JP2011217458A

JP2011217458A - スイッチトキャパシタ装置

Info

Publication number: JP2011217458A
Application number: JP2010081116A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Nishino; 博之西野; Yutaka Iwabori; 裕岩堀; Takashi Fujino; 崇史藤野
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2010-03-31
Filing date: 2010-03-31
Publication date: 2011-10-27
Anticipated expiration: 2030-03-31
Also published as: JP5775993B2

Abstract

【課題】電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制するスイッチトキャパシタ装置を提供する。
【解決手段】直流電力源Ｅと、直流電力を受け付けて充電及び放電を行うキャパシタＣと、キャパシタＣにおける充電を制御するための充電用スイッチＱ１と、キャパシタＣにおける放電を制御するための放電用スイッチＱ２と、充電用スイッチＱ１をオンさせるとともに放電用スイッチＱ２をオフさせてキャパシタＣを充電する充電制御と、充電用スイッチＱ１をオフさせるとともに放電用スイッチＱ２をオンさせてキャパシタＣを放電する放電制御とを交互に実行する制御部１０と、ダイオードＤ１とダイオードＤ２と、を備え、キャパシタＣの一端と他端との間には、放電用スイッチＱ２と負荷２とダイオードＤ２が直列に接続されることにより、キャパシタＣを放電させる放電回路が形成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチトキャパシタ装置に関するものである。

携帯電話機などのサイズが小さな機器において、ＬＥＤなどの素子を駆動させるため、バッテリーなどの直流電力源から出力される直流電力の電圧値を降圧させるスイッチトキャパシタが利用されている。この種のスイッチトキャパシタが特許文献１に例示されている。

図２５は、この種のスイッチトキャパシタの回路構成を示している。このスイッチトキャパシタ１００では、キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４が放電して端子間電圧が減少すると、スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０４が同時にオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ１００及びＱ１０１が同時にオンとなる。

すると、直流電力源Ｅの正極から、キャパシタＣ１０１、充電用ダイオードＤ１０１、キャパシタＣ１０２、充電用ダイオードＤ１０２、キャパシタＣ１０３、充電用ダイオードＤ１０３、及びキャパシタＣ１０４を経て、負極へ至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４の充電が開始される。

キャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４の充電により、各キャパシタの端子間電圧が上昇すると、スイッチング素子Ｑ１００及びＱ１０１が同時にオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０４が同時にオンとなる。

すると、キャパシタＣ１０１の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０１を経てキャパシタＣ１０１の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０１の放電が開始される。また、キャパシタＣ１０２の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０２を経てキャパシタＣ１０２の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０２の放電が開始される。

さらに、キャパシタＣ１０３の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０３を経てキャパシタＣ１０３の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０３の放電が開始される。また、キャパシタＣ１０４の一端から平滑用キャパシタＣｏ及び放電用ダイオードＤ２０４を経てキャパシタＣ１０４の他端に至る放電経路が形成されて、キャパシタＣ１０４の放電が開始される。

これにより、平滑用キャパシタＣｏが充電され、その際生じる平滑用キャパシタＣｏの端子間電圧に応じた大きさの電力がＬＥＤ２００に与えられる。

以上の動作が繰り返されることにより、ＬＥＤ２００では、直流電力源Ｅから出力された直流電力の電圧値よりも小さな電圧値に降圧された直流電力が得られる。

特開２００３−３３００９号公報

一般に、スイッチトキャパシタは、抵抗器による電圧の降下と同じ機能を電気エネルギーのロスがない形で実現できるとされている。

しかしながら、実際には、スイッチトキャパシタでは、電気エネルギーのロスが存在している。これについて、以下に説明する。

本発明者は、図２６に示す充放電回路を組んで、２つのキャパシタ間における電気エネルギーの損失について調べた。尚、各キャパシタのキャパシタンスは同じである。

図２６に示す回路において、スイッチング素子ＳＷ１００をオンする一方でスイッチング素子ＳＷ２００をオフすると、キャパシタＣ２００が充電される。その後、スイッチング素子ＳＷ１００をオフにしてスイッチング素子ＳＷ２００をオンすると、キャパシタＣ２００が放電するとともにキャパシタＣ３００が充電される。

図２７は、図２６の充放電回路において充電及び放電が行われる際における各キャパシタの端子間電圧及び各キャパシタ相互間を流れる電流のシミュレーション結果を表す図である。尚、以下の説明について、配線のインピーダンスなど、回路全体のインピーダンスは小さいものとする。

時刻ｔ１は、スイッチング素子ＳＷ１００をオンする一方でスイッチング素子ＳＷ２００をオフにした時刻である。このとき、キャパシタＣ２００が充電されてキャパシタＣ２００の端子間電圧Ｖ２００が、直流電力源Ｅの電位差Ｖｏ（ここでは１０Ｖ）にまで上昇する。尚、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間を流れる電流Ｉ２００の電流値は、スイッチング素子ＳＷ２００がオフなので０である。

時刻ｔ２は、スイッチング素子ＳＷ１００をオフする一方で、スイッチング素子ＳＷ２００をオンにした時刻である。このとき、キャパシタＣ２００の放電が開始されるとともにキャパシタＣ３００の充電が開始され、最終的に、各キャパシタの端子間電圧Ｖ２００及びＶ３００が、直流電力源Ｅから出力される直流電力の電圧値Ｖｏの半分である１／２Ｖｏ（ここでは５Ｖ）となる。

尚、時刻ｔ２において、スイッチング素子ＳＷ１００をオフする一方で、スイッチング素子ＳＷ２００をオンにした瞬間には、配線のインピーダンスなど、回路全体のインピーダンスが小さくされているため、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間に、無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れる。

ここにおいて、時刻ｔ１以降における充放電回路が有する静電エネルギーの変化量に着目する。各キャパシタのキャパシタンスをＣとすると、時刻ｔ１＜時刻ｔ＜時刻ｔ２では、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ１＝（１／２）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ａが成立する。

一方で、時刻ｔ２＜時刻ｔでは、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ２＝（１／２）×Ｃ×（Ｖｏ／２）^２＝（１／８）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ｂが成立する。また、キャパシタＣ２００の静電エネルギーＰ３＝（１／２）×Ｃ×（Ｖｏ／２）^２＝（１／８）×Ｃ×Ｖｏ^２という式Ｃが成立する。これにより、各キャパシタの静電エネルギーの合計Ｐ２＋Ｐ３＝（１／４）×Ｃ×Ｖ^２という式Ｄが成立する。

これらの式Ａ〜式Ｄを参照すると、キャパシタＣ１００の静電エネルギーＰ１の半分が、静電エネルギーＰ１が各キャパシタに分散される過程においてロスとなっていることが判る。

このようなエネルギー損失は、時刻ｔ２の時点で、キャパシタＣ２００とＣ３００との間に、無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れていることに起因している。

このように、時刻ｔ２の時点で、キャパシタＣ２００とＣ３００との間に無限大に近い電流値の電流が瞬間的に流れることを防止するためには、キャパシタＣ２００とキャパシタＣ３００との間に抵抗器を介在させることが考えられる。

しかしながら、抵抗器を介在させると、キャパシタＣ２００からキャパシタＣ３００に静電エネルギーが伝達される過程において、当該静電エネルギーの一部が、抵抗器においてジュール熱に変わる。そのため、抵抗器を介在させることは電力のロスを抑制する有効な手立てではない。

また、キャパシタＣ２００に流れ込む電流の観点から、直流電力源Ｅにより、キャパシタＣ２００を充電する場合にも、キャパシタＣ２００を放電してキャパシタＣ３００を充電する場合と同様に、電力のロスが生じていることが類推できる。

すなわち、直流電力源Ｅにおける電位差をＶ、配線等の抵抗成分をｒ、キャパシタＣ２００のキャパシタンスをＣ、キャパシタＣ２００の電位をＶｃ１とすれば、キャパシタＣ２００の充電電流ｉｃ１＝（Ｖ−Ｖｃ１）×ｅ^{−ｔ／Ｃ１×ｒ}／ｒからなる式Ｅが成立する。

この式Ｅを参照すると、配線等の抵抗成分ｒがゼロであれば、キャパシタＣ２００の充電開始時に無限大のピーク値を有する電流が瞬間的に流れる一方で、抵抗成分ｒが存在すれば、直流電力源Ｅによる電気エネルギーの一部が、抵抗成分ｒにおけるジュール熱として外部に放出される。

したがって、直流電力源Ｅにより、キャパシタＣ２００を充電する場合にも、キャパシタＣ２００の放電によりキャパシタＣ３００を充電する場合と同様のロスが生じていることが判る。

このことを、図２５のスイッチトキャパシタに当てはめると、直流電力源Ｅから出力される直流電力をキャパシタＣ１０１〜Ｃ１０４が充電した時点で、エネルギーの損失が生じていることが判る。これにより、直流電力源Ｅによる電気エネルギーがＬＥＤ２００に伝達される過程において、電力の損失が生じていることが判る。

本発明は、上記事情に鑑みて為されたものであって、電気エネルギーが負荷に伝達される過程において生じるロスを抑制することができるスイッチトキャパシタ装置を提供することを目的とする。

