。
【選択図】図４

Description

この発明は、超音波診断装置に関する。

超音波診断装置は、Ｘ線診断装置、Ｘ線ＣＴ（Computed Tomography）装置、ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置などの他の医用画像診断装置に比べ装置規模が小さく、また、超音波プローブを体表から当てるだけの簡便な操作により、例えば、心臓の拍動や胎児の動きといった検査対象の動きの様子をリアルタイムで表示可能な装置であることから、今日の医療において重要な役割を果たしている。

具体的には、超音波診断装置は、超音波プローブに内蔵されている複数の振動素子それぞれに駆動信号を供給することで超音波を被検体内に送信する。そして、超音波診断装置は、生体組織の音響インピーダンスの差異によって生ずる超音波の反射波を複数の振動素子それぞれにて受信し、超音波プローブが受信した反射波に基づいて、超音波画像を生成する。

ここで、超音波診断装置においては、超音波画像の画質向上のために、複数の振動素子に供給する駆動信号や複数の振動素子それぞれから得られる反射波信号に対して、遅延時間の制御が行なわれている。

具体的には、超音波診断装置は、被検体内の所定の焦点と各振動素子との距離に応じた遅延時間により、各振動素子に供給する駆動信号のタイミングを制御することで、被検体内の所定の焦点にビームフォームした超音波を送信する（送信ビームフォーム）。そして、超音波診断装置は、被検体内の所定の焦点と各振動素子との距離に応じた遅延時間により、各振動素子において時間的に異なって受信された所定の焦点からの信号それぞれの位相（時間）を合わせて加算（整相加算）する。これにより、超音波診断装置は、焦点の合った１本の受信信号（受信ビーム）を生成する（受信ビームフォーム）。

かかる受信ビームフォームは、従来、アナログ遅延線を利用して行なわれていたが、近年では、デジタル処理にて行なわれている（受信デジタルビームフォーマ）。受信デジタルビームフォーマは、当初は、ハイエンド機の超音波診断装置のみ搭載されていたが、最近では、ほぼ全てのクラスの超音波診断装置に搭載されている。

受信デジタルビームフォーマの一般的な形態について、図７を用いて説明する。図７は、受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。

図７に示す受信デジタルビームフォーマは、各振動素子が受信した反射波のアナログ信号（入力アナログ信号、図中の「Analog inputs」を参照）に対する受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう。具体的には、図７に示す受信デジタルビームフォーマにおいては、各振動素子からの信号ライン（以下、チャンネルと記載する場合あり）ごとに、ＡＤ（アナログデジタル：Analog/Digital）変換器（Convertor）（図中の「ＡＤＣ」を参照）と、ＦＩＦＯ（First-In/First-Out）メモリ（図中の「FIFO Memory」を参照）と、位相シフタ（図中の「Phase Shifter」を参照）とが設置される。

そして、図７に示す受信デジタルビームフォーマにおいては、位相シフタの後段に、加算器と、直交検波回路（図中の「Quadrature Down Converter」を参照）と、間引き回路（図中の「Decimator」を参照）とが設置される。なお、実際には、ＡＤ変換器の前段には、入力アナログ信号を増幅するためのプリアンプ回路が設置されるが、図７においては省略している。

図７に示すＡＤ変換機それぞれは、自装置に接続される振動素子からの入力アナログ信号を、所定の量子化精度によりデジタル信号に変換する。そして、デジタル信号は、図７に示す各ＦＩＦＯメモリに一旦に格納される。ここで、各デジタル信号の位相合わせは、ＦＩＦＯメモリそれぞれからデジタル信号を読み出すタイミングを、各振動素子と所定の焦点との距離に応じて制御することで可能になる。

制御可能な時間量は、ＡＤ変換器などのサンプリングレートにより制約されるが、多くの場合、サンプリングレートより細かい精度での位相合わせが必要となる。このため、受信デジタルビームフォーマにおいては、図７に示すように、各ＦＩＦＯメモリの後段に位相シフタが設置される。図７に示す各位相シフタは、自装置の前段に接続されているＦＩＦＯメモリから読み出したデジタル信号に対してサンプリングレートより細かい遅延時間を付与した後に、加算器に出力する。具体的には、位相シフタは、自装置に内蔵される複数の遅延素子にＦＩＦＯメモリからデジタル信号を順次入力し、各遅延素子が保持する信号に対して所定の重み係数を乗算した後に加算処理を行なうことで、位相合わせが行なわれた信号を出力する。

そして、図７に示す加算器は、各位相シフタの出力信号を加算し、図７に示す直交検波回路は、加算器の出力信号をベースバンド帯域の同相信号（Ｉ信号、Ｉ：In-pahse）と直交信号（Ｑ信号、Ｑ：Quadrature-phase）とに変換する。そして、図７に示す間引き回路は、必要帯域が狭くなるにともないサンプリングレートを必要十分に落とすために、Ｉ／Ｑ信号の間引き処理を行なう。そして、超音波診断装置は、間引き回路により間引かれたＩ／Ｑ信号（受信信号）に基づいて、超音波画像を生成する。かかる受信デジタルビームフォーマを用いることで、超音波診断装置は、細かい遅延時間により位相合わせされた受信信号から超音波画像を生成することができる。

かかる受信デジタルビームフォーマを用いることで、並列同時受信処理が比較的容易に実現可能になる。並列同時受信処理とは、１回の超音波ビームの送信から得られる各振動素子の受信信号から複数の焦点の異なる受信信号を得る処理である。具体的には、並列同時受信処理においては、１回の超音波ビームの送信から得られる各振動素子の受信信号から複数の異なる超音波走査線（画像走査線）上の焦点からの受信信号が取得される。

ここで、心臓などの循環器領域の診断では、比較的高速な循環器系臓器の動きを正確に再現するということが重要になってくる。しかし、例えば、「被検体内の１焦点への１回の超音波の送信」と「画像走査線上の１本の信号処理」との繰り返しでは必要十分な速度（フレームレート）を確保できない場合がある。そこで、超音波診断装置では、並列同時受信処理により、１回の超音波の送信からその送信焦点周辺の複数本の受信信号を得ることで、フレームレートを向上させている。

