JP2011211500A - 発振回路、アクティブタグ及び発振出力制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力特性の変化を抑制でき、構成を簡略化できる発振回路、アクティブタグ及び発振出力制御方法を提供すること。
【解決手段】交流電流を出力する発振回路３であって、電源部と、エミッタＱ３、ベースＱ２及びコレクタＱ１を有し、コレクタＱ１に電源部からの直流電圧が印加されるトランジスターＱと、コレクタＱ１に接続され、前記交流電流が出力される出力端子Ｔと、エミッタＱ３から出力されるエミッタ電圧を測定する電圧測定手段（Ａ／Ｄコンバーター）５３と、電圧測定手段５３によるエミッタ電圧の測定結果に基づいて、エミッタ電圧が一定となるように、ベースＱ２に印加されるベース電圧を制御する電圧制御手段（ＣＰＵ）６とを有する。
【選択図】図２

Description

本発明は、発振回路、当該発振回路を備えるアクティブタグ、及び、発振出力制御方法に関する。

従来、電源を内蔵し、電波を用いた無線通信によって情報を送受信するアクティブタグと呼ばれるＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）タグが知られている。このようなアクティブタグは、当該情報を示す信号が重畳された交流電流を発生させる発振回路と、当該交流電流に応じた電波を出力するアンテナとを備える。このうち、発振回路として、トランジスター及び電圧制御手段を有する発振回路が知られている（例えば、非特許文献１参照）。

この非特許文献１に記載の発振回路では、トランジスターが有するコレクタには、電源電圧が印加され、当該コレクタは、発振回路の出力端子と接続される。また、当該トランジスターのベースには、電圧制御手段からのベース電圧が印加される。そして、電圧制御手段が当該ベース電圧を調整することにより、発振回路の出力端子から出力される交流電流（出力電流）の電圧が制御される。

Jie Nie、"SAW BASED TRANSMITTER DESIGN NOTES"、［ｏｎｌｉｎｅ］、平成１５年８月２０日、RF Monolithics, Inc.、［平成２１年１２月２１日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://cypress.rfm.com/products/apnotes/sawbasedtransmitter.pdf＞

ここで、アクティブタグの電源としては、電源電圧変動が比較的少ないリチウム電池が採用されることが多い。しかしながら、例えば、リチウム電池の電源電圧が３Ｖから２．５Ｖに略１７％低下した場合、上記発振回路を備えるアクティブタグでは、発振出力波の電界強度は略３０％低下してしまう。このような問題に対して、電波出力を一定化して通信距離変動を抑制するために、コレクタからの出力電流を測定し、その測定結果に基づいて、ベース電圧を調整する方法が提案されている。

しかしながら、このような方法では、コレクタからの出力電流は高周波であるため、当該出力電流を測定する測定回路を接続すると、当該測定回路の浮遊容量が発振出力波に影響を及ぼして当該発振回路による発振が不安定になる場合がある。このため、測定回路を接続する場合には、高度な回路技術が必要となるという問題がある。また、発振回路は出力インピーダンスが比較的高いため、測定回路の入力インピーダンスを、発振回路の出力に影響を与えない程度に高くする構成が必要となり、発振回路の構成が複雑化するという問題がある。

本発明の目的は、出力特性の変化を抑制でき、構成を簡略化できる発振回路、アクティブタグ及び発振出力制御方法を提供することである。

前記した目的を達成するために、本発明の発振回路は、交流電流を出力する発振回路であって、電源部と、エミッタ、ベース及びコレクタを有し、前記コレクタに前記電源部からの直流電圧が印加されるトランジスターと、前記コレクタに接続され、前記交流電流が出力される出力端子と、前記エミッタから出力されるエミッタ電圧を測定する電圧測定手段と、前記電圧測定手段による前記エミッタ電圧の測定結果に基づいて、前記エミッタ電圧が一定となるように、前記ベースに印加されるベース電圧を制御する電圧制御手段と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、電源部から供給される電源電圧が変動する場合でも、当該変動によって増減するエミッタ電圧に基づいて、電圧制御手段が当該エミッタ電圧を一定化するようにベース電圧を制御するので、発振回路から出力される交流電圧（出力電圧）を安定化することができる。
この際、エミッタの出力インピーダンスは低いため、前述のコレクタからの出力電圧を測定する場合に比べ、電圧測定手段の入力インピーダンスを低くすることができ、発振回路の構成を簡略化できる。特に、エミッタと電圧測定手段との間に抵抗等のインピーダンス素子を直列に設けることにより、発振回路に影響を与えることなく、エミッタ電圧を適切に測定することができる。
従って、発振回路の出力特性を安定化でき、回路構成を簡略化できる。