本発明の一局面に係るスイッチトキャパシタ装置は、負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、直流電力を出力する直流電力源と、前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行うキャパシタと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための放電用スイッチと、前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記放電用スイッチをオフさせて前記キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記放電用スイッチをオンさせて前記キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、を備えており、前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記キャパシタ、及び前記負荷が接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、前記キャパシタの一端と他端との間には、前記放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記キャパシタを放電させるための放電回路が形成されていることを特徴とする（請求項１）。

この構成によれば、直流電力源の正極と負極との間には、充電用スイッチ、キャパシタ、及び負荷が直列に接続されることにより、キャパシタを充電するための充電回路が形成されている。

これにより、キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流が、負荷を流れる。そのため、キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流の電流値が、負荷のインピーダンスにより抑制される。また、負荷が存在しなければロスとなって消失する電気エネルギーの一部を負荷の有効電力とすることができる。

上記構成において、複数の前記放電用スイッチが配置されており、前記直流電力源の正極と負極との間には、さらに、複数の前記キャパシタが直列に接続されており、前記各キャパシタの一端と他端との間で、前記各放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記放電回路が複数形成されていることが好ましい（請求項２）。

この構成によれば、直流電力源の正極と負極との間で形成された充電回路では、複数のキャパシタが直列に接続されており、各キャパシタの一端と他端との間で、各放電用スイッチと負荷とが直列に接続されることにより、各キャパシタを放電させるための放電回路が複数形成されている。

これにより、各キャパシタの充電により、各キャパシタで生じる端子間電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による直流電力の電圧値となる。また、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、負荷の両端で生じる。

そのため、各キャパシタの放電時には、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による電圧値と同じ端子間電圧が、負荷にかかることとなる。したがって、キャパシタの数に応じて、降圧比を適宜変更することができる。

上記構成において、前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとを介して放電することが好ましい（請求項３）。

この構成によれば、各放電用スイッチは、各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接するとともに各キャパシタの充電電流が順方向となる向きの充電用ダイオードとに並列に接続されている。

これにより、各キャパシタが充電されたときに、各キャパシタの端子間電圧が、直流電力源からの直流電力の電圧値がキャパシタの数に応じて分圧された値となる。

これにより、各キャパシタの充電時に当該キャパシタに対応する放電用スイッチにかかる電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源による直流電力の電圧値となるため、放電用スイッチとして、耐圧の小さなスイッチング素子を用いることができる。

上記構成において、前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとからなる組み合わせの数をｎ（但し、ｎは正の整数）とした場合に、最も負荷側の組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）の組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、前記各放電用スイッチが並列に接続されており、前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間には、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記各放電用スイッチと前記負荷と前記各放電用ダイオードとを介して放電することが好ましい（請求項４）。

この構成によれば、最も負荷側に位置する、キャパシタと充電用ダイオードとの組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）に位置する、キャパシタと充電用ダイオードとの組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、各放電用スイッチが並列に接続されている。

そして、放電制御が実行されたときには、各キャパシタが、複数の放電用スイッチのうち１又は複数と負荷と各放電用ダイオードとが直列に接続された各放電回路を介して放電する。

そのため、放電制御時に各放電用スイッチにかかる電圧の大きさは、各キャパシタに応じた大きさではないが、各放電用スイッチを流れる電流は、１つのキャパシタの放電による電流となる。そのため、各放電用スイッチを流れる電流の電流値を、１つのキャパシタの放電による電流の電流値に均一化することができる。

上記構成において、前記負荷は、互いに直列に接続されたＬＥＤ（Light Emitting Diode）であり、以下の式（１）を満たすことが好ましい（請求項５）。
ＬＥＤの数＝Ｖｉｎ／｛Ｖｆ×（ｎ＋１）｝（但し、小数点以下切り捨て）・・・（１）
但し、Ｖｉｎは前記直流電力源から出力される前記直流電力の電圧値、Ｖｆは前記ＬＥＤのオン電圧、ｎは前記キャパシタの数をそれぞれ示す。

この構成によれば、直流電力の電圧値と、ＬＥＤのオン電圧と、キャパシタの数と、ＬＥＤの数とについて、上記の式（１）に基づいて、電気エネルギーがＬＥＤに伝達される過程において生じるロスを削減するのに最適な条件が得られる。

上記構成において、前記キャパシタの数をｎ（但し、ｎは２以上の正の数）とした場合に、前記充電用スイッチのオンデューティが、１００／（１＋ｎ）（％）以上であって５０％未満の範囲内であり、前記放電用スイッチのオンデューティが５０％よりも大きく１００×ｎ／（ｎ＋１）（％）以下の範囲内であることが好ましい（請求項６）。

この構成によれば、上記条件を満たす限り、充電開始時において充電用スイッチを流れる電流の電流値、及び、放電開始時において放電用スイッチを流れる電流の電流値を抑制することができる。

また、上記条件を満たす限り、各キャパシタの放電により負荷に出力される電流のリップル度を小さくすることができる。

上記構成において、前記充電回路には、前記負荷を流れる電流を平滑するインダクタがさらに配置されていることが好ましい（請求項７）。

充電回路に負荷を配置しても、充電開始時には電流値こそ抑制されるが、それでもなお、瞬間的に山なりの電流が生じてしまう。

この構成によれば、負荷を流れる電流を平滑するインダクタが配置されているため、充電開始時に負荷に流れ込む山なりの電流を平滑することができる。結果として、直流電力源による電気エネルギーを負荷に伝達する過程において、より効果的にエネルギー損失を抑制することができる。

上記構成において、前記インダクタのインダクタンス、前記キャパシタの数、及び、前記キャパシタのキャパシタンスは以下の式（２）を満たすことが好ましい（請求項８）。

但し、ｆは充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数、Ｌはインダクタの前記インダクタンス、Ｃはキャパシタ個々のキャパシタンス、ｎはキャパシタの数、をそれぞれ示す。

この構成によれば、インダクタのインダクタンス、キャパシタ個々のキャパシタンス、充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数、及び、キャパシタの数が、上記式（２）を満たせば、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおいて、電圧波形と電流波形との間の重なりが生じない、いわゆるゼロカレントスイッチングを行うことができる。

これにより、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失を適切に抑制することができる。

上記構成において、前記充電回路及び前記放電回路はスイッチトキャパシタを構成しており、前記スイッチトキャパシタの複数が前記直流電力源に対して接続されており、前記各スイッチトキャパシタは並列に接続されており、前記制御部は、前記各スイッチトキャパシタ相互間で異なる位相の駆動パルスを出力することが好ましい（請求項９）。

この構成によれば、各スイッチトキャパシタは、互いに異なる位相の駆動パルスにより駆動する。これにより、各スイッチトキャパシタから負荷に向けて、互いに位相がずれた電力が供給されるため、負荷に到達した時点で合成されて、大きさがほぼ一定の電力が得られる。これにより、降圧された直流電力を安定して負荷に伝達することができる。

上記構成において、前記各スイッチトキャパシタは、前記直流電力源の正極から、前記直流電力源の負極に向けて、互いに並列に接続されており、前記制御部は、前記正極側のスイッチトキャパシタから前記負極側のスイッチトキャパシタに向けて、前記駆動パルスの位相を、以下の式（３）に基づく演算を行って得られた位相分、順次異ならせることが好ましい（請求項１０）。

Ｐ（ｒａｄ）＝２π／ｍ・・・（３）
但し、Ｐは前記正極側のスイッチトキャパシタから前記負極側のスイッチトキャパシタに向けて前記駆動パルスの位相を異ならせる量、ｍは前記スイッチトキャパシタの数をそれぞれ示す。

この構成によれば、直流電力源の正極側のスイッチトキャパシタから負極側のスイッチトキャパシタに向けて、駆動パルスの位相を、式（３）に基づく演算を行って得られた位相分、順次異ならせる。

これにより、各スイッチトキャパシタから負荷に対して、式（３）に基づく演算を行って得られた位相ずつずれた電力が入力される。そのため、各スイッチトキャパシタから負荷に入力された電力が負荷で合成され、大きさがほぼ一定の電力が得られる。これにより、降圧された直流電力を安定して負荷に伝達することができる。

本発明によれば、キャパシタの充電開始時点で充電回路を瞬間的に流れる電流の電流値が、負荷のインピーダンスにより抑制される。また、負荷が存在しなければロスとなって消失する電気エネルギーの一部を負荷の有効電力とすることができる。