受信ビームフォーマがアナログ回路により構成されている場合、並列同時受信処理を実現するには同じアナログ回路を並列同時受信数分用意するしか方法がなく、コストと実装面積に影響するため容易に実現できなかった。一方、近年実用化されているデジタル処理による受信ビームフォーマでは、デジタル回路特有の時分割動作で遅延パラメータを時々刻々切り替えて処理することにより、単一の回路で複数の受信信号を得ることが可能となる。また、デジタル回路は、集積化が可能なため、同じ回路を複数持ったとしても、その数があまり大きくなければコストを上昇させることなく、並列同時受信処理を実現することができる。

上述した並列同時受信処理をデジタル処理により行なう受信ビームフォーマの１形態について、図８を用いて説明する。図８は、並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。なお、図８では、並列同時受信数が「４」である場合について説明する。

図８に示すように、並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマにおいては、図７と同様に、各チャンネルにＡＤ変換器（図中の「ＡＤＣ」を参照）およびＦＩＦＯメモリ（図中の「FIFO Memory」を参照）が設置される。ここで、図８に示すＡＤ変換器それぞれは、自装置が接続される振動素子が受信した４つの焦点からの各入力アナログ信号をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を自装置に接続されるＦＩＦＯメモリに格納する。すなわち、図８に示す受信デジタルビームフォーマは、チャンネルごとにＡＤ変換器およびＦＩＦＯメモリを共有化し、各ＦＩＦＯメモリから４つの焦点からの反射波に由来するデジタル信号それぞれを読み出すように構成されている。具体的には、図８に示すように、チャンネルごとに設置された４個の位相シフタそれぞれは、前段のＦＩＦＯメモリから自装置が担当する焦点のデジタル信号を読み出して所定の遅延時間を付与する。このように、図８に示す受信デジタルビームフォーマにおいては、「並列同時受信数（４）×チャンネル数」個の位相シフタが設置される。

そして、図８に示す受信デジタルビームフォーマにおいては、並列同時受信数分、加算器、直交検波器（図中の「Quadrature Down Converter」を参照）および間引き回路（図中の「Decimator」を参照）が設置される。すなわち、図８に示す受信デジタルビームフォーマにおいては、４つの焦点からの４本の受信ビーム（ビーム０〜３）を取得するために、加算器、直交検波器および間引き回路が４個ずつ設置される。

チャンネルごとに設置された４個の位相シフタそれぞれは、所定の遅延時間を付与したデジタル信号を、図８に示すように、自装置が担当する焦点のデジタル信号の加算処理を行なう加算器に対して出力する。そして、図８に示す各加算器は、４つの位相シフタからの出力信号を加算し、図８に示す各直交検波器は、前段の加算器からの出力信号をＩ／Ｑ信号に変換し、図８に示す各間引き回路は、前段の直交検波器からの出力信号に対して間引き処理を行なう。このように、図８に示す受信デジタルビームフォーマは、４つの異なる位置にある焦点からの４本の受信ビーム（ビーム０〜３）を並列処理により取得する。

なお、並列同時受信処理を行なう場合、ＡＤ変換器およびＦＩＦＯメモリだけでなく、すべての回路を共有化するという方法もある。しかし、かかる場合、ＦＩＦＯメモリより後の処理レートを高速にしないと信号帯域を犠牲にすることとなり、また、処理レートを高速にすると消費電力が増大するというトレードオフがある。その一方、細かい遅延制御を行なうための位相シフタは、多くの場合デジタルフィルタであり、位相シフタの回路規模は、決して小さくない。したがって、図８に示す一例のように、位相シフタを複数設定することは、コストの観点から望ましくないが、従来の超音波診断装置で要求される並列同時受信数が、せいぜい「４」であったため、上述したトレードオフを鑑みても、図８に示す構成となる場合が少なくない。

ところで、現状、要求される並列同時受信数は、増加傾向にある。ここで、振動素子が１列、すなわち横（ラテラル）方向のみ並んでいて縦（エレベーション）方向には配列されていない従来の超音波プローブの場合、要求される並列同時受信数は、上記のようにせいぜい４であった。このため、並列同時受信処理を行なう場合、受信デジタルビームフォーマを構成する各回路を並列同時受信数分持っていても、コストへの影響を許容範囲にとどめることは可能であった。

しかしながら、最近では、直交する２方向に配列された振動素子を有する２Ｄアレイ超音波プローブを用いてリアルタイムに３次元画像を構築する技術が実用化され始めている。かかる２Ｄアレイ超音波プローブでは、以下のような理由により並列同時受信数を大幅に増加させたいという要求がある。図９は、２Ｄアレイ超音波プローブによる３次元スキャンを説明するための図である。

２Ｄアレイ超音波プローブを用いたリアルタイムの３次元画像の生成および表示のためには、大量のボリュームデータを取得して処理する必要がある。例えば、図９の（Ａ）に示すように、平面上にＮ本の走査線で構成されていた２次元の超音波画像を、所定の軸を中心に１度ずつ回転させた３６０枚の平面により３次元の超音波画像に拡張する場合を想定する。かかる場合、走査線の本数は、図９の（Ｂ）に示すように、「３６０×Ｎ」となる。このため、１枚の３次元画像を生成するために必要となるボリュームデータを取得するためのスキャン時間は、単純に計算すると、従来の３６０倍になり、フレームレートは、３６０分の１に落ちてしまう。しかし、上述したように、循環器領域の診断では、かかるフレームレートの低下を許容することができない。

そこで、２Ｄアレイ超音波プローブによる３次元スキャンにおいては、図９の（Ｃ）に示すように、並列同時受信数を増大して、３次元的に多数の受信データを同時に得ることで、フレームレートの低下を抑制するという対策が考えられている。かかる対策の場合、要求される並列同時受信数は、少なくとも「１６」といわれている。