また、微弱電波を発振するための交流電流を出力する発振回路として構成した場合、従来のコレクタからの出力電圧を測定する構成では、微弱電波であるがために、測定回路により測定される交流電圧の信号レベルが低いので、当該測定回路での検出が困難であった。これに対し、本発明では、直流電圧であるエミッタ電圧を測定するので、高出力や微弱電波においても検出が可能となる。
更に、電源電圧を測定し、当該電源電圧に応じてベース電圧を制御する場合には、変動する電源電圧に応じた補正値をそれぞれ保持する必要があるため、当該各補正値を記憶する記憶手段を設ける必要があるほか、当該記憶手段の記憶容量が大きくなる。これに対し、本発明では、例えば、エミッタ電圧が目標電圧に近い値となるようにベース電圧を制御することで、発振回路の出力特性が変化することを抑制できる。従って、電源電圧を測定する場合に比べ、発振回路の構成を簡略化できる。

本発明では、前記エミッタと前記電圧測定手段との間に設けられ、前記エミッタから出力される当該発振回路の発振出力波成分を除去するフィルターを有することが好ましい。
本発明によれば、フィルターによって、電圧測定手段に入力されるエミッタ電圧から、高周波成分である発振出力波成分が除去できる。これにより、電圧測定手段によるエミッタ電圧の測定を精度よく行うことができる。

本発明では、当該発振回路の温度を検出する温度検出手段を備え、前記電圧制御手段は、前記温度検出手段による検出結果に基づいて、前記ベース電圧を制御することが好ましい。
なお、温度検出手段は、例えば、実際に温度を測定する温度センサー等の構成を採用することができるほか、温度に応じて抵抗値が変化し、これにより出力電圧に変化を生じさせるサーミスター等の構成を採用することができる。

通常、発振回路に用いられる各電子部品は、環境温度等によって特性が変化するため、温度によっても発振回路の出力特性に変化が生じる。例えば、電源として採用され得るリチウム電池の電池電圧は、６０℃では３．１Ｖであるのに対し、−１０℃では２．６Ｖに下がるため、略１７％の変動がある。また、トランジスターとして、バイポーラトランジスターが採用される場合には、低温域で導電特性が低下するので、発振回路の低温時の出力が低下する傾向にある。
これに対し、本発明では、温度を検出する温度検出手段の検出結果に基づいて、電圧制御手段がベース電圧を調整することにより、温度によって生じ得る発振回路の出力特性の変化を抑制することができる。

また、本発明のアクティブタグは、前述の発振回路と、前記出力端子から出力される前記交流電流に応じた電波を送信するアンテナと、を備えることを特徴とする。
本発明によれば、前述の発振回路と同様の効果を奏することができ、これにより、アクティブタグから送信される電波による通信距離の変動を抑制することができ、当該電波を効率よく出力することができる。また、アクティブタグの消費電力を抑えることができるので、当該アクティブタグの長寿命化を図ることができる。

また、本発明の発振出力制御方法は、交流電流を出力する発振回路を制御する発振出力制御方法であって、前記発振回路は、電源部と、エミッタ、ベース及びコレクタを有し、前記コレクタに前記電源部からの直流電圧が印加されるトランジスターとを備え、当該発振出力制御方法は、前記エミッタから出力されるエミッタ電圧を測定する電圧測定ステップと、前記エミッタ電圧の測定結果に基づいて、前記エミッタ電圧が一定となるように、前記トランジスターのベースに印加するベース電圧を制御する電圧制御ステップと、を有することを特徴とする。
本発明によれば、前述の発振回路と同様の効果を奏することができる。

本発明の第１実施形態に係るアクティブタグの構成を示すブロック図。 前記第１実施形態における出力回路の回路構成を示す図。 前記第１実施形態における制御処理を示すフローチャート。 前記第１実施形態におけるアクティブタグの出力特性を示す図。 本発明の第２実施形態に係るアクティブタグの発振回路を示す図。 前記第２実施形態における制御処理を示すフローチャート。 前記第２実施形態におけるアクティブタグの温度特性を示す図。

〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態について、図面に基づいて説明する。
〔アクティブタグの構成〕
図１は、アクティブタグ１の構成を示すブロック図である。
本実施形態に係るアクティブタグ１は、微弱電波を送受信することにより、リーダー（図示省略）と無線で通信する無線通信装置である。このアクティブタグ１は、図１に示すように、発振回路３と、当該発振回路３からの出力電流（交流電流）に応じた電波を送信するアンテナ２とを備える。

