JP2011193216A - Demodulation method, modulation method, demodulator and modulator - Google Patents
Demodulation method, modulation method, demodulator and modulator Download PDFInfo
- Publication number
- JP2011193216A JP2011193216A JP2010057580A JP2010057580A JP2011193216A JP 2011193216 A JP2011193216 A JP 2011193216A JP 2010057580 A JP2010057580 A JP 2010057580A JP 2010057580 A JP2010057580 A JP 2010057580A JP 2011193216 A JP2011193216 A JP 2011193216A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- modulation
- digital signal
- bit string
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
本発明は、デジタル通信における信号の変調技術及び復調技術に関する。 The present invention relates to a signal modulation technique and a demodulation technique in digital communication.
これまで、デジタル通信の通信速度を向上するには、通信に用いる帯域幅を確保するために、送信側の変調装置と受信側の復調装置との通信に用いるキャリア信号の周波数(以下、キャリア周波数という)を高くする必要があった。 Until now, in order to improve the communication speed of digital communication, in order to secure the bandwidth used for communication, the frequency of the carrier signal used for communication between the modulation device on the transmission side and the demodulation device on the reception side (hereinafter referred to as carrier frequency) It was necessary to increase the
このキャリア周波数の範囲内で一定の帯域幅を設定して通信を行うが、そのスペクトル効率(ビット転送速度[bps]/帯域幅[Hz])は、例えば、効率の高いIEEE802.11nであっても、最大約7[bps/Hz](=300Mbps/40MHz)程度である。また、IEEE802.11n規格で用いられるキャリア周波数は2.4GHz/5GHzであることから(非特許文献1参照)、キャリア信号の1サイクル当たりで伝達される情報量は、約0.13[bit/cycle](=300Mbps/2.4GHz)程度である。 Communication is performed by setting a certain bandwidth within the carrier frequency range, and the spectral efficiency (bit transfer rate [bps] / bandwidth [Hz]) is, for example, high-efficiency IEEE802.11n. The maximum is about 7 [bps / Hz] (= 300 Mbps / 40 MHz). Since the carrier frequency used in the IEEE 802.11n standard is 2.4 GHz / 5 GHz (see Non-Patent Document 1), the amount of information transmitted per cycle of the carrier signal is about 0.13 [bit / cycle] (= 300 Mbps / 2.4 GHz).
すなわち、極めて高い周波数帯域の高度な技術が必要であるため、高い通信速度を容易に実現することは困難であった。また、キャリア信号の1サイクル当たりで伝達可能な情報量は少なく、非効率であった。 That is, since an advanced technology in an extremely high frequency band is required, it has been difficult to easily realize a high communication speed. Further, the amount of information that can be transmitted per cycle of the carrier signal is small and inefficient.
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、安価で高効率な通信方式を提供することを課題とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide an inexpensive and highly efficient communication method.
請求項1に記載の本発明は、送信対象のデジタル信号により周波数変調されたアナログ信号を受信し、当該アナログ信号から時系列な複数の離散データをサンプリング抽出する第1のステップと、前記複数の離散データをモード解析することにより前記デジタル信号に復調する第2のステップと、を有することを特徴とする。
The present invention according to
本発明によれば、モード解析を用いて信号を復調するため、安価で高効率な通信方式を提供できる。 According to the present invention, since a signal is demodulated using mode analysis, an inexpensive and highly efficient communication method can be provided.
請求項2に記載の本発明は、前記第2のステップが、変調装置が変調に用いた周波数に対応付けられた固有のビット列を記憶手段に記憶しておき、前記離散データSn(但し、nは時系列に沿った順番。)に対して未定係数をakとする線形差分方程式Sn=ΣkakSn−k(但し、k=1〜K、Kは線形差分方程式の次数。)をたて、当該線形差分方程式を前記離散データにフィッティングすることにより前記未定係数を決定し、決定後の線形差分方程式からSn=Σke*(但し、*=Ck+(2πifk+λk)nΔT、k=1〜K、eCは振幅、iは虚数単位、fは周波数、λは信号減衰率、ΔTはサンプリング周期。)を導出して解くモード解析により前記周波数変調に用いられた周波数を求め、当該周波数に対応するビット列を前記記憶手段から取得することを特徴とする。 According to the second aspect of the present invention, in the second step, the unique bit string associated with the frequency used for modulation by the modulation device is stored in a storage unit, and the discrete data S n (where, order n is chronologically.) linear difference equations and a k undetermined coefficients for S n = Σ k a k S n-k ( where, k = 1~K, K is the order of the linear differential equations )), The undetermined coefficient is determined by fitting the linear difference equation to the discrete data, and S n = Σ k e * (where * = C k + (2πif) k + λ k ) nΔT, k = 1 to K, e C is the amplitude, i is the imaginary unit, f is the frequency, λ is the signal attenuation rate, and ΔT is the sampling period). Find the frequency used and respond to that frequency And acquires a bit sequence that from the storage means.