第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図１のスイッチトキャパシタ装置の駆動パルスの波形を示した図である。第１実施形態における制御部の具体的な構成の一例を示した図である。第１実施形態における制御部の具体的な構成の他の例を示した図である。第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。入力として与えられる直流電力の平均電圧値とキャパシタの数とに対応する、好適に電力が供給されるＬＥＤの最大直列数を示した表である。第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成のさらに他の例を示した図である。第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図１１に示すスイッチトキャパシタ装置における駆動パルスの波形を示した図である。第３実施形態における制御部の具体的な構成の一例を示した図である。第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。図１４に示すスイッチトキャパシタ装置における駆動パルスの波形を示した図である。第４実施形態における制御部の具体的な構成の一例を示した図である。図１１に示すスイッチトキャパシタ装置の効果を説明するための図である。図１４に示すスイッチトキャパシタ装置の効果を説明するための図である。第５実施形態で使用されるスイッチトキャパシタ装置の一例を示した図である。図１９のスイッチトキャパシタ装置における充電用スイッチ及び放電用スイッチのスイッチング波形の一例を示した図である。図１９のスイッチトキャパシタ装置における充電用スイッチ及び放電用スイッチのスイッチング波形の他の例を示した図である。第６実施形態で使用されるスイッチトキャパシタ装置の一例を示した図である。図２２のスイッチトキャパシタ装置における、充電用スイッチ及び放電用スイッチの電流波形及び電圧波形、及び、ＬＥＤに出力される電流波形の一例を示した図である。図２２のスイッチトキャパシタ装置における、充電用スイッチ及び放電用スイッチの電流波形及び電圧波形、及び、ＬＥＤに出力される電流波形の他の例を示した図である。従来のスイッチトキャパシタ装置を示した図である。従来のスイッチトキャパシタ装置におけるエネルギー損失を説明するための図である。従来のスイッチトキャパシタ装置におけるエネルギー損失を表す図である。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符合を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図２は、図１のスイッチトキャパシタ装置の駆動パルスの波形を示した図である。

ここに、図１（ａ）は、キャパシタが１つだけ配置されたスイッチトキャパシタ装置１Ａを示している。図１（ｂ）は、キャパシタが２つ配置されたスイッチトキャパシタ装置１Ｂを示している。図１（ｃ）は、キャパシタが３つ配置されたスイッチトキャパシタ装置１Ｃを示している。

また、図２（ａ）は、図１（ａ）のスイッチトキャパシタ装置１Ａの駆動パルス波形を示している。図２（ｂ）は、図１（ｂ）のスイッチトキャパシタ装置１Ｂの駆動パルス波形を示している。図２（ｃ）は、図１（ｃ）のスイッチトキャパシタ装置１Ｃの駆動パルス波形を示している。

図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ａでは、直流電力源Ｅの正極と負極との間に、ＭＯＳＦＥＴからなる充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ、及び、カソード端子がＬＥＤの方向を向いた充電用ダイオードＤ１が直列に接続されることにより、キャパシタＣ１を充電するための充電回路が形成されている。当該充電回路では、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ、及び、充電用ダイオードＤ１からなる直列回路に、ＬＥＤ（負荷）２が直列に接続されている。

さらに、キャパシタＣと充電用ダイオードＤ１とに並列に、ＭＯＳＦＥＴからなる放電用スイッチＱ２が接続されている。

そして、放電用ダイオードＤ２が、当該放電用ダイオードＤ２のカソード端子がキャパシタＣと充電用ダイオードＤ１との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣと充電用ダイオードＤ１との接続点と、直流電力源Ｅの負極及びＬＥＤ２のカソード端子との間に接続されている。

これにより、キャパシタＣの一端から、放電用スイッチＱ２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２を経て、キャパシタＣの他端に至る放電回路が形成されている。

このような構成のスイッチトキャパシタ装置１では、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２は、制御部１０により制御される。

制御部１０は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２を、図２（ａ）に示すように制御する。

すなわち、制御部１０は、充電用スイッチＱ１がオンの間は放電用スイッチＱ２がオフとなり、充電用スイッチＱ１がオフの間は放電用スイッチＱ２がオンとなるように、充電用スイッチＱ１と放電用スイッチＱ２とに対して交互に駆動パルスを出力する。

充電用スイッチＱ１がオンとなるとともに放電用スイッチＱ２がオフとなったときには、直流電力源Ｅの正極から、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ、充電用ダイオードＤ１、及びＬＥＤ２を通じて、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣの充電が開始される。

一方で、充電用スイッチＱ１がオフとなるとともに放電用スイッチＱ２がオンとなったときには、キャパシタＣの一端から、放電用スイッチＱ２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２を通じて、キャパシタＣの他端に至る放電経路が形成される。これにより、キャパシタＣの放電が開始される。

このスイッチトキャパシタ装置１Ａによれば、ＬＥＤ２が充電経路に配置されている。そのため、キャパシタＣの充電開始時に充電経路を瞬間的に流れる電流が、ＬＥＤ２のインピーダンスにより抑制される。また、ＬＥＤ２で消費される電力が、ＬＥＤ２の発光に利用されるため、電力が有効に利用される。

これにより、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをキャパシタＣに伝達する際におけるエネルギー損失を抑制することができる。結果として、直流電力源Ｅにより生じた電気エネルギーをＬＥＤ２に伝達する過程におけるエネルギー損失を抑制することができる。

図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｂでは、直流電力源Ｅの正極と負極との間に、キャパシタＣ１及び充電用ダイオードＤ１１からなる組み合わせと、キャパシタＣ２及び充電用ダイオードＤ１２からなる組み合わせとが配置されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｂでは、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、及びＬＥＤ２により、充電回路が形成されている。

また、キャパシタＣ１及び充電用ダイオードＤ１１からなる組み合わせには、放電用スイッチＱ２１が並列に接続されており、キャパシタＣ２及び充電用ダイオードＤ１２からなる組み合わせには、放電用スイッチＱ２２が並列に接続されている。放電用スイッチＱ２１及びＱ２２は互いに直列に接続されている。

また、放電用ダイオードＤ２１が、当該放電用ダイオードＤ２１のカソード端子がキャパシタＣ１と充電用ダイオードＤ１１との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣ１と充電用ダイオードＤ１１との接続点と、直流電力源Ｅの負極及びＬＥＤ２のカソード端子との間に接続されている。

さらに、放電用ダイオードＤ２２が、当該放電用ダイオードＤ２２のカソード端子がキャパシタＣ２と充電用ダイオードＤ１２との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣ２と充電用ダイオードＤ１２との接続点と、直流電力源Ｅの負極及びＬＥＤ２のカソード端子との間に接続されている。

これにより、キャパシタＣ１の一端から、放電用スイッチＱ２１及びＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２１を経て、キャパシタＣ１の他端に至る放電回路が形成されている。また、キャパシタＣ２の一端から、放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２２を経て、キャパシタＣ２２の他端に至る放電回路が形成されている。

ここにおいて、各放電回路では、各キャパシタがＬＥＤ２に対して並列に接続されている。これにより、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、ＬＥＤ２の両端で生じる。

このような構成のスイッチトキャパシタ装置１Ｂでは、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２は、制御部１０により制御される。

制御部１０は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２を、図２（ｂ）に示すように制御する。

すなわち、制御部１０は、充電用スイッチＱ１に駆動パルスを出力し、その後、放電用スイッチＱ２１及び放電用スイッチＱ２２に同時に駆動パルスを出力することを繰り返す。これにより、充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオフし、その後、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオフすることが繰り返される。

充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオフしたときには、直流電力源Ｅの正極から、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、及びＬＥＤ２を通じて、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１及びＣ２の充電が開始される。

一方で、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１及びＱ２２がオンしたときには、キャパシタＣ１の一端から、放電用スイッチＱ２１、放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２１を通じて、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路が形成される。また、キャパシタＣ２の一端から放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２２を通じて、キャパシタＣ２の他端に至る放電経路も形成される。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｂによれば、キャパシタＣ１及びＣ２が充電されたときに、各キャパシタの端子間電圧が、直流電力源Ｅからの直流電力の電圧値がキャパシタＣ１及びＣ２の数に応じて分圧された値となる。

これにより、各キャパシタの充電時に当該キャパシタに対応する放電用スイッチにかかる電圧が、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値となるため、放電用スイッチとして、耐圧の小さなスイッチング素子を用いることができる。

また、図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｂでは、先述したように、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、ＬＥＤ２の両端で生じる。そして、充電により各キャパシタで生じる端子間電圧は、先述したように、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値となっている。

これにより、図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｂによれば、各キャパシタの放電時に、キャパシタの数（２つ）に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値と同じ端子間電圧が、ＬＥＤ２の両端にかかるため、図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ａよりもより降圧された出力を得ることができる。

図１（ｃ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｃでは、充電用ダイオードＤ１２とＬＥＤ２との間には、キャパシタＣ３及び充電用ダイオードＤ１３からなる組み合わせが接続されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｃでは、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、及び、ＬＥＤ２により、充電回路が形成されている。

また、キャパシタＣ３及び充電用ダイオードＤ１３からなる組み合わせには、放電用スイッチＱ２３が並列に接続されている。放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２、及びＱ２３は互いに直列に接続されている。

また、放電用ダイオードＤ２３が、当該放電用ダイオードＤ２３のカソード端子がキャパシタＣ３と充電用ダイオードＤ１３との接続点の方向を向いた状態で、当該キャパシタＣ３と充電用ダイオードＤ１３との接続点と、直流電力源Ｅの負極及びＬＥＤ２のカソード端子との間に接続されている。

これにより、キャパシタＣ３の一端から、放電用スイッチＱ２３、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２３を経て、キャパシタＣ３の他端に至る放電回路が形成されるため、図１（ｂ）のスイッチトキャパシタ装置１Ａよりも１つ多い数の放電回路が形成される。

このような構成のスイッチトキャパシタ装置１Ｃでは、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３は、制御部１０により制御される。

制御部１０は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３を、図２（ｃ）に示すように制御する。

すなわち、制御部１０は、充電用スイッチＱ１に駆動パルスを出力し、その後、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３に同時に駆動パルスを出力することを繰り返す。これにより、充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフし、その後、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフすることが繰り返される。