〔発振回路の構成〕
発振回路３は、電源部４、出力回路５及びＣＰＵ（Central Processing Unit）６を備え、当該電源部４から供給される直流電流から交流電流を生成し、当該交流電流をアンテナ２に出力する。
このうち、電源部４は、本実施形態では、電源電圧変動が比較的少ないリチウム電池が採用されているが、これに限らず、マンガン電池、アルカリ電池及びニッケル水素電池など、他の種類の電池でもよい。

図２は、出力回路５の回路構成を示す図である。
出力回路５は、図２に示すように、発振部５１、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５２、Ａ／Ｄコンバーター５３及びＤ／Ａコンバーター５４を備える。
発振部５１は、電源部４と接続される電圧源Ｖｃｃ、コンデンサーＣ１〜Ｃ４、コイルＬ、ＮＰＮ型のトランジスターＱ、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、ＳＡＷ（surface acoustic wave）発振子Ｓａｗ及び整合回路Ｚを有する回路である。

具体的に、トランジスターＱのコレクタＱ１は、直列に接続されたコイルＬを介して、電圧源Ｖｃｃと接続される。この電圧源ＶｃｃとコイルＬとの間には、コンデンサーＣ３がコイルＬに対して並列に接続され、当該コンデンサーＣ３はグランド（ＧＮＤ）に接続される。また、このコレクタＱ１と発振回路３の出力端子Ｔとを結ぶ第１経路Ｐ１上には、コンデンサーＣ４が直列に設けられている。
また、トランジスターＱのベースＱ２には、抵抗Ｒ１を介してＤ／Ａコンバーター５４が接続される。この抵抗Ｒ１とベースＱ２との間には、ＳＡＷ発振子Ｓａｗを介して、整合回路Ｚが接続され、当該整合回路Ｚは、グランドに接続されている。

更に、トランジスターＱのエミッタＱ３は、第２経路Ｐ２及び第３経路Ｐ３と接続される。
このうち、第２経路Ｐ２は、直列に接続された抵抗Ｒ３及びコンデンサーＣ１を介して、前述の第１経路Ｐ１におけるコンデンサーＣ４の上流に接続される。この第２経路Ｐ２は、抵抗Ｒ３とコンデンサーＣ１との間からグランドに接続される他の経路に分岐しており、当該他の経路上には、コンデンサーＣ２が直列に接続される。また、エミッタＱ３には、他端がグランドに接続される抵抗Ｒ２の一端が接続される。
第３経路Ｐ３は、抵抗Ｒ４を介して、後述するＬＰＦ５２に接続される。

このような発振部５１では、電圧源Ｖｃｃからの直流電圧は、コイルＬを介してコレクタＱ１に入力される。一方、詳しくは後述するが、ベースＱ２には、ＣＰＵ６からの電気信号がＤ／Ａコンバーター５４及び抵抗Ｒ１を介してベース電圧として印加され、これにより、コレクタＱ１からエミッタＱ３に印加される電圧が制御される。そして、コレクタＱ１からの出力電流は、第１経路Ｐ１を介して発振部５１の出力端子Ｔに出力され、また、エミッタＱ３からの出力電流は、第２経路Ｐ２及び第１経路Ｐ１を介して出力端子Ｔに出力されるとともに、ＬＰＦ５２に出力される。

ＬＰＦ５２は、抵抗Ｒ４を介してエミッタＱ３と接続され、当該ＬＰＦ５２には、エミッタ電圧が印加される。このＬＰＦ５２は、当該エミッタ電圧から高周波成分である発振出力波成分を除去して、Ａ／Ｄコンバーター５３に出力する本発明のフィルターである。
Ａ／Ｄコンバーター５３は、本発明の電圧測定手段に相当し、ＬＰＦ５２から入力されるエミッタ電圧の平均電圧レベル（エミッタ電圧についてのＡ／Ｄ値）を測定する。
Ｄ／Ａコンバーター５４は、ＣＰＵ６から入力されるデジタル信号をデジタル／アナログ変換して、ベースＱ２に出力する。これにより、ベースＱ２にベース電圧が印加され、当該ベース電圧の電圧値（以下「Ｄ／Ａ値」と略す場合がある）に応じた電圧が、当該ベースＱ２を介して、コレクタＱ１からエミッタＱ３に印加される。