しかし、並列同時受信数を増大すると、受信デジタルビームフォーマにおける回路規模およびコストに対する影響は、甚大である。すなわち、並列同時受信数を増大すれば、位相シフタおよび位相シフタの出力結果を処理するデジタル信号処理回路は、増大することとなり、その結果、受信デジタルビームフォーマの回路規模およびコストは、増大する。例えば、並列同時受信数を１６とすると、図８に示す位相シフタ、加算器、直交検波器および間引き回路の数は、４倍となる。すなわち、図８に示す形態を用いて並列同時受信数の増大に対応すると、受信デジタルビームフォーマに要するコストも、並列同時受信数の増大に応じて増大する。また、並列同時受信数が増大すると、ＩＣ（Integrated Circuit）としての受信デジタルビームフォーマにおける出力信号数が増大するために、受信デジタルビームフォーマを構成するには、出力ピン数の多い巨大なパッケージを使わざるを得なくなり、かかる場合も、コストの増大を招く。また、必要となる出力ピン数を収容可能なパッケージが存在しない場合、並列同時受信を行なう受信デジタルビームフォーマの実現は、不可能となる。

そこで、例えば、並列同時受信を行なう受信デジタルビームフォーマの回路規模を削減するために、間引き回路を内蔵するオーバーサンプリング型ＡＤ変換器を用いる方法が知られている（例えば、特許文献１を参照）。かかる方法によれば、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器が有する時間量子化精度により、受信デジタルビームフォーマの構成要素から位相シフタを削除することが可能となるが、出力ピン数の削減までは実現できない。

そこで、並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマにおいては、出力ピン数を削減するための別の形態が知られている。図１０は、出力ピン数が削減された並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。

図１０に示す一例では、各チャンネルに、ＡＤ変換器（図中の「ＡＤＣ」を参照）と、直交検波器（図中の「Quadrature Down Converter」を参照）と、間引き回路（図中の「Decimator」を参照）と、メモリ（図中の「Memory」を参照）と、位相シフタに対応する位相回転器（図中に示す「Phase Rotator」を参照）とが設置される。そして、図１０に示す一例では、チャンネル数分の位相回転器からの出力信号を加算する加算器が２つ設置され、加算器からの出力信号が、超音波画像の生成に用いられる。

図１０に示すＡＤ変換器それぞれは、図７および図８に示すＡＤ変換器と同様に、自装置が接続される振動素子が受信した複数の焦点からの各入力アナログ信号をデジタル信号に変換する。ここで、図１０に示す一例では、直交検波器および間引き回路が、ＡＤ変換器とメモリとの間に設置されており、直交検波器および間引き回路は、メモリの前段で、デジタル信号をベースバンド帯域のＩ／Ｑ信号への変換処理および間引き処理を行なう。これにより、図１０に示す受信デジタルビームフォーマは、１回の受信においてメモリの後段に設置された回路が必要とするサンプル数分のデータ全てを、メモリに保持することが可能となる。これに対して、図７や図８に示す受信デジタルビームフォーマは、ＦＩＦＯメモリを上書きしながら使うことにより、高速レート信号に対してメモリ容量を増やさないようにしている。

そして、図１０に示す受信デジタルビームフォーマは、位相シフタに対応する位相回転器（図中に示す「Phase Rotator」を参照）により、複数の焦点からの受信信号それぞれに対する位相合わせを行なう。例えば、各チャンネルの位相回転器は、自装置の前段に接続されたメモリから、焦点０からのＩ信号およびＱ信号を読み出し、読み出したＩ信号およびＱ信号それぞれに所定の重み係数を乗算する。そして、各チャンネルの位相回転器は、重み係数が乗算されたＩ信号に重み係数が乗算されたＱ信号の情報を一部加算することで位相合わせされたＩ’信号を出力し、重み係数が乗算されたＱ信号に重み係数が乗算されたＩ信号の情報を一部加算することで位相合わせされたＱ’信号を出力する。そして、各チャンネルの位相回転器それぞれは、「焦点０のＩ’信号およびＱ’信号」、「焦点１のＩ’信号およびＱ’信号」、「焦点２のＩ’信号およびＱ’信号」、「焦点３のＩ’信号およびＱ’信号」などを、図１０に示す２つの加算器に順次出力する。そして、図１０に示す２つの加算器それぞれは、各チャンネルの位相回転器からの出力信号を加算することで、位相合わせされた受信信号、すなわち、ビーム０、ビーム１、ビーム２、ビーム３などを順次取得する。

このように、図１０に示す受信デジタルビームフォーマは、一旦すべての信号をメモリに保持した後、信号の読み出し処理を焦点ごとに繰り返して各ビームに必要な遅延を読み出した信号に付与して加算処理を行なう。すなわち、図８の一例では、同時受信ビームが並列回路で同時に形成されるのに対し、図１０の一例では、同時受信ビームが順番で形成される。

このように、図１０に示す受信デジタルビームフォーマは、メモリ後の回路を並列同時受信数分設置する必要がなく、その結果、出力ポートも一つになるので、並列同時受信数が増えてもＩＣとしての出力ピン数を増やす必要はなくなる。これにより、受信デジタルビームフォーマのパッケージにかかる大きさおよびコストは、低減することができる。

特開２００８−１６１２６２号公報

ところで、上記した図１０に示す受信デジタルビームフォーマでは、並列同時受信数が増大しても、出力ピン数を削減することができるが、直交検波器および間引き回路が、チャンネル数分必要となり、必ずしも回路規模を低減することができなかった。例えば、チャンネル数が１２８であり、並列同時受信数が１６である場合を考える。

かかる場合、図８に示す受信デジタルビームフォーマでは、図７に示す受信デジタルビームフォーマに対して位相シフタ、直交検波器および間引き回路の必要数は、１６倍である。一方、図１０に示す受信デジタルビームフォーマでは、位相シフタに相当する位相回転器の必要数は増えないが、直交検波器および間引き回路は、１２８倍必要になる。

このように、図１０に示す受信デジタルビームフォーマは、回路規模およびコストという観点では必ずしも、図７や図８に示すに示す受信デジタルビームフォーマに対して有利にはなっていなかった。

すなわち、上記した従来の技術は、並列同時受信数が増大する場合、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することができないという課題があった。