請求項3に記載の本発明は、前記第2のステップが、前記フィッティングを最小二乗法により行うことを特徴とする。
The present invention according to
請求項4に記載の本発明は、送信対象のデジタル信号を入力する第1のステップと、入力された前記デジタル信号に基づいてキャリア信号の周波数を変化させる周波数変調を、前記キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で行う第2のステップと、を有することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a first step of inputting a digital signal to be transmitted, and frequency modulation for changing a frequency of a carrier signal based on the input digital signal. And a second step performed in a period shorter than one cycle.
本発明によれば、キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で周波数変調を行うため、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を増加できる。 According to the present invention, since the frequency modulation is performed in a period shorter than one cycle of the frequency of the carrier signal, the amount of information transmitted per one cycle (cycle) of the carrier can be increased.
請求項5に記載の本発明は、前記第2のステップが、前記キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、前記周波数変調を行うことを特徴とする。 According to the fifth aspect of the present invention, in the second step, the frequency modulation is performed by generating an analog signal transmitted by using a plurality of sine waves having different frequencies with the frequency of the carrier signal as an upper limit. It is characterized by performing.
本発明によれば、キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、周波数変調を行うため、できるだけ低いキャリア周波数を用いて、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を最大化することができ、高効率な通信方式を提供できる。 According to the present invention, the frequency modulation is performed by generating an analog signal that is transmitted using a plurality of sine waves having different frequencies up to the frequency of the carrier signal. The amount of information transmitted per one cycle can be maximized, and a highly efficient communication method can be provided.
請求項6に記載の本発明は、前記第2のステップが、前記複数の正弦波の各周波数に固有のビット列をそれぞれ割り当てて記憶手段に記憶しておき、入力された前記デジタル信号のビット列に対応する周波数を前記記憶手段から取得して、取得した周波数の正弦波を用いて前記アナログ信号を生成することを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in the second step, a bit string specific to each frequency of the plurality of sine waves is allocated and stored in the storage means, and the bit string of the input digital signal is stored in the storage means. A corresponding frequency is acquired from the storage means, and the analog signal is generated using a sine wave having the acquired frequency.
請求項7に記載の本発明は、前記正弦波が、周波数の異なる複数の正弦波が組み合わされていることを特徴とする。 The present invention according to claim 7 is characterized in that the sine wave is a combination of a plurality of sine waves having different frequencies.
請求項8に記載の本発明は、送信対象のデジタル信号により周波数変調されたアナログ信号を受信し、当該アナログ信号から時系列な複数の離散データをサンプリング抽出する信号受信手段と、前記複数の離散データをモード解析することにより前記デジタル信号に復調する信号復調手段と、を有することを特徴とする。 The present invention according to claim 8 is a signal receiving means for receiving an analog signal frequency-modulated by a digital signal to be transmitted, sampling a plurality of discrete data in time series from the analog signal, and the plurality of discrete signals Signal demodulating means for demodulating the digital signal by mode analysis of data.
本発明によれば、モード解析を用いて信号を復調するため、安価で高効率な通信方式を提供できる。 According to the present invention, since a signal is demodulated using mode analysis, an inexpensive and highly efficient communication method can be provided.