ＣＰＵ６は、発振回路３、ひいては、アクティブタグ１全体を制御する。例えば、ＣＰＵ６は、アクティブタグ１固有の識別情報等の情報を示すデジタル信号を、Ｄ／Ａコンバーター５４に出力し、当該情報が含まれる発振出力波を発振部５１に生成させる。この際、ＣＰＵ６は、エミッタ電圧を一定化させるために、Ａ／Ｄコンバーター５３からエミッタ電圧の平均電圧レベルを所定周期で読み込み、当該電圧レベルが予め保持した目標電圧に近い値となるようにベース電圧を制御する。具体的に、ＣＰＵ６は、当該目標電圧に近い値となるような電圧のデジタル信号をＤ／Ａコンバーター５４に出力し、当該デジタル信号に応じたアナログ信号であるベース電圧をベースＱ２に印加させる。すなわち、ＣＰＵ６は、本発明の電圧制御手段に相当する。

なお、このような目標電圧は、ＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶手段（図示省略）に記憶され、適宜参照されるように構成してもよい。また、所定周期の具体例として、アクティブタグ１による電波出力を０．５秒ごとに行うとし、ＣＰＵ６が１００回の当該電波出力に対して、Ａ／Ｄコンバーター５３からの電圧値の読み込みを１回行うように設定すると、当該所定周期は、５０秒に１回の周期となる。しかしながら、これに限らず、当該所定周期は、適宜設定可能である。

〔発振回路の制御〕
図３は、発振回路３の制御処理を示すフローチャートである。
ＣＰＵ６は、発振回路３の電圧源Ｖｃｃから電力が供給されてから、エミッタ電圧を監視して、ベース電圧を制御（調整）する制御処理を実行する。
この制御処理では、図３に示すように、ＣＰＵ６は、まず、ベースＱ２に印加するベース電圧の電圧値（Ｄ／Ａ値）を「０」に設定する（ステップＳ１１）。
そして、ＣＰＵ６は、エミッタ電圧の平均電圧レベルを起動時電圧としてＡ／Ｄコンバーター５３から読み込む（ステップＳ１２）。

この後、ＣＰＵ６は、予め記憶手段（図示省略）に記憶された目標電圧を参照して、起動時電圧が当該目標電圧を超えたか否かを判定する（ステップＳ１３）。
ここで、起動時電圧が目標電圧を超えていないと判定した場合には、ＣＰＵ６はＤ／Ａ値を僅かに増加させる（ステップＳ１４）。このＤ／Ａ値の増加分は、エミッタ電圧が急激に増加しない程度の値に設定される。そして、ＣＰＵ６は、処理をステップＳ１３に戻し、エミッタ電圧が目標電圧を超えるまで、ステップＳ１２〜Ｓ１４を繰り返す。

一方、起動時電圧が目標電圧を超えたと判定した場合には、ＣＰＵ６は、再度エミッタ電圧を読み込むタイミング（測定タイミング）に至ったか否かを判定する（ステップＳ１５）。なお、前述の具体例に沿う場合、ＣＰＵ６は、Ａ／Ｄコンバーター５３からエミッタ電圧を読み込んだ後に行われた電波出力の回数（ベース電圧の印加回数）をカウントし、当該回数が１００回を超えた場合に、測定タイミングに至ったと判定してもよい。或いは、エミッタ電圧の読み込み後の時間が５０秒を経過した場合に、測定タイミングに至ったと判定してもよい。

ここで、ＣＰＵ６は、測定タイミングに至っていないと判定した場合には、当該測定タイミングに至るまで、エミッタ電圧の読み込みを待機する。
一方、測定タイミングに至ったと判定した場合には、ＣＰＵ６は、Ａ／Ｄコンバーター５３からエミッタ電圧の平均電圧レベルを読み込む（ステップＳ１６）。
そして、ＣＰＵ６は、当該平均電圧レベルが前述の目標電圧を超えているか否かを判定する（ステップＳ１７）。

ここで、平均電圧レベルが目標電圧を超えていると判定した場合には、ＣＰＵ６は、Ｄ／Ａ値を減少させ（ステップＳ１８）、処理をステップＳ１５に戻す。
一方、読み込まれた平均電圧レベルが目標電圧を超えていないと判定した場合には、ＣＰＵ６は、当該平均電圧レベルと目標電圧とが一致するか否かを判定する（ステップＳ１９）。ここで、ＣＰＵ６が、それぞれ一致すると判定した場合には、Ｄ／Ａ値を変動させずに、処理をステップＳ１５に戻し、また、一致しないと判定した場合（平均電圧レベルが目標電圧より低いと判定した場合）には、Ｄ／Ａ値を増加させ（ステップＳ２０）、処理をステップＳ１５に戻す。
このように、本実施形態の制御処理では、ステップＳ１６〜Ｓ２０は、前述のタイミングで繰り返し実行される。