なお、上記では、２Ｄ超音波プローブによる３Ｄスキャンにおいて並列同時受信数を増大する必要がある場合に、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することができないという課題があったことについて説明した。しかし、１Ｄ超音波プローブによる２Ｄスキャンにおいて並列同時受信数を増大するであっても、同様の課題があった。

そこで、この発明は、上述した従来技術の課題を解決するためになされたものであり、並列同時受信数が増大しても、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することが可能となる超音波診断装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、請求項１記載の本発明は、超音波を送信し、当該送信した超音波の反射波を受信する複数の振動素子を内蔵する超音波プローブと、前記複数の振動素子ごとに設置され、自装置に接続される振動素子が受信した反射波をデジタル信号に変換し、当該変換したデジタル信号を所定の帯域に制限したうえで、所定の出力レートにて間引く複数のオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器と、前記複数のオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器ごとに設置され、自装置に接続されるオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器の出力信号を前記所定の出力レートに基づいてサンプリングすることで、受信中心周波数に相当するように周波数変換された同相信号および直交信号を出力する複数の直交サンプリング器と、前記複数の直交サンプリング器ごとに設置され、自装置に接続される直交サンプリング器の出力信号を記憶する複数のメモリと、前記複数のメモリから直交サンプリング器の出力信号を読み出して、当該読み出した出力信号である同相信号および直交信号それぞれの位相合わせを行なう位相回転器と、前記位相回転器の出力信号を加算する加算器と、前記加算器の出力信号に基づいて、超音波画像を生成する画像生成手段と、を備えたことを特徴とする。

請求項１の発明によれば、並列同時受信数が増大しても、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することが可能となる。

図１は、本実施例に係る超音波診断装置を説明するための図である。 図２は、本実施例に係る受信部に適用されるオーバーサンプリング型ＡＤ変換器を説明するための図である。 図３は、本実施例に係る受信部において、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器を活用することで不要とされる回路を説明するための図である。 図４は、本実施例に係る受信部の構成を説明するための図である。 図５は、図４に示す直交サンプリング器を説明するための図である。 図６は、図４に示す変換器および直交サンプリング器の処理をシミュレーションした結果を説明するための図である。 図７は、受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。 図８は、並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。 図９は、２Ｄアレイ超音波プローブによる３次元スキャンを説明するための図である。 図１０は、出力ピン数が削減された並列同時受信処理を行なう受信デジタルビームフォーマの１形態を説明するための図である。

以下に添付図面を参照して、本願の開示する超音波診断装置の実施例を詳細に説明する。なお、以下に示す実施例によって本発明が限定されるものではない。

まず、本実施例に係る超音波診断装置の構成について説明する。図１は、本実施例に係る超音波診断装置を説明するための図である。図１に示すように、実施例１に係る超音波診断装置は、超音波プローブ１と、モニタ２と、入力装置３と、装置本体１０とから構成される。

超音波プローブ１は、複数の振動素子（圧電振動子）が内蔵されており、これら複数の振動素子は、後述する装置本体１０が有する送信部１１から供給される駆動信号に基づき超音波を発生する。さらに、これら複数の振動素子は、被検体Ｐからの反射波を受信し、受信した反射波を電気的アナログ信号に変換する。また、超音波プローブ１は、振動素子に設けられる整合層と、振動素子から後方への超音波の伝播を防止するバッキング材などを有する。

超音波プローブ１から被検体Ｐに超音波が送信されると、送信された超音波は、被検体Ｐの生体組織における音響インピーダンスの不連続面で次々と反射され、反射波は、超音波プローブ１が有する複数の振動素子にて受信される。受信された反射波信号（電気的アナログ信号）の振幅は、超音波が反射される不連続面における音響インピーダンスの差に依存する。なお、送信された超音波パルスが移動している血流や心臓壁などの表面で反射された場合の反射波は、ドプラ効果により、移動体の超音波送信方向に対する速度成分に依存して、周波数偏移を受ける。

ここで、本実施例では、複数の振動素子がマトリックス（格子）状に配置された２次元（２Ｄアレイ）超音波プローブを超音波プローブ１として用いることで、超音波ビームを２次元にて送信して被検体内を３次元で走査する場合について説明する。なお、本実施例は、複数の振動素子が１列に配置された１次元（１Ｄ）超音波プローブを超音波プローブ１として用いられる場合であっても適用可能である。

モニタ２は、超音波診断装置の操作者が入力装置３を用いて各種設定要求を入力するためのＧＵＩ（Graphical User Interface）を表示したり、装置本体１０において生成された超音波画像を表示したりする。

入力装置３は、マウス、キーボード、ボタン、パネルスイッチ、タッチコマンドスクリーン、フットスイッチ、トラックボールなどを有し、超音波診断装置の操作者からの各種設定要求を受け付け、装置本体１０に対して受け付けた各種設定要求を転送する。

装置本体１０は、超音波プローブ１が受信した反射波に基づいて超音波画像を生成する装置であり、図１に示すように、送信部１１と、受信部１２と、Ｂモード処理部１３と、ドプラ処理部１４と、画像生成部１５と、画像メモリ１６と、画像合成部１７と、制御部１８と、内部記憶部１９とを有する。

送信部１１は、トリガ発生回路、遅延回路およびパルサ回路などを有し、超音波プローブ１に駆動信号を供給する。パルサ回路は、所定のレート周波数で、送信超音波を形成するためのレートパルスを繰り返し発生する。また、遅延回路は、超音波プローブ１から発生される超音波をビーム状に集束して送信指向性を決定するために用いられる振動素子ごとの遅延時間を、パルサ回路が発生する各レートパルスに対し与える。また、トリガ発生回路は、レートパルスに基づくタイミングで、超音波プローブ１に駆動信号（駆動パルス）を印加する。すなわち、送信部１１は、被検体Ｐ内の生体組織における焦点と各振動素子との距離に応じた遅延時間により、各振動素子に供給する駆動信号のタイミングを制御することで、被検体内の所定の焦点にビームフォームした超音波を送信する（送信ビームフォーム）。