充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフしたときには、直流電力源Ｅの正極から、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、及びＬＥＤ２を通じて、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電が開始される。

一方で、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオンしたときには、キャパシタＣ１の一端から、放電用スイッチＱ２１、放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２１を通じて、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路が形成される。

また、キャパシタＣ２の一端から放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２２を通じて、キャパシタＣ２の他端に至る放電経路が形成される。さらに、キャパシタＣ３の一端から放電用スイッチＱ２３、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２３を通じて、キャパシタＣ３の他端に至る放電経路が形成される。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｃによれば、キャパシタＣ１〜Ｃ３が充電されたときに、各キャパシタの端子間電圧が、直流電力源Ｅからの直流電力の電圧値がキャパシタＣ１〜Ｃ３の数に応じて分圧された値となる。

また、図１（ｃ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｃでは、先述したように、各キャパシタの放電時には、各キャパシタの端子間電圧と同じ電位差が、ＬＥＤ２の両端で生じる。そして、充電により各キャパシタで生じる端子間電圧は、先述したように、キャパシタの数に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値となっている。

これにより、図１（ｃ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｃによれば、各キャパシタの放電時に、キャパシタの数（３つ）に応じて分圧された、直流電力源Ｅによる電圧値と同じ端子間電圧が、ＬＥＤ２の両端にかかるため、図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ａや、図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｂよりも降圧された出力を得ることができる。

図３は、第１実施形態における制御部１０の具体的な構成の一例を示した図である。なお、図３に示す制御部１０は、図１（ｃ）のスイッチトキャパシタ装置１Ｃに対応している。

また、図４は、第１実施形態における制御部１０の具体的な構成の他の例を示した図である。図４に示す制御部１０では、図３に示す制御部１０において、電圧レベルシフタとしてのカレントミラーＭ１〜Ｍ４の代わりに、パルストランスＰＴ１〜ＰＴ４が配置されている。その他の基本動作については、図３に示す制御部１０と同様であるため、説明を省略する。

図３に示す制御部１０では、発振器ＩＣ１が電源Ｅ１による電力を受け付けて駆動する。発振器ＩＣ１は、ＮＯＴ回路ＩＣ２及びＩＣ３に対して、所定の周波数を有するパルス信号を出力する。

ＮＯＴ回路ＩＣ２に出力されたパルス信号は、ＮＯＴ回路ＩＣ２により位相が１８０度反転されて、バッファＩＣ６を通じて、カレントミラーＭ２〜Ｍ４に出力される。

一方で、ＮＯＴ回路ＩＣ３に入力されたパルス信号は、ＮＯＴ回路ＩＣ３により位相が１８０度反転されてＮＯＴ回路ＩＣ４に入力される。ＮＯＴ回路ＩＣ４に入力されたパルス信号は、ＮＯＴ回路ＩＣ４により位相がさらに１８０度反転されて、バッファＩＣ５を通じてカレントミラーＭ１に入力される。

これにより、カレントミラーＭ１が受け付けるパルス信号の位相は、カレントミラーＭ２〜Ｍ４が受け付けるパルス信号の位相との間で１８０度ずれた関係となる。

カレントミラーＭ１〜Ｍ４は、電圧レベルシフタとして配置されており、カレントミラーＭ１は、パルス信号を電圧信号の形で受け付ける。その後、カレントミラーＭ１は、電圧信号の形で受け付けたパルス信号を電流信号の形に変換して、スイッチング素子Ｑ１を駆動させるためのハイサイドドライバＤＲ１に出力する。

また、カレントミラーＭ２〜Ｍ４は、パルス信号を電圧信号の形で受け付ける。その後、カレントミラーＭ２〜Ｍ４は、それぞれ、電圧信号の形で受け付けたパルス信号を電流信号の形に変換する。

カレントミラーＭ２は、電流信号の形に変換したパルス信号を、スイッチング素子Ｑ２１を駆動するためのハイサイドドライバＤＲ２に出力する。カレントミラーＭ３は、電流信号の形に変換したパルス信号を、スイッチング素子Ｑ２２を駆動するためのハイサイドドライバＤＲ３に出力する。カレントミラーＭ４は、電流信号の形で変換したパルス信号を、スイッチング素子Ｑ２３を駆動するためのハイサイドドライバＤＲ４に出力する。

これにより、ハイサイドドライバＤＲ１が受け付けるパルス信号の位相は、ハイサイドドライバＤＲ２〜ＤＲ４が受け付けるパルス信号の位相との間で１８０度ずれた関係となる。その結果、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２３とが、交互に駆動する。

ここにおいて、上記した第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ１、１Ａ、１Ｂでは、充電用スイッチ、キャパシタ、及び充電用ダイオードからなる充電回路、及び、放電用スイッチが直流電力源Ｅの正極側に配置されている。しかしながら、この例には限られず、図５に示されるように、充電用スイッチ、キャパシタ、及び充電用ダイオードからなる充電回路、及び、放電用スイッチが、直流電力源Ｅの負極側に配置されていてもよい。

図５（ａ）に示すスイッチトキャパシタ１Ａ’は、図１（ａ）に示すスイッチトキャパシタ１Ａにおいて、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ、及び、充電用ダイオードＤ１からなる直列回路と、放電用スイッチＱ２とを、直流電力源Ｅの負極側に配置したものである。

図５（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ１Ｂ’は、図１（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ１Ｂにおいて、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、及び、充電用ダイオードＤ１２からなる直列回路と、放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２とを、直流電力源Ｅの負極側に配置したものである。

図５（ｃ）に示すスイッチトキャパシタ１Ｃ’は、図１（ｃ）に示すスイッチトキャパシタ１Ｃにおいて、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、及び、充電用ダイオードＤ１３からなる直列回路と、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３とを、直流電力源Ｅの負極側に配置したものである。

これらのスイッチトキャパシタ１Ａ’〜１Ｃ ’においても、ＬＥＤ２が、直流電力源Ｅの正極から、充電用スイッチ、キャパシタ、及び、充電用ダイオードを通じて、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路に配置されている。

そのため、先述したスイッチトキャパシタ１Ａ〜１Ｃと同様に、キャパシタの充電時に瞬間的に充電経路を流れる電流が、ＬＥＤ２のインピーダンスにより抑制されるため、直流電力源Ｅによる電気エネルギーをＬＥＤ２に伝達する過程におけるエネルギー損失を抑制することができる。また、ＬＥＤ２で消費される電力は、ＬＥＤ２の発光に利用されるため、電力が有効に利用される。

この第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置１Ａ〜１Ｃ、及び、１Ａ’〜１Ｃ’では、直流電力源Ｅから出力される直流電力の電圧値をＶｉｎ、ＬＥＤ２のオン電圧をＶｆ、キャパシタの数をｎとすると、以下の式（１）の条件が満たされている。
ＬＥＤの数＝Ｖｉｎ／｛Ｖｆ×（ｎ＋１）｝（但し、小数点以下切り捨て）・・・（１）
この式（１）は、本発明者が、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置１Ａ〜１Ｃ、及び、１Ａ’〜１Ｃ’において、１つのＬＥＤ２のオン電圧が３．３Ｖである条件下で、直流電圧源Ｅからの直流電力の電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及び、ＬＥＤ２の数の各々を変動させる実験を行って得られたものである。

本発明者は、このような実験において、直流電力源Ｅによる電気エネルギーが好適にＬＥＤ２に伝達されたときにおける、電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及びＬＥＤ２の数を得て、図６に示される表にまとめた。ここにおいて、上記実験では、ＬＥＤ２において５００ｍＡのＬＥＤ電流が得られたことをもって、直流電力源Ｅによる電気エネルギーが好適にＬＥＤ２に伝達されたと判断されている。

尚、図６の表において、「直流電力の電圧値」は、入力直流電力の平均電圧値を示しており、「ＡＣ−Ｖｉｎ」は、入力直流電力の平均電圧値の各々に対応する入力交流電力の実効電圧値を示している。例えば、ＡＣ１００Ｖｒｍｓ（root mean square）の交流電力を整流及び平滑して得られる直流電力の電圧値は１４０Ｖである。そのため、平均電圧値が１４０Ｖである入力直流電力は、実効電圧値が１００Ｖである入力交流電力に対応する。

図６の表は、入力として与えられる直流電力の平均電圧値（図６では、「直流電力の電圧値」と記載されている）とキャパシタＣの数（１〜８個）とに対応する、好適に電力が供給されるＬＥＤ２の最大直列数を示している。

本発明者は、このような表から、直流電力の電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及び、ＬＥＤ２の数の相関関係から、上記式（１）を得た。

この式（１）を満たすように、直流電圧源Ｅから出力される直流電力の電圧値Ｖｉｎ、ＬＥＤのオン電圧Ｖ、キャパシタの数、及び、ＬＥＤ２の数を設定すれば、電気エネルギーがＬＥＤ２に伝達される過程において生じるロスを削減するのに最適な条件が得られる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図７を用いて説明する。尚、第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、放電用スイッチの接続が、第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置とは異なる。

その他の構成は第１実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置と同様であるため説明及び図示を省略しており、以下、本実施形態の特徴的な点について説明する。

図７は、第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。ここに、図７（ａ）は、キャパシタが２つ配置されたスイッチトキャパシタ装置１Ｄを示している。図７（ｂ）は、キャパシタが３つ配置されたスイッチトキャパシタ装置１Ｅを示している。