以上説明した本実施形態のアクティブタグ１によれば、以下の効果がある。
（１）Ａ／Ｄコンバーター５３により測定されるエミッタ電圧の平均電圧レベルに基づいて、ＣＰＵ６が当該エミッタ電圧を目標電圧との差が小さくなるように、換言すると、当該エミッタ電圧を一定化するように、ベース電圧の電圧値を制御する。これによれば、電源部４に接続される電圧源Ｖｃｃの出力電圧が変化する場合でも、発振回路３の出力を安定化できる。

図４は、アクティブタグ１の出力特性を示す図である。換言すると、図４は、ＣＰＵ６による制御を行った場合と行っていない場合との発振出力波の電界強度の差を示す図である。なお、図４において、横軸は電源部４からの電源電圧（Ｖ）を示し、縦軸は当該電源電圧が３Ｖである場合にアクティブタグ１から出力される電波の電界強度（ｄＢ）との差を示している。
ＣＰＵ６が前述の制御処理を実行しなかった場合には、図４において「◆」及び点線で示すように、電源電圧の変動により、出力される電波の電界強度に変動が生じる。このため、アクティブタグ１の通信距離に変動が生じてしまう。
これに対し、ＣＰＵ６が前述の制御処理を実行することにより、図４において「●」及び実線で示すように、出力される電波の電界強度に変動が生じないようにすることができる。従って、アクティブタグ１の通信距離に変動が生じることを抑制できる。

この際、エミッタＱ３の出力インピーダンスは低いので、ＬＰＦ５２の入力インピーダンスを低くすることができる。このため、発振回路３の発振出力波を測定する場合に比べ、回路構成を簡略化できる。特に、エミッタＱ３とＡ／Ｄコンバーター５３との間にインピーダンス素子である抵抗Ｒ４を直列に設けることにより、高周波成分を減衰させることなく、エミッタ電圧を測定できる。

更に、電源部４から供給される電源電圧を測定して、当該電源電圧に応じてベース電圧を制御する場合には、変動する電源電圧に応じた補正値をそれぞれ保持する必要があるため、当該各補正値を記憶する記憶手段を設ける必要があり、発振回路の構成及び制御処理が複雑化するほか、当該記憶手段の記憶容量が大きくなる。これに対し、本発明の発振回路３は、目標電圧を保持し、当該目標電圧と一致するように、ベース電圧を調整するので、当該発振回路３の構成及び制御処理を簡略化することができるほか、目標電圧が記憶手段に記憶されている場合でも、当該記憶手段の記憶容量を小さくすることができる。
従って、電源電圧が変化するために発振回路３の出力特性が変化することを抑制できるとともに、当該発振回路３の回路構成を簡略化できる。また、これにより、アクティブタグ１から送信される微弱電波による通信距離変動を抑制することができ、当該電波を効率よく出力できる。

（２）ＬＰＦ５２により、エミッタＱ３からＡ／Ｄコンバーター５３に入力されるエミッタ電圧の高周波成分（発振出力波成分）が除去される。これによれば、Ａ／Ｄコンバーター５３によるエミッタ電圧の測定を精度よく行うことができる。

〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
本実施形態に係るアクティブタグは、前述の第１実施形態のアクティブタグ１と同様に、測定されたエミッタ電圧の平均電圧レベルが目標電圧を超えたか否かに応じてベース電圧を制御するほか、当該アクティブタグの温度を測定して、当該温度に応じてベース電圧を制御する点で、アクティブタグ１と相違する。なお、以下の説明では、既に説明した部分と同一または略同一である部分については、同一の符号を付して説明を省略する。

図５は、本実施形態に係るアクティブタグの発振回路３Ａを示す回路図である。
本実施形態に係るアクティブタグは、第１実施形態で示した発振回路３に代えて発振回路３Ａを備えるほかは、前述の第１実施形態のアクティブタグ１と同様の構成を備える。また、発振回路３Ａは、図５に示すように、出力回路５及びＣＰＵ６に代えて出力回路５Ａ及びＣＰＵ６Ａを備え、更に記憶部７Ａを備えるほかは、発振回路３と同様の構成を備える。