受信部１２は、超音波プローブ１が受信した反射波信号に対して各種処理を行なって受信信号を生成する。超音波プローブ１の各振動素子は、同一の焦点からの反射波を、焦点と各振動素子との距離に応じた時間差で受信する。そこで、受信部１２は、超音波受信における受信指向性を制御するために、被検体Ｐ内の生体組織における焦点と各振動素子との距離に応じた遅延時間により、各振動素子において時間的に異なって受信された所定の焦点からの反射波信号それぞれの位相（時間）を合わせて加算（整相加算）する。これにより、受信部１２は、焦点の合った１本の受信信号（受信ビーム）を生成する（受信ビームフォーム）。なお、受信部１２は、開口計算回路により受信開口制御も行なうことができる。

ここで、本実施例に係る受信部１２は、受信ビームフォームをデジタル処理により行なうデジタル回路である。さらに、本実施例に係る受信部１２は、１回の超音波ビームの送信から得られる各振動素子の反射波信号から複数の焦点の異なる受信信号を複数本取得する並列同時受信処理を行なうことが可能なデジタル回路である。なお、本実施例に係る受信部１２については、後に詳述する。

Ｂモード処理部１３は、受信部１２から受信信号を受け取り、対数増幅、包絡線検波処理などを行なって、信号強度が輝度の明るさで表現されるデータ（Ｂモードデータ）を生成する。

ドプラ処理部１４は、受信部１２から受け取った受信信号から速度情報を周波数解析して、ドプラ効果による血流や組織、造影剤エコー成分を抽出し、平均速度、分散、パワーなどの移動体情報を多点について抽出したデータ（ドプラデータ）を生成する。

画像生成部１５は、Ｂモード処理部１３が生成したＢモードデータから反射波の強度を輝度にて表したＢモード画像や、ドプラ処理部１４が生成したドプラデータから移動体情報を表す平均速度画像、分散画像、パワー画像、または、これらの組み合わせ画像としてのドプラ画像を超音波画像として生成する。

ここで、画像生成部１５は、一般的には、超音波スキャンの走査線信号列を、テレビなどに代表されるビデオフォーマットの走査線信号列に変換（スキャンコンバート）し、表示画像としての超音波画像を生成する。また、画像生成部１５は、スキャンコンバート以外に種々の画像処理として、例えば、スキャンコンバート後の複数の画像フレームを用いて、輝度の平均値画像を再生成する画像処理（平滑化処理）や、画像内で微分フィルタを用いる画像処理（エッジ強調処理）などを行なう。

画像メモリ１６は、画像生成部１５が生成した超音波画像を記憶するメモリである。

画像合成部１７は、画像生成部１５が生成した超音波画像を、種々のパラメータの文字情報、目盛り、ボディマークなどと合成し、ビデオ信号としてモニタ２に出力する。

制御部１８は、超音波診断装置における処理全体を制御する。具体的には、制御部１８は、入力装置３を介して操作者から入力された各種設定要求や、内部記憶部１９から読込んだ各種制御プログラムに基づき、送信部１１、受信部１２、Ｂモード処理部１３、ドプラ処理部１４および画像生成部１５の処理を制御したり、画像メモリ１６が記憶する超音波画像や、画像合成部１７が合成した画像などをモニタ２にて表示するように制御したりする。

内部記憶部１９は、超音波送受信、画像処理および表示処理を行なうための制御プログラムや、診断情報（例えば、患者ＩＤ、医師の所見など）や、診断プロトコルや各種ボディマークなどの各種データを記憶する。また、内部記憶部１９は、必要に応じて、画像メモリ１６が記憶する画像の保管などにも使用される。なお、内部記憶部１９が記憶するデータは、図示しないインターフェース回路を経由して、外部の周辺装置へ転送するができる。

以上、本実施例に係る超音波診断装置の全体構成について説明した。かかる構成のもと、本実施例に係る超音波診断装置は、超音波プローブ１から送信した超音波の反射波に基づいて超音波画像を生成するが、デジタル回路により構成された受信部１２により並列同時受信処理を行なってフレームレートを向上させる機能を有する。そして、本実施例における超音波診断装置は、以下に説明する受信部１２を有することで、並列同時受信数が増大しても、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することが可能となるように構成されている。

本実施例に係る受信部１２には、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器が適用される。ここで、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器は、出力でのレートよりごく小さい（周波数としては大きい）レートで入力信号（アナログ信号）をサンプリングし、サンプリングした信号をデシメーションによりレートを落とし、かつ、分解能を上げることにより出力信号（デジタル信号）を得る変換器である。オーバーサンプリング型ＡＤ変換器は、従来、オーディオ帯域で使われてきたが、近年、超音波帯域でも使えるような装置が実用化されている。

まず、図２を用いて、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器の概要について説明する。図２は、本実施例に係る受信部に適用されるオーバーサンプリング型ＡＤ変換器を説明するための図である。

図２に示すオーバーサンプリング型ＡＤ変換器は、デルタ・シグマＡＤ変換器と称される変換器の１形態である。デルタ・シグマＡＤ変換器は、図２に示すように、モジュレータ（Modulator）と、間引き回路（Decimator）とを有する。モジュレータは、量子化ノイズを除去（ノイズシェービング）するデジタル回路であり、図２に示すように、減算器と、積分器（Integrator）と、コンパレータ（Comparator）と１ビットＤＡＣ（1-bit Digital Analog Convertor）とを有する。

オーバーサンプリング型ＡＤ変換器に入力されたアナログ信号は、１ビットＤＡＣから出力されるフィードバック信号により、減算器にて減算された後、積分器に入力される。積分器の出力は、コンパレータに入力され、基準電圧との関係により、図２に示す（Ａ）点での信号のようにデルタ・シグマ変調された「−１」または 「１」の１ビットデジタル信号のビット列に変換される。これにより、図２に示す（Ａ）点での１ビットデジタル信号は、サンプリングレートの小さいもの（ｈｉｇｈ Ｔｓ）となる。