図７（ａ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｄでは、放電用スイッチＱ２１が、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、及び充電用ダイオードＤ１２からなる直列回路に並列に接続されている。

また、放電用スイッチＱ２２が、キャパシタＣ２及び充電用ダイオードＤ１２からなる直列回路に並列に接続されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｄでは、制御部１０は、充電用スイッチＱ１に駆動パルスを出力し、その後、放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２に同時に駆動パルスを出力することを繰り返す。これにより、充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２がオフし、その後、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２がオフすることが繰り返される。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｄでは、充電用スイッチＱ１がオフとなり放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２がオンとなったときには、キャパシタＣ１の一端から放電用スイッチＱ２１、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２１を通じて、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路と、キャパシタＣ２の一端から放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２２を通じて、キャパシタＣ２の他端に至る放電経路とが形成される。これにより、キャパシタＣ１及びＣ２が放電する。

また、図７（ｂ）に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｅでは、放電用スイッチＱ２１が、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、及び、充電用ダイオードＤ１３からなる直列回路に並列に接続されている。

また、放電用スイッチＱ２２が、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、及び、充電用ダイオードＤ１３からなる直列回路に並列に接続されている。

さらに、放電用スイッチＱ２３が、キャパシタＣ３及び充電用ダイオードＤ１３からなる直列回路に並列に接続されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｅでは、制御部１０は、充電用スイッチＱ１に駆動パルスを出力し、その後、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３に同時に駆動パルスを出力することを繰り返す。これにより、充電用スイッチＱ１がオンするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフし、その後、充電用スイッチＱ１がオフするとともに放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオフすることが繰り返される。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｅでは、充電用スイッチＱ１がオフとなり放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３がオンとなったときには、キャパシタＣ１の一端から放電用スイッチＱ２１、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２１を通じて、キャパシタＣ１の他端に至る放電経路が形成される。

また、キャパシタＣ２の一端から放電用スイッチＱ２２、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２２を通じて、キャパシタＣ２の他端に至る放電経路が形成される。さらに、キャパシタＣ３の一端から放電用スイッチＱ２３、ＬＥＤ２、及び、放電用ダイオードＤ２３を通じて、キャパシタＣ３の他端に至る放電経路が形成される。これにより、キャパシタＣ１〜Ｃ３が放電する。

以上のスイッチトキャパシタ装置１Ｄ及び１Ｅでは、各キャパシタの放電経路に放電用スイッチが配置されているため、放電用スイッチを流れる電流は、各キャパシタの放電に起因する電流のみである。これにより、各キャパシタの放電時において各放電用スイッチを流れる電流の電流値を均一化することができる。

この第２実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置１Ｄ及び１Ｅにおいても、本発明者は、１つのＬＥＤ２のオン電圧が３．３Ｖである条件下で、直流電圧源Ｅからの直流電力の電圧値Ｖｉｎ、キャパシタの数、及び、ＬＥＤ２の数の各々を変動させる実験を行って、直流電力源Ｅによる電気エネルギーが好適にＬＥＤ２に伝達される式（１）を得た。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図８及び図９を用いて説明する。尚、第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、ＬＥＤ２を流れる電流を平滑するインダクタが配置されている点が、第１及び第２の実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置とは異なる。

その他の構成は第１及び第２の実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置と同様であるため説明及び図示を省略しており、以下、本実施形態の特徴的な点について説明する。

図８は、第３実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図８に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｆでは、インダクタＬが、充電用ダイオードＤ１３とＬＥＤ２との間に配置されている。

これにより、直流電力源Ｅの正極から、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、及び、ＬＥＤ２を経て、直流電力源Ｅの負極に至る充電回路が、インダクタＬを有することになる。

これにより、キャパシタの充電開始時にＬＥＤ２に流れ込む山なりの電流を平滑することができる。結果として、直流電力源Ｅによる電気エネルギーをＬＥＤ２に伝達する過程において、より効果的にエネルギー損失を抑制することができる。

尚、図９のスイッチトキャパシタ１Ｇのように、インダクタＬとともに、平滑用キャパシタＣｏをＬＥＤ２に並列に接続してもよい。これにより、キャパシタの充電開始時にＬＥＤ２に流れ込む山なりの電流をより効果的に平滑することができる。

また、図１０のスイッチトキャパシタ１Ｇ’のように、図９のスイッチトキャパシタ１Ｇとは異なり、充電用スイッチＱ１、キャパシタＣ１、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１３、及びインダクタＬからなる直列回路と、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３とを、直流電力源Ｅの負極側に配置してもよい。

このようなスイッチトキャパシタ１Ｇ’においても、インダクタＬは、直流電力源Ｅの正極から、ＬＥＤ２、充電用ダイオードＤ１３、キャパシタＣ３、充電用ダイオードＤ１２、キャパシタＣ２、充電用ダイオードＤ１１、キャパシタＣ１、及び、充電用スイッチＱ１を通じて、直流電力源Ｅの負極に至る充電経路に配置されている。

そのため、ＬＥＤ２に並列に接続された平滑用キャパシタＣｏと協働して、キャパシタの充電開始時にＬＥＤ２に流れ込む山なりの電流を平滑することができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図１１〜図１８を用いて説明する。尚、第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、充電用スイッチ、キャパシタ、充電用ダイオード、放電用ダイオード、及び放電用スイッチからなる複数のスイッチトキャパシタ相互間が並列に接続されている点が、第１〜第３の実施形態とは異なる。

その他の構成は第１〜第３の実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置と同様であるため説明及び図示を省略しており、以下、本実施形態の特徴的な点について説明する。

図１１は、第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の一例を示した図である。図１１に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｈでは、スイッチトキャパシタＳＣ１が直流電力源Ｅの正極と負極との間に接続されており、スイッチトキャパシタＳＣ１とＬＥＤ２との間にはインダクタＬ１が配置されている。

また、直流電力源Ｅの正極と、インダクタＬ１とＬＥＤ２との接続点との間には、充電スイッチＱ３１、キャパシタＣ３１、充電用ダイオードＤ３１、キャパシタＣ３２、充電用ダイオードＤ３２、キャパシタＣ３３、及び、充電用ダイオードＤ３３からなる直列回路が充電回路として接続されている。

また、各キャパシタと当該キャパシタと隣接する充電用ダイオードとの接続点と、直流電力源Ｅの負極との間に、放電用ダイオードが接続されている。

つまり、キャパシタＣ３１と充電用ダイオードＤ３１との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ４１が配置されている。また、キャパシタＣ３２と充電用ダイオードＤ３２との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ４２が配置されている。さらに、キャパシタＣ３３と充電用ダイオードＤ３３との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ４３が配置されている。

これにより、スイッチトキャパシタＳＣ１と並列なスイッチトキャパシタＳＣ２が形成されている。このようなスイッチトキャパシタＳＣ２に対応するように、インダクタＬ２が、ＬＥＤ２の正極と充電用ダイオードＤ３３との間に配置されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｈでは、制御部１０は、充電用スイッチ及び放電用スイッチを、図１２に示すように制御する。

すなわち、制御部１０は、充電用スイッチＱ１１と放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３とに対して駆動パルスを交互に出力する。これにより、スイッチトキャパシタＳＣ１において、各キャパシタの充電経路と放電経路とが交互に形成される。

また、制御部１０は、充電用スイッチＱ３１と放電用スイッチＱ４１〜Ｑ４３とに対して駆動パルスを交互に出力する。これにより、スイッチトキャパシタＳＣ２において、各キャパシタの充電経路と放電経路とが交互に形成される。

ここにおいて、制御部１０は、スイッチトキャパシタＳＣ１とスイッチトキャパシタＳＣ２とに対して、スイッチトキャパシタＳＣ２に出力される駆動パルスの位相が、スイッチトキャパシタＳＣ１に出力される駆動パルスの周期Ｔに対して、式（３）により求まる値だけ遅れるように、駆動パルスを出力する。
Ｐ（ｒａｄ）＝２π／ｍ・・・（３）
但し、Ｐは遅らせる位相量、ｍはスイッチトキャパシタの数をそれぞれ示す。

図１１に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｈでは、スイッチトキャパシタの数は２である。そのため、制御部１０は、スイッチトキャパシタＳＣ１とスイッチトキャパシタＳＣ２とに対して、図１２に示されるような位相の駆動パルスを出力する。すなわち、制御部１０は、図１２に示すように、充電用スイッチＱ１１と充電用スイッチＱ３１とに対して、互いに位相を１８０度反転させた駆動パルスを出力する。また、制御部１０は、図１２に示すように、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３と放電用スイッチＱ４１〜４３とに対して、互いに位相を１８０度反転させた駆動パルスを出力する。

図１３は、第３実施形態における制御部１０の具体的な構成の一例を示した図である。図１３に示す制御部１０は、第１実施形態における制御部１０（図３参照）において、スイッチトキャパシタＳＣ２を駆動させるための駆動制御ブロックＢ２が配置されている。尚、駆動制御ブロックＢ１は、スイッチトキャパシタＳＣ１を駆動させるための駆動制御ブロックである。