出力回路５Ａは、発振部５１に代えて発振部５１Ａを備え、更に切替部５５を備えるほかは、出力回路５と同様の構成を備える。
発振部５１Ａは、発振部５１の構成に加え、抵抗Ｒ５を介して電圧源Ｖｃｃに一端が接続される温度検出手段としてのサーミスターＴｈを有し、当該サーミスターＴｈの他端はグランドに接続されている。このサーミスターＴｈと抵抗Ｒ５との間には、切替部５５を介して、Ａ／Ｄコンバーター５３の入力端子Ｔ４に接続される出力端子Ｔ１が設けられている。また、電圧源Ｖｃｃと抵抗Ｒ５との間には、同様に、切替部５５を介して、入力端子Ｔ４に接続される出力端子Ｔ２が設けられている。この出力端子Ｔ２は、Ａ／Ｄコンバーター５３により電圧源Ｖｃｃの電圧値を監視するための端子であり、当該電圧源Ｖｃｃの電圧値は、温度によって生じるサーミスターＴｈの抵抗値の変化をＡ／Ｄコンバーター５３により測定する際に利用される。

切替部５５は、ＬＰＦ５２の出力端子Ｔ３及び前述の出力端子Ｔ１，Ｔ２と接続されるとともに、Ａ／Ｄコンバーター５３の入力端子Ｔ４と接続される。この切替部５５は、ＣＰＵ６Ａの制御下で、出力端子Ｔ１〜Ｔ３のいずれかと入力端子Ｔ４との接続を切り替える。このため、Ａ／Ｄコンバーター５３が、エミッタ電圧の平均電圧レベルを測定する場合と、サーミスターＴｈを介して入力される電圧（発振回路３Ａの温度に応じた電圧）の平均電圧レベルを測定する場合とは、切替部５５により切り替えられる。

記憶部７Ａは、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable ROM）で構成され、ＣＰＵ６Ａに接続される。この記憶部７Ａには、Ａ／Ｄコンバーター５３によって測定される温度に応じた平均電圧レベルに対応し、発振出力波の電界強度を一定とするための目標電圧の補正値が記憶されている。なお、記憶部７Ａには、本実施形態では、当該平均電圧レベルと補正値とが関連付けられたＬＵＴ（Look-Up Table）が記憶されているが、これに限らず、パラメーターとして補正値が記憶されていてもよい。また、記憶部７Ａは、ＥＥＰＲＯＭに限らず、ＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory）及びフラッシュメモリーであってもよい。

ＣＰＵ６Ａは、前述のＣＰＵ６と同様に、アクティブタグ１Ａ全体を制御する。例えば、ＣＰＵ６Ａは、起動時のエミッタ電圧（起動時電圧）が目標電圧を超えるまでＤ／Ａ値を増加させるほか、発振回路３Ａの温度に応じて、前述の周期でＤ／Ａ値を補正する。

〔発振回路の制御〕
図６は、ＣＰＵ６Ａによる発振回路３Ａの制御処理を示すフローチャートである。
ＣＰＵ６Ａは、前述のＣＰＵ６と同様に、発振回路３Ａの電圧源Ｖｃｃから電力が供給されてからエミッタ電圧（起動時電圧）を監視して、Ｄ／Ａ値を制御（調整）する制御処理を実行する。この制御処理では、図６に示すように、ＣＰＵ６Ａは、前述のステップＳ１１〜Ｓ１５を実行する。このステップＳ１５までは、切替部５５を介して入力端子Ｔ４は、ＬＰＦ５２に接続される出力端子Ｔ３と接続されている。
このステップＳ１５の判定処理にて、測定タイミングであると判定した場合には、ＣＰＵ６Ａは、切替部５５により出力端子Ｔ１と入力端子Ｔ４とを接続し、Ａ／Ｄコンバーター５３により測定され、かつ、温度に応じた電圧値Ｅ０（温度についてのＡ／Ｄ値）を読み込む（ステップＳ２６）。
この後、ＣＰＵ６Ａは、記憶部７Ａを参照し、読み込んだＡ／Ｄ値に応じた補正値Ｅ１を取得し（ステップＳ２７）、補正後の目標電圧を電圧値Ｅ０＋Ｅ１に設定する（ステップＳ２８）。