その後、間引き回路は、１ビットデジタル信号から不要高周波帯域信号の除去処理と間引き処理とを行なって、図２に示す（Ｂ）点での信号のように、最終的にあるレートであるビット幅を持つデジタル信号（Data n, Data n+1, Data n+2など）を出力する。これにより、図２に示す（Ｂ）点でのＫビットデジタル信号は、サンプリングレートの大きいもの（ｌｏｗ Ｔｓ）となる。すなわち、図２に示す（Ｂ）点のサンプリングレートは、図２に示す（Ａ）点のサンプリングレートより大きくなる。

図２に示すように、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器には、間引き回路が内蔵されており、本実施例に係る受信部１２は、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器に内蔵される間引き回路に着目して構成される。図３は、本実施例に係る受信部において、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器を活用することで不要とされる回路を説明するための図である。

本実施例に係る受信部１２は、図３に示すように、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器に内蔵される間引き回路を活用して、従来の受信デジタルビームフォーマとしての受信部１２に用いられていた間引き回路を不要とする。さらに、本実施例に係る受信部１２は、図３に示すように、従来の受信デジタルビームフォーマとしての受信部１２に用いられていた直交検波器を不要とする。なお、従来の受信デジタルビームフォーマとは、例えば、図１０を用いて説明した受信デジタルビームフォーマのことである。

ただし、図３に示すように、単純に受信デジタルビームフォーマ側の直交検波器および間引き回路を削除すればよいわけではなく、次の点で工夫が必要である。

まず、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器の出力レートは、所定の値に固定されている。一方、受信デジタルビームフォーマにおいてメモリに格納されるデジタル信号の格納レートは、受信深度や、超音波画像の映像化領域および深さにより、任意に変更できなければならない。

また、両者（オーバーサンプリング型ＡＤ変換器および図１０に示す受信デジタルビームフォーマ）に含まれる間引き回路は、本質的に同じものであり、どちらか一方に集約可能だが、周波数変換を行う直交検波器は、オーバーサンプリング型ＡＤ変換器に含まれていない。

これらを踏まえ、本実施例に係る受信部１２は、図４に示すように構成される。図４は、本実施例に係る受信部の構成を説明するための図である。

なお、以下では、超音波プローブ１に内蔵される振動素子の数が「ｎ」であり、各振動素子が受信した反射波信号（電気的アナログ信号）が、「ｎ」本のチャンネルにより受信部１２に入力される場合について説明する。

図４に示すように、本実施例に係る受信部１２は、チャンネルごとに、変換器１２１１〜１２１ｎと、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎと、メモリ１２３１〜１２３ｎと、位相回転器１２４１〜１２４ｎとを有する。例えば、変換器１２１１と、直交サンプリング器１２２１と、メモリ１２３１と、位相回転器１２４１とは、チャンネル「１」の振動素子が受信した反射波信号（超音波帯域のアナログ信号）に対する処理を行なう。また、図４に示すように、本実施例に係る受信部１２は、加算器１２５１および１２５２を有する。なお、実際には、変換器１２１１〜１２１ｎの前段には、入力されたアナログ信号を増幅するためのプリアンプ回路が設置されるが、図４においては省略している。

図４に示す変換器１２１１〜１２１ｎは、チャンネルごとに設置されるオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器であり、図２を用いて説明したデルタ・シグマＡＤ変換器と同様に、モジュレータおよび間引き回路を内蔵している。

図４に示す変換器１２１１〜１２１ｎのモジュレータそれぞれは、図２を用いて説明した減算器、積分器、コンパレータおよび１ビットＤＡＣの処理により、入力信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。変換されたデジタル信号は、デルタ・シグマ変調された「−１」または 「１」の１ビットデジタル信号となる。これにより、反射波のアナログ信号は、遅延時間制御に要するビット幅に対して十分に小さいビット幅のデジタル信号に変換される。

そして、変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、モジュレータにより変換されたデジタル信号の間引き処理を行なうが、制御部１８の制御に基づいて、以下の処理を行なう。

変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、デジタル信号を帯域制限し、所定の出力レートにて間引く。具体的には、変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、制御部１８の制御に基づいて、後段のメモリ１２３１〜１２３ｎそれぞれに信号が格納される最終レートより小さくなるように制御する。

ここで、一般的なオーバーサンプリング型ＡＤ変換器内の間引き回路は、ＳＩＮＣフィルタと呼ばれるフィルタが使われている（例えば、「E. B. Hogenaur, “An economical class of digital filters for decimation and interpolation,” IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Proc., vol. ASSP-29, April 1981.」を参照）。このＳＩＮＣフィルタは、間引き前のサンプリングレートで動作する累積加算と、間引きレートで動作する減算で実現されるシンプルなフィルタである。したがって、上述した間引きレートの制御は、減算のタイミングを制御することにより簡単に実行できるので、コスト増大を招くことなく容易に実現することができる。

そこで、図４に示す変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、最終的なレート（メモリ格納レート）まで間引かずに、具体的には、帯域制限したデジタル信号を受信中心周波数の４倍以上の周波数により定められる中間レートに落とす。例えば、図４に示す変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、帯域制限したデジタル信号を受信中心周波数の４倍の中間レートに落とす。

これにより、変換器１２１１〜１２１ｎそれぞれは、自装置に割り当てられたチャンネルの振動素子が受信した反射波信号（アナログ信号）に対するデジタル変換処理および間引き処理を行なう。

続いて、図４に示す直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、自装置の前段に配置された変換器（１２１１〜１２１ｎ）の出力信号を所定の出力レート（間引きレート）に基づいてサンプリングすることで、受信中心周波数に相当するように周波数変換された同相信号および直交信号を出力する。具体的には、変換器１２１１〜１２１ｎの出力信号が受信中心周波数の「ｋ（ただし、ｋは、４以上の整数）」倍の中間レートに間引かれたデジタル信号である場合、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、変換器１２１１〜１２１ｎそれぞれの出力信号を、単純に「ｋ」個ごとにサンプリングする。図５は、図４に示す直交サンプリング器を説明するための図である。

例えば、変換器１２１１〜１２１ｎの出力信号が受信中心周波数の４倍の中間レートに間引かれたデジタル信号である場合、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、図５に示すように、変換器１２１１〜１２１ｎそれぞれの出力信号を単純に４つごとにサンプリングする。これにより、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、自装置の出力信号の出力レートを受信中心周波数に相当するものまで落とす。