請求項9に記載の本発明は、前記信号復調手段が、変調装置が変調に用いた周波数に対応付けられた固有のビット列を記憶手段に記憶しておき、前記離散データSn(但し、nは時系列に沿った順番。)に対して未定係数をakとする線形差分方程式Sn=ΣkakSn−k(但し、k=1〜K、Kは線形差分方程式の次数。)をたて、当該線形差分方程式を前記離散データにフィッティングすることにより前記未定係数を決定し、決定後の線形差分方程式からSn=Σke*(但し、*=Ck+(2πifk+λk)nΔT、k=1〜K、eCは振幅、iは虚数単位、fは周波数、λは信号減衰率、ΔTはサンプリング周期。)を導出して解くモード解析により前記周波数変調に用いられた周波数を求め、当該周波数に対応するビット列を前記記憶手段から取得することを特徴とする。 In the present invention according to claim 9, the signal demodulating means stores a unique bit string associated with the frequency used for modulation by the modulation device in the storage means, and the discrete data S n (where n order of when the order along the sequence.) linear difference equations and a k undetermined coefficients for S n = Σ k a k S n-k ( where, k = 1~K, K is linear difference equations. ), The undetermined coefficient is determined by fitting the linear difference equation to the discrete data, and S n = Σ k e * (where * = C k + (2πif k + Λ k ) nΔT, k = 1 to K, e C is the amplitude, i is the imaginary unit, f is the frequency, λ is the signal attenuation factor, and ΔT is the sampling period. Is determined and the corresponding frequency is obtained. And acquires the bit string from said storage means.
請求項10に記載の本発明は、前記信号復調手段が、前記フィッティングを最小二乗法により行うことを特徴とする。 According to a tenth aspect of the present invention, the signal demodulating means performs the fitting by a least square method.
請求項11に記載の本発明は、送信対象のデジタル信号を入力する信号入力手段と、入力された前記デジタル信号に基づいてキャリア信号の周波数を変化させる周波数変調を、前記キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で行う信号変調手段と、を有することを特徴とする。
The present invention according to
本発明によれば、キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で周波数変調を行うため、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を増加できる。 According to the present invention, since the frequency modulation is performed in a period shorter than one cycle of the frequency of the carrier signal, the amount of information transmitted per one cycle (cycle) of the carrier can be increased.
請求項12に記載の本発明は、前記信号変調手段が、前記キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、前記周波数変調を行うことを特徴とする。
The invention according to
本発明によれば、キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、周波数変調を行うため、できるだけ低いキャリア周波数を用いて、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を最大化することができ、高効率な通信方式を提供できる。 According to the present invention, the frequency modulation is performed by generating an analog signal that is transmitted using a plurality of sine waves having different frequencies up to the frequency of the carrier signal. The amount of information transmitted per one cycle can be maximized, and a highly efficient communication method can be provided.
請求項13に記載の本発明は、前記信号変調手段が、前記複数の正弦波の各周波数に固有のビット列をそれぞれ割り当てて記憶手段に記憶しておき、入力された前記デジタル信号のビット列に対応する周波数を前記記憶手段から取得して、取得した周波数の正弦波を用いて前記アナログ信号を生成することを特徴とする。 According to a thirteenth aspect of the present invention, the signal modulation means allocates a bit string specific to each frequency of the plurality of sine waves and stores it in the storage means, and corresponds to the bit string of the input digital signal. The frequency to be acquired is acquired from the storage means, and the analog signal is generated using a sine wave of the acquired frequency.
請求項14に記載の本発明は、前記正弦波が、周波数の異なる複数の正弦波が組み合わされていることを特徴とする。 The present invention according to claim 14 is characterized in that the sine wave is a combination of a plurality of sine waves having different frequencies.
本発明によれば、安価で高効率な通信方式を提供することができる。 According to the present invention, an inexpensive and highly efficient communication method can be provided.