この制御部１０では、ＮＯＴ回路ＩＣ２により位相が１８０度反転したパルス信号が、カレントミラーＭ１２〜Ｍ１４と、カレントミラーＭ２１とに出力される。これと同時に、ＮＯＴ回路ＩＣ３及びＩＣ４により、発振器ＩＣ１から出力された時点と同じ位相に戻されたパルス信号が、カレントミラーＭ１１と、カレントミラーＭ２２〜Ｍ２４とに出力される。

これにより、ハイサイドドライバＤＲ２〜ＤＲ４とハイサイドドライバＤＲ５とに同じ位相のパルス信号（パルス信号Ｓ１とする）が出力されたとき、ハイサイドドライバＤＲ１とハイサイドドライバＤＲ６〜ＤＲ８とに対して、パルス信号Ｓ１とは位相が１８０度反転した状態のパルス信号が出力される。

これにより、充電用スイッチＱ１１と充電用スイッチＱ３１とに対して、互いに位相を１８０度反転させた駆動パルスを出力し、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３と放電用スイッチＱ４１〜４３とに対して、互いに位相を１８０度反転させた駆動パルスを出力することができる。

図１４は、第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の回路構成の他の例を示した図である。図１４に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｉでは、直流電力源Ｅの正極と、インダクタＬ１とＬＥＤ２との接続点との間には、充電スイッチＱ５１、キャパシタＣ５１、充電用ダイオードＤ５１、キャパシタＣ５２、充電用ダイオードＤ５２、キャパシタＣ５３、及び、充電用ダイオードＤ５３からなる直列回路が充電回路として、さらに接続されている。

また、キャパシタＣ５１と充電用ダイオードＤ５１との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ６１が配置されている。また、キャパシタＣ５２と充電用ダイオードＤ５２との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ６２が配置されている。さらに、キャパシタＣ５３と充電用ダイオードＤ５３との接続点と、直流電力源Ｅの負極との間には、放電用ダイオードＤ６３が配置されている。

これにより、スイッチトキャパシタＳＣ１、ＳＣ２と並列なスイッチトキャパシタＳＣ３が形成されている。このようなスイッチトキャパシタＳＣ３に対応するように、インダクタＬ３が、ＬＥＤ２の正極と充電用ダイオードＤ５３との間に配置されている。

このスイッチトキャパシタ装置１Ｉでは、制御部１０は、充電用スイッチ及び放電用スイッチを、図１５に示すように制御する。

さらに、制御部１０は、充電用スイッチＱ５１と放電用スイッチＱ６１〜Ｑ６３とに対して駆動パルスを交互に出力する。これにより、スイッチトキャパシタＳＣ３において、各キャパシタの充電経路と放電経路とが交互に形成される。

ここにおいて、制御部１０は、スイッチトキャパシタＳＣ１、スイッチトキャパシタＳＣ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３に対して、スイッチトキャパシタＳＣ１からスイッチトキャパシタＳＣ３に向けて、位相が上記の式（３）により求まる位相ずつ遅れる駆動パルスを出力する。

図１４に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｉでは、スイッチトキャパシタの数は３である。そのため、制御部１０は、スイッチトキャパシタＳＣ１、スイッチトキャパシタＳＣ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３に対して、図１５に示されるような位相の駆動パルスを出力する。すなわち、制御部１０は、図１５に示すように、充電用スイッチＱ３１に対して、充電用スイッチＱ１１に出力される駆動パルスの周期Ｔ’に対して位相が１２０度遅れた駆動パルスを出力し、充電用スイッチＱ５１に対して、充電用スイッチＱ３１に出力される駆動パルスの周期Ｔ’’に対して位相が１２０度遅れた駆動パルスを出力する。

また、制御部１０は、図１５に示すように、放電用スイッチＱ４１〜Ｑ４３に対して、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３に出力される駆動パルスの周期Ｔ’に対して位相が１２０度遅れた駆動パルスを出力し、放電用スイッチＱ６１〜Ｑ６３に対して、放電用スイッチＱ４１〜Ｑ４３に出力される駆動パルスの周期Ｔ’’に対して位相が１２０度遅れた駆動パルスを出力する。

図１６は、第４実施形態における制御部１０の具体的な構成の一例を示した図である。図１６に示す制御部１０では、スイッチトキャパシタＳＣ１を駆動させるための駆動制御ブロックＢ１、スイッチトキャパシタＳＣ２を駆動させるための駆動制御ブロックＢ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３を駆動させるための駆動制御ブロックＢ３が配置されている。

この制御部１０は、所定の周波数のパルス信号を出力する発振器ＯＳＣ、３つのＤ型フリップフロップＦＦ１〜ＦＦ３、及び、ＮＯＲ回路ＩＣ７からなる１／３分周回路を備える。

この制御部１０では、フリップフロップＦＦ２は、フリップフロップＦＦ１よりも位相が１２０度遅れたパルス信号を駆動制御ブロックＢ２に出力する。また、フリップフロップＦＦ３は、フリップフロップＦＦ３よりも位相が１２０度遅れたパルス信号を駆動制御ブロックＢ３に出力する。ここにおいて、フリップフロップＦＦ３から出力されるパルス信号は、フリップフロップＦＦ１から出力されるパルス信号の位相よりも２４０度遅れている。

駆動制御ブロックＢ１は、フリップフロップＦＦ１から出力されるパルス信号をバッファＩＣ６及びカレントミラーＭ１２〜Ｍ１４を通じて、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２３を駆動させるハイサイドドライバＤＲ２〜ＤＲ４に伝達する。また、駆動制御ブロックＢ１は、フリップフロップＦＦ１から出力されるパルス信号の位相をＮＯＴ回路ＩＣ５により１８０度反転させ、カレントミラーＭ１１を通じて、充電用スイッチＱ１１を駆動させるハイサイドドライバＤＲ１に伝達する。

尚、駆動制御ブロックＢ１において、ハイサイドドライバＤＲ１〜ＤＲ４の構成は、図１３に示すハイサイドドライバＤＲ１〜ＤＲ４と同様であるため、図示を省略し、ハイサイドドライバＤＲ１〜ＤＲ４を接続するための接続端子ＴＥ１〜ＴＥ４のみを示している。

駆動制御ブロックＢ２は、フリップフロップＦＦ２から出力されるパルス信号をバッファＩＣ６及びカレントミラーＭ２２〜Ｍ２４を通じて、放電用スイッチＱ４１〜Ｑ４３を駆動させるハイサイドドライバＤＲ６〜ＤＲ８に伝達する。また、駆動制御ブロックＢ２は、フリップフロップＦＦ２から出力されるパルス信号の位相をＮＯＴ回路ＩＣ５により１８０度反転させ、カレントミラーＭ２１を通じて、充電用スイッチＱ３１を駆動させるハイサイドドライバＤＲ５に伝達する。

尚、駆動制御ブロックＢ２において、ハイサイドドライバＤＲ５〜ＤＲ８の構成は、図１３に示すハイサイドドライバＤＲ５〜ＤＲ８と同様であるため、図示を省略し、ハイサイドドライバＤＲ５〜ＤＲ８を接続するための接続端子ＴＥ５〜ＴＥ８のみを示している。

駆動制御ブロックＢ３は、フリップフロップＦＦ３から出力されるパルス信号をバッファＩＣ６及びカレントミラーＭ３２〜Ｍ３４を通じて、放電用スイッチＱ６１〜Ｑ６３を駆動させるハイサイドドライバＤＲ１０〜ＤＲ１２に伝達する。また、駆動制御ブロックＢ３は、フリップフロップＦＦ３から出力されるパルス信号の位相をＮＯＴ回路ＩＣ５により１８０度反転させ、カレントミラーＭ３１を通じて、充電用スイッチＱ５１を駆動させるハイサイドドライバＤＲ９に伝達する。

これにより、各充電用スイッチ、及び、各放電用スイッチのオンオフ周期が、図１５に示されるタイミングチャートのようになる。

図１７及び図１８は、第４実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置の効果を説明するための図である。図１７は、スイッチトキャパシタ装置１Ｈ（図１１参照）の効果を説明するための図である。図１８は、スイッチトキャパシタ装置１Ｉ（図１４参照）の効果を説明するための図である。

図１７に示すように、スイッチトキャパシタ装置１Ｈでは、スイッチトキャパシタＳＣ１とスイッチトキャパシタＳＣ２とに対して、互いに位相が１８０度異なる駆動パルスが出力される。

これにより、スイッチトキャパシタＳＣ１と、スイッチトキャパシタＳＣ２とから、互いに位相が１８０度反転した電力が出力される。そして、スイッチトキャパシタＳＣ１とスイッチトキャパシタＳＣ２とから出力された、互いに位相が１８０度反転した電力はＬＥＤ２で合成される。

その結果、図１７における実線で示すように、合成出力電圧のリップル度が大幅に改善される。

また、図１８に示すように、スイッチトキャパシタ装置１Ｉでは、スイッチトキャパシタＳＣ１、スイッチトキャパシタＳＣ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３に対して、スイッチトキャパシタＳＣ１からスイッチトキャパシタＳＣ３に向かって１２０度ずつ位相が遅れる駆動パルスが出力される。

これにより、スイッチトキャパシタＳＣ１、スイッチトキャパシタＳＣ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３から、位相が１２０度ずつ遅れる電力が出力される。そして、スイッチトキャパシタＳＣ１、スイッチトキャパシタＳＣ２、及び、スイッチトキャパシタＳＣ３から出力された、順次位相が１２０度ずつ遅れる電力はＬＥＤ２で合成される。