さらに、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、図５に示すように、一方のサンプリングタイミングと他方のサンプリングタイミングとが９０度ずれたタイミングとなる２つのサンプリングタイミングで、サンプリング処理を行なう。これにより、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、受信中心周波数に相当するように周波数変換された同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力する。例えば、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、図５に示すように、Ｉ信号の系列「Ｉｎ，Ｉｎ＋１，・・・」およびＱ信号の系列「Ｑｎ，Ｑｎ＋１，・・・」を出力する。

ここで、従来の受信デジタルビームフォーマで用いられていた直交検波器では、通常、sin波およびcos波それぞれと信号とを掛け算することにより直交検波を行なっていた。しかし、直交検波器による直交検波では、乗算器が必要となるため、受信デジタルビームフォーマのハードウエア規模は、大きくなる。一方、本実施例に係る受信部１２が行なう直交検波の方式は、直交サンプリングと呼ばれ、ナイキスト・サンプリングで回避すべき、いわゆる「折りかえり」を利用して周波数変換による直交検波を実現するものである。

すなわち、上述した直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎによる直交検波は、単純なサンプリング処理により実行可能であり、直交検波器を用いる場合と比較して、受信部１２のハードウエア規模、ひいては、コストへの影響は、小さい。ただし、サンプリング周波数の整数倍の周波数で折りかえりが発生するので、通常は、直交サンプリング器の前段にフィルタが必要になる。しかし、本実施例に係る受信部１２において、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、変換器１２１１〜１２１ｎの各間引き回路の後段にあり、間引き回路にて帯域制限された信号に対して直交検波処理を行なうので、不要な折りかえりの発生が抑制されている。すなわち、変換器１２１１〜１２１ｎと直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎとの間に、折りかえり発生を抑制するためのフィルタを設置する必要がなく、受信部１２に要するコストの増大要素を削除することができる。

ここで、変換器１２１１〜１２１ｎおよび直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎの処理をシミュレーションした結果を、図６を用いて説明する。図６は、図４に示す変換器および直交サンプリング器の処理をシミュレーションした結果を説明するための図である。なお、以下では、変換器１２１１および直交サンプリング器１２２１を用いたシミュレーションの結果を図６に示す。ただし、変換器１２１２〜１２１ｎは、変換器１２１１と同一機種であり、直交サンプリング器１２２２〜１２２ｎは、直交サンプリング器１２２１と同一機種である。

図６の（Ａ）に示すアナログ信号は、超音波帯域の受信信号を模擬したテスト信号である。このテスト信号は、中心周波数が「５ＭＨｚ」であり、「−６ｄＢ」のバンド幅が「２ＭＨｚ」のガウス波形である。

図６の（Ｂ）は、図６の（Ａ）に示すテスト信号が入力された変換器１２１１のモジュレータの出力結果である。図６の（Ｂ）は、変換器１２１１のモジュレータがテスト信号を６４０ＭＨｚの周波数でサンプリングすることで、「−１」または 「１」の２値からなる１ビットデジタル信号を出力したことを示している。なお、図６の（Ｂ）に示す出力結果は、図６の（Ａ）に示すテスト信号の「−０．２マイクロ秒」から「０．２マイクロ秒」の範囲に対するモジュレータの処理結果を拡大表示したものである。

図６の（Ｃ）は、変換器１２１１のモジュレータの出力結果を、変換器１２１１の間引き回路により３２のレートで間引いた結果である。すなわち、図６の（Ｃ）に示す間引きのレートは、中心周波数の４倍となる２０ＭＨｚに相当する。

図６の（Ｄ）は、変換器１２１１の間引き回路の出力結果を、直交サンプリング器１２２１により直交サンプリングした結果である。すなわち、図６の（Ｄ）は、図６の（Ｃ）に示すデータを４つおきにサンプリングすることで取得したＩ信号と、Ｉ信号のサンプリングタイミングより９０度（１つ）ずれたタイミングで４つおきにサンプリングすることで取得したＱ信号とを示している。図６の（Ｄ）に示すシミュレーション結果では、Ｉ信号により、図６の（Ａ）に示すテスト信号の包絡線検波が行なわれていることがわかる。

図４に戻って、メモリ１２３１〜１２３ｎは、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれの出力信号を記憶する。具体的には、メモリ１２３１〜１２３ｎぞれぞれは、自身に割り当てられたチャンネルの振動素子が１回の送信において受信した反射波信号に由来するＩ信号およびＱ信号を記憶する。

そして、図４に示す位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれは、自装置の前段に配置されたメモリ（１２３１〜１２３ｎ）から直交サンプリング器（１２２１〜１２２ｎ）の出力信号を読み出して、読み出した出力信号（Ｉ信号およびＱ信号）それぞれの位相合わせを行なう。

例えば、位相回転器１２４１は、チャンネル「１」の振動素子が受信したアナログ信号に由来するＩ信号およびＱ信号を並列同時受信数（ｍ）分、メモリ１２３１から繰り返し読み出す。

そして、位相回転器１２４１は、読み出したＩ信号およびＱ信号それぞれに所定の重み係数を乗算する。そして、各チャンネルの位相回転器は、重み係数が乗算されたＩ信号に重み係数が乗算されたＱ信号の情報を一部加算することで位相合わせされたＩ’信号を出力し、重み係数が乗算されたＱ信号に重み係数が乗算されたＩ信号の情報を一部加算することで位相合わせされたＱ’信号を出力する。

これにより、位相回転器１２４１は、チャンネル「１」の振動素子における「焦点０のＩ’信号およびＱ’信号」〜「焦点ｍのＩ’信号およびＱ’信号」を順次出力する。同様に、位相回転器１２４２は、チャンネル「２」の振動素子における「焦点０のＩ’信号およびＱ’信号」〜「焦点ｍのＩ’信号およびＱ’信号」を出力し、位相回転器１２４ｎは、チャンネル「ｎ」の振動素子における「焦点０のＩ’信号およびＱ’信号」〜「焦点ｍのＩ’信号およびＱ’信号」を出力する。