次に、ＣＰＵ６Ａは、切替部５５により出力端子Ｔ３と入力端子Ｔ４とを接続し、Ａ／Ｄコンバーター５３により測定されたエミッタ電圧の平均電圧レベルＥ２（エミッタ電圧についてのＡ／Ｄ値）を読み込む（ステップＳ２９）。
そして、ＣＰＵ６Ａは、目標電圧Ｅ０＋Ｅ１がエミッタ電圧Ｅ２より大きいか否かを判定する（ステップＳ３０）。ここで、目標電圧Ｅ０＋Ｅ１がエミッタ電圧Ｅ２より大きい（エミッタ電圧Ｅ２が目標電圧Ｅ０＋Ｅ１より小さい）と判定した場合には、ＣＰＵ６Ａは、前述のＤ／Ａ値を増加させ（ステップＳ３１）、処理をステップＳ１５に戻す。

一方、ＣＰＵ６Ａは、目標電圧Ｅ０＋Ｅ１がエミッタ電圧Ｅ２より大きくないと判定した場合には、当該目標電圧Ｅ０＋Ｅ１とエミッタ電圧Ｅ２とが一致するか否かを判定する（ステップＳ３２）。
ここで、ＣＰＵ６Ａは、目標電圧Ｅ０＋Ｅ１とエミッタ電圧Ｅ２とが一致すると判定した場合には、Ｄ／Ａ値を変化させずに処理をステップＳ１５に戻す。また、ＣＰＵ６Ａは、目標電圧Ｅ０＋Ｅ１とエミッタ電圧Ｅ２とが一致しない（エミッタ電圧Ｅ２が目標電圧Ｅ０＋Ｅ１より大きい）と判定した場合には、Ｄ／Ａ値を減少させ（ステップＳ３３）、処理をステップＳ１５に戻す。
このように、本実施形態の制御処理においては、ステップＳ２６〜Ｓ３３が所定のタイミングで繰り返し実行される。

以上説明した本実施形態に係るアクティブタグによれば、前述のアクティブタグ１と同様の効果に加えて、以下の効果がある。
（３）図７は、本実施形態のアクティブタグ１Ａの出力特性を示す図である。なお、図７において、横軸は温度を示し、縦軸はアクティブタグ１Ａが最適条件（例えば、環境温度が２５℃の状態）で使用された際に出力される電波の電界強度（ｄＢｍ）との差を示している。
前述のように、アクティブタグに用いられる各電子部品（例えば、電源部４やトランジスターＱ）は、使用される温度によって特性が変化し、ひいては、発振回路３Ａの出力変動が生じる。例えば、図７において「◆」及び点線で示すように、ＣＰＵ６ＡによるＤ／Ａ値制御を行わなかった場合、２５℃より低い温度で使用した場合、及び、２５℃より高い温度で使用した場合には、最適条件での使用時との電界強度の差が大きくなる。
一方、図７において「■」及び二点鎖線で示すように、ＣＰＵ６Ａが、測定されたエミッタ電圧の平均電圧レベルのみに基づいてＤ／Ａ値を制御した場合には、制御を行わなかった場合に比べ、最適条件下での使用時との電界強度の差は小さくなる。

更に、図７において「▲」及び実線で示すように、ＣＰＵ６Ａが、温度に応じた補正後の目標電圧とエミッタ電圧の平均電圧レベルとが一致するようにＤ／Ａ値を制御することにより、最適条件での使用時との電界強度の差が一層小さくなる。
このように、本実施形態の発振回路３Ａでは、当該発振回路３Ａの温度に基づいて、ＣＰＵ６ＡがＤ／Ａ値を調整することにより、発振回路３Ａ、ひいては、アクティブタグの出力特性の変化を抑制することができる。

〔実施形態の変形〕
本発明は前述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
前記各実施形態では、ＣＰＵ６，６Ａは、測定タイミングであるか否かを判定し、測定タイミングであると判定した場合に、エミッタ電圧を読み込んで、ベース電圧の制御を行うとしたが、本発明はこれに限らない。例えば、電波出力後に逐次、前述のステップＳ１６〜Ｓ２０又はステップＳ２６〜Ｓ３３を実行してもよい。また、前記各実施形態では、当該測定タイミングは、５０秒に１回としたが、本発明はこれに限らず、適宜設定可能である。

前記各実施形態では、アクティブタグは、０．５秒周期で電波を出力するとしたが、本発明はこれに限らない。すなわち、当該周期は適宜設定可能である。また、受信手段を設け、リーダーからの電波の受信に応じて、アクティブタグが電波を送信するように構成してもよい。
前記各実施形態では、発振回路３，３Ａは、エミッタ電圧の平均電圧レベルを測定するＡ／Ｄコンバーター５３と、ベース電圧をベースＱ２に印加するＤ／Ａコンバーター５４とを有するとしたが、本発明はこれに限らない。すなわち、エミッタ電圧を測定でき、かつ、当該エミッタ電圧に応じたベース電圧を印加できれば他の構成でもよく、例えば、オペアンプ等の帰還回路で構成してもよい。