その結果、図１８における実線で示すように、合成出力電圧のリップル度が、図１７の場合より更に改善される。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図１９〜図２１を用いて説明する。尚、第５実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、インダクタのインダクタンス、キャパシタの数、及び、キャパシタ個々のキャパシタンスは以下の式（２）を満たす点が、第１〜第４の実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置とは異なる。

式（２）は、各キャパシタの充電時に各キャパシタの直列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振するとともに、各キャパシタの放電時に各キャパシタの並列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振しているときに、各キャパシタの充電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで充電用スイッチをオフするとともに、各キャパシタの放電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで放電用スイッチをオフすると、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失を回避することができる点に着目して取得されたものである。

すなわち、インダクタのインダクタンスＬと、各キャパシタのキャパシタンスＣとを、充電用スイッチ及び放電用スイッチの駆動周波数に対して直列共振条件を満たすよう設定すれば、充電電流及び放電電流を共振波形にすることができる。

このとき、当該共振波形は、正弦波状となっているため、充電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで充電用スイッチをオフするとともに、放電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで放電用スイッチをオフすると、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失は回避される（ゼロカレントスイッチング条件）。

各キャパシタの充電時において形成される、各キャパシタの直列合成キャパシタンスとインダクタとからなる直列共振回路の共振周波数ｆｃは、以下の式（３）で表すことができる。

一方で、各キャパシタの放電時において形成される、各キャパシタの並列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路の共振周波数ｆｄは、以下の式（４）で表すことができる。

式（３）から、共振時の充電電流の周期Ｔｃの１／２を、以下の式（５）の形で表すことができる。この式（５）は共振時に充電電流が流れる期間を表している。

一方で、式（４）から、共振時の放電電流の周期Ｔｄの１／２を、以下の式（６）の形で表すことができる。この式（６）は共振時に放電電流が流れる期間を表している。

ここで、各キャパシタの充電時に各キャパシタの直列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振するとともに、各キャパシタの放電時に各キャパシタの並列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振しているときには、充電電流が流れ終わってから放電電流が流れ始めるまでの期間が０となる（図２４（ｃ）参照）。

すなわち、図２４（ｃ）に示すように、各キャパシタの直列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路、及び、各キャパシタの並列合成キャパシタンスとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振しているときには、時刻Ｔ５において、充電電流（細い実線で示す）が流れ始め、時刻Ｔ６において流れ終わる。時刻Ｔ６では、充電電流が流れ終わるとともに、放電電流（細い破線で示す）が流れ始める。

そして、時刻Ｔ７において、充電電流が流れ始めて、時刻Ｔ８において流れ終わる。時刻Ｔ８において、充電電流が流れ終わると同時に、放電電流が流れ始める。これ以降、同じ動作が繰り返される。

以上の充電電流及び放電電流は、図２４（ｃ）から判るように正弦波状となっているため、先述したように、充電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで充電用スイッチをオフするとともに、放電電流がゼロレベルにまで低下したタイミングで放電用スイッチをオフすると、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失は回避される。

例えば、充電用スイッチを時刻Ｔ５でオン、時刻Ｔ６でオフ、時刻Ｔ７でオン、時刻Ｔ８でオフさせる一方で、放電用スイッチを、時刻Ｔ５でオフ、時刻Ｔ６でオン、時刻Ｔ７でオフ、時刻Ｔ８でオンさせれば、上記ゼロカレントスイッチング条件を満たす。

上記ゼロカレントスイッチング条件は、充電用スイッチ及び放電用スイッチを、共振時に充電電流が流れる期間と、共振時に放電電流が流れる期間とを加算して得られた期間（例えば時刻Ｔ５から時刻Ｔ７までの期間；図２４（ｃ）参照）を１周期として駆動させれば満たされる。

そのため、充電用スイッチが駆動する周期Ｔ、及び、放電用スイッチが駆動する周期Ｔを、上記式（５）に表される、共振時に充電電流が流れる期間と、上記式（６）に表される、共振時に放電電流が流れる期間とを加算して得られた期間とする。この期間は、以下の式（７）のようにして表される。

そして、周期Ｔの逆数を求めれば、ゼロカレントスイッチング条件を満たす、充電用スイッチの動作周波数ｆ、及び、放電用スイッチの動作周波数ｆが得られる。式（８）は、周期Ｔから、動作周波数ｆを求めるプロセスを表している。

ここにおいて、充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数ｆが、式（８）で表される動作周波数を超えてしまうと、充電用スイッチが充電時の直列共振周波数を超えて駆動するか、放電用スイッチが放電時の直列共振周波数を超えて駆動することになってしまうため、充電電流或いは放電電流が流れているタイミングでスイッチングを行うことによるスイッチング損失が生じてしまう。

従って、充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数ｆは、以下の式（９）の関係を満たすことが必要である。

以上により、上記式（２）を求めることができる。

本発明者は、式（２）が成立すれば、充電用スイッチ及び放電用スイッチにおけるスイッチング損失が生じにくくなることを実証すべく、図１９に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｊにおいて、キャパシタのキャパシタンス、及びインダクタのインダクタンスを変動させて、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２における電圧波形及び電流波形を得た。

ここに、図１９に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｊは、スイッチトキャパシタ装置１Ｂ（図１（ｂ）参照）において、平滑用キャパシタＣｏをＬＥＤ２に並列に配置するとともに、インダクタＬを平滑用キャパシタＣｏの一端と直流電力源Ｅの負極との間に配置したものである。

図２０は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２のスイッチング波形の一例を示した図である。このスイッチング波形は、キャパシタＣのキャパシタンスが２８０ｎＦ、インダクタのインダクタンスが１００ｎＨ、平滑用コンデンサＣｏのキャパシタンスが２００ｎＦである条件下で得られたものである。尚、図２０において、実線は電流波形を示し、破線は電圧波形を示している。

図２０から判るように、充電用スイッチＱ１、及び、放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２において、時刻Ｔ１及びＴ２では、電流部分と電圧部分との間の重なり、いわゆるスイッチング損失が生じている。

図２１は、充電用スイッチＱ１及び放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２のスイッチング波形の他の例を示した図である。このスイッチング波形は、キャパシタＣのキャパシタンスが１０ｎＦ、インダクタのインダクタンスが１μＨ、平滑用キャパシタＣｏのキャパシタンスが２００ｎＦである条件下で得られたものである。このような条件は、式（２）を満たす条件である。尚、図２１において、実線は電流波形を示し、破線は電圧波形を示している。

図２１から判るように、充電用スイッチＱ１、及び、放電用スイッチＱ２１、Ｑ２２のいずれにおいても、電流部分と電圧部分との間の重なり、いわゆるスイッチング損失が生じていない。

（第６実施形態）
次に、本発明の第６実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置について、図２２〜図２４を用いて説明する。尚、第６実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置は、図２２に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｋにおいて、キャパシタの数をｎ（但し、ｎは正の数）とした場合に、充電用スイッチのオンデューティが、１００／（ｎ＋１）（％）以上であって５０％未満の範囲内であり、放電用スイッチのオンデューティが５０％よりも大きく１００×ｎ／（ｎ＋１）（％）以下の範囲内である点が、第１〜第５の実施形態に係るスイッチトキャパシタ装置とは異なる。

図２２に示すスイッチトキャパシタ装置１Ｋは、スイッチトキャパシタ装置１Ｃ（図１（ｃ）参照）において、充電用ダイオードＤ１３に、キャパシタＣ４及び充電用ダイオードＤ１４からなる直列回路をさらに接続するとともに、放電用スイッチＱ２４及び放電用ダイオードＤ２４を追加して４段構成としたものである。

また、スイッチトキャパシタ装置１Ｋは、平滑用キャパシタＣｏをＬＥＤ２に並列に配置するとともに、インダクタＬを平滑用キャパシタＣｏの一端と直流電力源Ｅの負極との間に配置したものである。

スイッチトキャパシタ装置１Ｋにおいて、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値が１４０Ｖ、充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数が１ＭＨｚ、キャパシタＣ１〜Ｃ４のキャパシタンスが８ｎＦ、平滑用キャパシタのキャパシタンスが８０ｎＦ、インダクタＬのインダクタンスが９００ｎＨ、充電用スイッチ及び放電用スイッチのオンデューティがそれぞれ５０％である条件下では、充電用スイッチＱ１における電流及び電圧波形、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流及び電圧波形、及び、ＬＥＤ２に出力される電流波形は、図２３に示される波形となる。

図２３（ａ）において、細い実線が充電用スイッチＱ１における電流波形を示し、細い破線が充電用スイッチＱ１における電圧波形を示している。また、図２３（ｂ）において、細い実線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流波形を示し、細い破線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電圧波形を示している。

さらに、図２３（ｃ）において、細い実線が充電用スイッチＱ１における電流波形を示し、細い破線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流波形を示し、太い実線がＬＥＤ２に出力される電流波形を示している。