なお、位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれは、焦点１〜焦点ｍと、自装置が担当するチャンネルの振動素子との距離に応じて算出される遅延時間により、位相合わせを行なう。なお、遅延時間の算出は、位相回転器１２４１〜１２４ｎにてそれぞれ行なわれる場合であってもよいし、別途設置された遅延時間算出回路により行なわれる場合であってもよい。

そして、加算器１２５１は、位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれから出力された全チャンネルのＩ’信号を加算することで、「最終Ｉ信号」を取得する。また、加算器１２５２は、位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれから出力された全チャンネルのＱ’ 信号を加算することで、「最終Ｑ信号」を取得する。

かかる処理により、加算器１２５１は、受信ビーム０、受信ビーム１、受信ビーム２、・・・の「最終Ｉ信号」を順次取得し、加算器１２５２は、受信ビーム０、受信ビーム１、受信ビーム２、・・・の「最終Ｑ信号」を順次取得する。

そして、Ｂモード処理部１３やドプラ処理部１４は、加算器１２５１および加算器１２５２から出力された並列同時受信数分の受信信号１〜ｍに対してＢモードデータ生成処理やドプラデータ生成処理を行なう。そして、画像生成部１５は、ＢモードデータからＢモード画像を生成し、ドプラデータからドプラ画像を生成する。

ここで、上記の受信部１２では、位相回転器がチャンネル数分設置され、加算器が２つ設置される場合について説明した。しかし、位相回転器および加算器の設置数は、並列同時受信数に依存することなく、各装置の処理能力に応じて任意に変更することができる。

上述してきたように、本実施例では、受信部１２は、超音波プローブ１に内蔵される複数の振動素子ごとに設置されるオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器である変換器１２１１〜１２１ｎを有する。そして、変換器１２１１〜１２１ｎそれぞれは、自装置に接続される振動素子からの入力信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を所定の信号帯域に制限したうえで、所定の出力レートにて間引き処理を行なう。そして、直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、自装置の前段に配置された変換器の出力信号を所定の出力レートに基づいてサンプリングすることで、受信中心周波数に相当するように周波数変換された同相信号および直交信号を出力する。そして、位相回転器１２４１〜１２４ｎそれぞれは、自装置の前段に配置されたメモリから直交サンプリング器の出力信号を読み出して、読み出した出力信号（同相信号および直交信号）それぞれの位相合わせを行なう。そして、加算器１２５１および加算器１２５２は、位相回転器１２４１〜１２４ｎの出力信号の加算処理を行ない、画像生成部１５は、加算器１２５１および加算器１２５２の出力結果に基づいて、超音波画像を生成する。

これにより、本実施例によれば、オーバーサンプリング型アナログデジタル変換器である変換器１２１１〜１２１ｎに内蔵される間引き回路により、別途間引き回路を設置する必要がなくなる。また、本実施例によれば、変換器１２１１〜１２１ｎに内蔵される間引き回路において信号帯域制限および間引き処理のレート制御を行なうことで、直交検波処理を回路規模の小さい直交サンプリング器で行なうことができる。また、本実施例によれば、メモリ１２３１〜１２３ｎから読み出して行なう信号処理は、ビームごとに順次行なうので、メモリ１２３１〜１２３ｎの後段に設置される位相回転器および加算器は、並列同時受信数に応じて並列に設置する必要がない。

したがって、本実施例によれば、並列同時受信数が増大しても、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することが可能となる。また、本実施例に係る受信部１２を内蔵することで、超音波診断装置は、リアルタイムで高画質な３次元超音波画像を生成および表示することが可能となる。

また、本実施例によれば、変換器１２１１〜１２１ｎの間引き回路それぞれは、最終的なレート（メモリ格納レート）まで間引かずに、帯域制限したデジタル信号を受信中心周波数の４倍以上の周波数により定められる中間レートに落とす。これにより、後段の直交サンプリング器１２２１〜１２２ｎそれぞれは、９０度位相の異なる信号のサンプリング処理を行なうことができ、その結果、直交検波処理を確実に実行させることが可能となる。

以上のように、本発明に係る超音波診断装置は、並列同時受信処理を行なってフレームレートを向上させる場合に有用であり、特に、並列同時受信数が増大しても、受信遅延時間制御をデジタル処理により行なう回路の規模および製造コストを低減することに適する。

１ 超音波プローブ
２ モニタ
３ 入力装置
１０ 装置本体
１１ 送信部
１２ 受信部
１２１１〜１２１ｎ 変換器
１２２１〜１２２ｎ 直交サンプリング器
１２３１〜１２３ｎ メモリ
１２４１〜１２４ｎ 位相回転器
１２５１、１２５２ 加算器
１３ Ｂモード処理部
１４ ドプラ処理部
１５ 画像生成部
１６ 画像メモリ
１７ 画像合成部
１８ 制御部
１９ 内部記憶部

Claims (2)

1. 超音波を送信し、当該送信した超音波の反射波を受信する複数の振動素子を内蔵する超音波プローブと、
   前記複数の振動素子ごとに設置され、自装置に接続される振動素子が受信した反射波をデジタル信号に変換し、当該変換したデジタル信号を所定の帯域に制限したうえで、所定の出力レートにて間引く複数のオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器と、
   前記複数のオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器ごとに設置され、自装置に接続されるオーバーサンプリング型アナログデジタル変換器の出力信号を前記所定の出力レートに基づいてサンプリングすることで、受信中心周波数に相当するように周波数変換された同相信号および直交信号を出力する複数の直交サンプリング器と、
   前記複数の直交サンプリング器ごとに設置され、自装置に接続される直交サンプリング器の出力信号を記憶する複数のメモリと、
   前記複数のメモリから直交サンプリング器の出力信号を読み出して、当該読み出した出力信号である同相信号および直交信号それぞれの位相合わせを行なう位相回転器と、
   前記位相回転器の出力信号を加算する加算器と、
   前記加算器の出力信号に基づいて、超音波画像を生成する画像生成手段と、
   を備えたことを特徴とする超音波診断装置。
2. 前記所定の出力レートは、前記受信中心周波数の４倍以上の周波数により定められる出力レートであることを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。

Images