前記第２実施形態では、切替部５５が、出力端子Ｔ３と入力端子Ｔ４とを接続する場合（Ａ／Ｄコンバーター５３がエミッタ電圧の平均電圧レベルを測定する場合）と、出力端子Ｔ１，Ｔ２と入力端子Ｔ４とを接続する場合（Ａ／Ｄコンバーター５３が温度に応じた平均電圧レベルを測定する場合）とを切り替えるとしたが、本発明はこれに限らない。すなわち、出力端子Ｔ１〜Ｔ３にそれぞれ接続されるＡ／Ｄコンバーターを設け、当該各Ａ／ＤコンバーターからＣＰＵがそれぞれの電圧値を読み込むようにしてもよい。

前記各実施形態では、エミッタ電圧が目標電圧より低い場合に、ベース電圧の電圧値（Ｄ／Ａ値）を増加させ、また、エミッタ電圧が目標電圧より高い場合に、ベース電圧の電圧値を減少させたが、本発明はこれに限らない。すなわち、エミッタ電圧と目標電圧とが一致するまで、ベース電圧の電圧値を増減させてもよい。

前記各実施形態では、発振回路３，３Ａは、アクティブタグを構成するとしたが、本発明はこれに限らない。すなわち、他の電子機器に、本発明の発振回路を採用してもよい。このような電子機器として、遠隔操作を行うための操作装置に挙げることができ、例えば、ラジオコントロールカー等の操作装置や、自動車のキー等のリモートコントローラーに、本発明の発振装置を採用することもできる。

本発明は、発振回路に利用でき、特に、ＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）タグに採用される発振回路に好適に利用できる。

１…アクティブタグ、２…アンテナ、３，３Ａ…発振回路、４…電源部、６，６Ａ…ＣＰＵ（電圧制御手段）、５２…ＬＰＦ（フィルター）、５３…Ａ／Ｄコンバーター（電圧測定手段）、Ｑ…トランジスター、Ｑ１…コレクタ、Ｑ２…ベース、Ｑ３…エミッタ、Ｓ１６，Ｓ２９…ステップ（電圧測定ステップ）、Ｓ１８，Ｓ２０，Ｓ３１，Ｓ３３…ステップ（電圧制御ステップ）、Ｔ…出力端子、Ｔｈ…サーミスター（温度検出手段）。

Claims (5)

1. 交流電流を出力する発振回路であって、
   電源部と、
   エミッタ、ベース及びコレクタを有し、前記コレクタに前記電源部からの直流電圧が印加されるトランジスターと、
   前記コレクタに接続され、前記交流電流が出力される出力端子と、
   前記エミッタから出力されるエミッタ電圧を測定する電圧測定手段と、
   前記電圧測定手段による前記エミッタ電圧の測定結果に基づいて、前記エミッタ電圧が一定となるように、前記ベースに印加されるベース電圧を制御する電圧制御手段と、
   を有することを特徴とする発振回路。
2. 請求項１に記載の発振回路において、
   前記エミッタと前記電圧測定手段との間に設けられ、前記エミッタから出力される当該発振回路の発振出力波成分を除去するフィルターを有することを特徴とする発振回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載の発振回路において、
   当該発振回路の温度を検出する温度検出手段を備え、
   前記電圧制御手段は、前記温度検出手段による検出結果に基づいて、前記ベース電圧を制御することを特徴とする発振回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載の発振回路と、
   前記出力端子から出力される前記交流電流に応じた電波を送信するアンテナと、
   を備えることを特徴とするアクティブタグ。
5. 交流電流を出力する発振回路を制御する発振出力制御方法であって、
   前記発振回路は、
   電源部と、
   エミッタ、ベース及びコレクタを有し、前記コレクタに前記電源部からの直流電圧が印加されるトランジスターとを備え、
   当該発振出力制御方法は、
   前記エミッタから出力されるエミッタ電圧を測定する電圧測定ステップと、
   前記エミッタ電圧の測定結果に基づいて、前記エミッタ電圧が一定となるように、前記トランジスターのベースに印加するベース電圧を制御する電圧制御ステップと、
   を有することを特徴とする発振出力制御方法。

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