また、スイッチトキャパシタ装置１Ｋにおいて、直流電力源Ｅによる直流電力の電圧値が１４０Ｖ、充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数が１ＭＨｚ、キャパシタＣ１〜Ｃ４のキャパシタンスが８ｎＦ、平滑用キャパシタのキャパシタンスが８０ｎＦ、インダクタＬのインダクタンスが２μＨ、充電用スイッチのオンデューティが２０％、放電用スイッチのオンデューティが８０％である条件下では、各キャパシタの充電時に各キャパシタとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振するとともに、各キャパシタの放電時に各キャパシタとインダクタＬとからなる並列共振回路が共振する。

その結果、充電用スイッチＱ１における電流及び電圧波形、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流及び電圧波形、及び、ＬＥＤ２に出力される電流波形は、図２４に示される波形となる。

図２４（ａ）において、細い実線が充電用スイッチＱ１における電流波形を示し、細い破線が充電用スイッチＱ１における電圧波形を示している。また、図２４（ｂ）において、細い実線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流波形を示し、細い破線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電圧波形を示している。

さらに、図２４（ｃ）において、細い実線が充電用スイッチＱ１における電流波形を示し、細い破線が放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流波形を示し、太い実線がＬＥＤ２に出力される電流波形を示している。

図２３と図２４とを対比すると、図２４のほうが、充電用スイッチＱ１における電流の尖塔値、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４における電流の尖塔値が小さいことが判る。また、図２４のほうが、ＬＥＤ２を流れる電流のリップル度が小さいことが判る。

ここにおいて、上記オンデューティの範囲は、ＬＥＤ２を流れる電流のリップル度が、充電用スイッチＱ１をスイッチング電流が流れ終わってから、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４をスイッチング電流が流れ始めるまでの期間が短いほど、小さくなることに着目して取得されている。

充電用スイッチＱ１をスイッチング電流が流れ終わってから、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４をスイッチング電流が流れ始めるまでの期間は、図２４（ｃ）に示すように、各キャパシタの充電時に各キャパシタとインダクタＬとからなる直列共振回路が共振するとともに、各キャパシタの放電時に各キャパシタとインダクタＬとからなる並列共振回路が共振しているときに、０となる。

また、充電時に、各キャパシタの直列合成キャパシタンスとインダクタとからなる直列共振回路が共振するとともに、放電時に、各キャパシタの並列合成キャパシタンスとインダクタとからなる直列共振回路が共振するときには、各キャパシタが充電される充電期間、及び、当該充電期間に続いて各キャパシタが放電する放電期間の双方が最短となるため、充電時における充電用スイッチＱ１のスイッチング電流の尖塔値、及び、放電時における放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング電流の尖塔値が小さくなる。

このように、直列共振回路、及び、並列共振回路がともに共振しているときには、先述したように、共振時に充電用スイッチＱ１をスイッチング電流が流れる期間Ｔｃ／２と、共振時の充電用スイッチＱ１の駆動周期Ｔとが求まる。

これにより、共振時の充電用スイッチＱ１のオンデューティは、以下の式（１０）で表されるように、共振時に充電用スイッチＱ１をスイッチング電流が流れる期間Ｔｃ／２を、共振時の充電用スイッチＱ１の駆動周期Ｔで除した後、１００を乗ずることで求まる。

充電用スイッチＱ１のオンデューティの上限として、例えば、５０％未満であることが挙げられる。その理由は、先述した図２３に関する説明で説明したように、充電用スイッチＱ１のオンデューティが５０％であるときには、出力電流のリップル度をさほど小さくすることができないことに起因する。また、オンデューティを５０％とする制御を行う手段は、最も容易に構成することができることにも起因する。

一方で、共振時の放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４のオンデューティは、１００から共振時の充電用スイッチＱ１のオンデューティを減じることで求まる。つまり、共振時の放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４のオンデューティは、１００−１００／（ｎ＋１）＝１００ｎ／（ｎ＋１）で表すことができる。

そして、充電用スイッチＱ１のオンデューティは、１００／（ｎ＋１）以上、５０％未満の範囲内であることから、放電用スイッチＱ２１〜Ｑ２４のオンデューティは、５０％よりも大きく１００ｎ／（ｎ＋１）（％）以下の範囲内となる。

１Ａ〜１Ｋスイッチトキャパシタ装置
２ＬＥＤ
１０制御部
Ｅ直流電力源
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４キャパシタ
Ｄ１、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４充電用ダイオード
Ｄ２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４放電用ダイオード
Ｑ１充電用スイッチ
Ｑ２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４放電用スイッチ

Claims

負荷を駆動させるためのスイッチトキャパシタ装置であって、
直流電力を出力する直流電力源と、
前記直流電力を受け付けて充電及び放電を行うキャパシタと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける充電を制御するための充電用スイッチと、
オンオフ動作して前記キャパシタにおける放電を制御するための放電用スイッチと、
前記充電用スイッチをオンさせるとともに前記放電用スイッチをオフさせて前記キャパシタを充電する充電制御と、前記充電用スイッチをオフさせるとともに前記放電用スイッチをオンさせて前記キャパシタを放電する放電制御とを交互に実行する制御部と、
を備えており、
前記直流電力源の正極と負極との間には、前記充電用スイッチ、前記キャパシタ、及び前記負荷が接続されることにより、前記キャパシタを充電するための充電回路が形成されており、
前記キャパシタの一端と他端との間には、前記放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記キャパシタを放電させるための放電回路が形成されている
ことを特徴とするスイッチトキャパシタ装置。
複数の前記放電用スイッチが配置されており、
前記直流電力源の正極と負極との間には、さらに、複数の前記キャパシタが直列に接続されており、
前記各キャパシタの一端と他端との間で、前記各放電用スイッチと前記負荷とが直列に接続されることにより、前記放電回路が複数形成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとに並列に、前記各放電用スイッチがそれぞれ接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間に、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記複数の放電用スイッチのうち１又は複数と前記負荷と前記各放電用ダイオードとを介して放電する
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記各キャパシタにおける前記負荷側に隣接して直列に介設されるとともに当該各キャパシタの充電電流が順方向となるように接続された複数の充電用ダイオードが配置されており、
前記各キャパシタと当該各キャパシタの負荷側に隣接する充電用ダイオードとからなる組み合わせの数をｎ（但し、ｎは正の整数）とした場合に、最も負荷側の組み合わせと、当該最も負荷側の組み合わせから数えてｉ番目（但し、ｉは２〜ｎの整数）の組み合わせまでのｎ−１個の組み合わせとに、それぞれ、前記各放電用スイッチが並列に接続されており、
前記負荷における前記充電用ダイオードとは反対側の端子と、前記各キャパシタと前記各充電用ダイオードとの接続点との間には、当該各キャパシタの放電方向に順方向となる向きの放電用ダイオードがそれぞれ接続され、
前記放電制御が実行されたときには、前記各キャパシタが、前記各放電用スイッチと前記負荷と前記各放電用ダイオードとを介して放電する
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記負荷は、互いに直列に接続されたＬＥＤ（Light Emitting Diode）であり、
以下の式（１）を満たすことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のスイッチトキャパシタ装置。
ＬＥＤの数＝Ｖｉｎ／｛Ｖｆ×（ｎ＋１）｝（但し、小数点以下切り捨て）・・・（１）
但し、Ｖｉｎは前記直流電力源から出力される前記直流電力の電圧値、Ｖｆは前記ＬＥＤのオン電圧、ｎは前記キャパシタの数をそれぞれ示す。
前記キャパシタの数をｎ（但し、ｎは正の数）とした場合に、前記充電用スイッチのオンデューティが、１００／（１＋ｎ）（％）以上であって５０％未満の範囲内であり、前記放電用スイッチのオンデューティが５０％よりも大きく１００ｎ／（ｎ＋１）（％）以下の範囲内であることを特徴とする請求項２乃至請求項４のいずれか一項に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記充電回路には、前記負荷を流れる電流を平滑するインダクタがさらに配置されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記インダクタのインダクタンス、前記キャパシタの数、及び、前記キャパシタのキャパシタンスは以下の式（２）を満たすことを特徴とする請求項７に記載のスイッチトキャパシタ装置。

但し、ｆは充電用スイッチ及び放電用スイッチの動作周波数、Ｌはインダクタの前記インダクタンス、Ｃはキャパシタ個々のキャパシタンス、ｎはキャパシタの数、をそれぞれ示す。
前記充電回路及び前記放電回路はスイッチトキャパシタを構成しており、
前記スイッチトキャパシタの複数が前記直流電力源に対して接続されており、
前記各スイッチトキャパシタは並列に接続されており、
前記制御部は、前記各スイッチトキャパシタ相互間で異なる位相の駆動パルスを出力する
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載のスイッチトキャパシタ装置。
前記各スイッチトキャパシタは、前記直流電力源の正極から、前記直流電力源の負極に向けて、互いに並列に接続されており、
前記制御部は、
前記正極側のスイッチトキャパシタから前記負極側のスイッチトキャパシタに向けて、前記駆動パルスの位相を、以下の式（３）に基づく演算を行って得られた位相分、順次異ならせる
ことを特徴とする請求項９に記載のスイッチトキャパシタ装置。
Ｐ（ｒａｄ）＝２π／ｍ・・・（３）
但し、Ｐは前記正極側のスイッチトキャパシタから前記負極側のスイッチトキャパシタに向けて前記駆動パルスの位相を異ならせる量、ｍは前記スイッチトキャパシタの数をそれぞれ示す。