以下、本発明を実施する一実施の形態について図面を用いて説明する。 Hereinafter, an embodiment for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、実施例1に係る変調・復調システムの全体構成を示す図である。本変調・復調システムは、送信対象であるデジタル信号をアナログ信号に変調して送信する送信側の変調装置1と、変調装置1から送信されたアナログ信号を受信して上記デジタル信号に復調する復調装置3とで構成され、有線又は無線の通信ネットワークを介して通信可能に接続されている。
FIG. 1 is a diagram illustrating the overall configuration of the modulation / demodulation system according to the first embodiment. The present modulation / demodulation system modulates a digital signal to be transmitted into an analog signal and transmits it, and receives the analog signal transmitted from the
最初に、変調装置1について説明する。変調装置1は、送信対象であるデジタル信号を入力する信号入力部11と、入力されたデジタル信号をアナログ信号に変調する信号変調部12と、変調されたアナログ信号を上記通信ネットワークに出力する信号送信部13とで構成されている。以下、変調装置1の各機能部について詳細に説明する。
First, the
信号入力部11は、送信対象であるデジタル信号を入力し、1又は0からなるビット列として信号変調部12に送出する機能を有している。
The
信号変調部12は、復調装置3との通信に用いるキャリア信号の周波数(以下、キャリア周波数という)を上限とし、周波数の異なる4個の変調用周波数fk(k=1〜4)に固有のビット列(00,01,10,11)をそれぞれ割り当てたコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、信号入力部11から送出された2ビットのビット列に対応する変調用周波数fkをコード表から取得し、取得した変調用周波数fkの正弦波を用いてキャリア周波数を変調する機能を有している。
The
具体的には、例えば、図2に示すコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、信号入力部11から送出されたビット列が「0010011101」である場合には、図3に示すように、キャリア周波数の1周期をタイムスロットルにより5分割し、最初の2ビット「00」に対応する変調用周波数f1の正弦波を最初の分割区間のタイムスロットルに埋め込み、次の2ビット「10」に対応する変調用周波数f3の正弦波を次の分割区間のタイムスロットルに埋め込む処理を繰り返すことによりキャリア周波数の周波数変調を行って、アナログ信号を生成する。すなわち、正弦波でコード化された信号を、キャリア周波数の1周期(サイクル)よりも短い期間(5分割された各分割区間)で生成してアナログ化する。
Specifically, for example, when the code table shown in FIG. 2 is stored in a storage unit (not shown) and the bit string sent from the
信号送信部13は、信号変調部12により生成されたアナログ信号を有線又は無線で外部に出力する機能を有している。
The
すなわち、実施例1の変調装置1によれば、キャリア周波数を上限とする4個の変調用周波数fk(k=1〜4)に固有のビット列をそれぞれ割り当てたコード表を予め記憶しておき、入力されたデジタル信号の信号列のうち2ビットに対応する変調用周波数fkをコード表から取得し、キャリア周波数の1周期を5分割した各分割区間のタイムスロットルに、取得した変調周波数fkの正弦波をそれぞれ埋め込んでキャリア周波数の周波数変調を行うので、キャリア信号の1サイクル当たり、10[bit/cycle](=2ビット×5タイムスロットル)を埋め込むことが可能となる。これは、背景技術で説明した従来のIEEE802.11nで伝達可能な情報量に対して、約80倍の情報量を伝達することが可能となる。
That is, according to the
なお、実施例1では、ビット列のビット数として2ビットを用い、変調用周波数fkの個数として4個を用いて説明したが、ビット数をnビット(nは1以上の整数)とすることも可能であるし、変調用周波数fkの個数を2n個とすることも可能である。 In the first embodiment, 2 bits are used as the number of bits in the bit string and 4 are used as the number of modulation frequencies fk . However, the number of bits is n bits (n is an integer of 1 or more). It is also possible to set the number of modulation frequencies f k to 2 n .
また、実施例1では、キャリア周波数の分割数を5つとして説明したが、N分割(Nは1よりも大きい任意の実数であり、整数に限定されない)とした場合であっても、同様の効果を得ることが可能である。 In the first embodiment, the number of divisions of the carrier frequency has been described as five. However, even in the case of N division (N is an arbitrary real number larger than 1 and is not limited to an integer), the same applies. An effect can be obtained.
次に、復調装置3について説明する。復調装置3は、送信対象のデジタル信号により周波数変調されたアナログ信号を受信する信号受信部31と、受信したアナログ信号を上記デジタル信号に復調する信号復調部32と、復調されたデジタル信号を外部に出力する信号出力部33とで構成されている。以下、復調装置3の各機能部について詳細に説明する。
Next, the
信号受信部31は、周波数変調されたアナログ信号を受信し、受信したアナログ信号のアナログ波形を用いて、キャリア周波数よりも十分高いサンプリング周波数で(換言すれば、サンプリング周期ΔTを、(1/(2ΔT))≫キャリア周波数となるようにとって)サンプリングし、そのサンプリングによって抽出された離散的なデータを時系列データSn(nは時系列に沿った順番)としてデジタル化し、信号復調部32に送出する機能を有している。
The signal receiving unit 31 receives the frequency-modulated analog signal, and uses the analog waveform of the received analog signal at a sampling frequency sufficiently higher than the carrier frequency (in other words, the sampling period ΔT is set to (1 / ( 2ΔT)) >> Sampling is performed so that the carrier frequency is obtained, and discrete data extracted by the sampling is digitized as time-series data S n (n is an order along the time series) and transmitted to the
信号復調部32は、信号受信部31から送出された時系列データSnをモード解析することによりデジタル信号に復調する機能を有している。モード解析の一例については後述する。
信号出力部33は、信号復調部32により復調された所期のデジタル信号を出力する機能を有している。
The
続いて、信号復調部32によるモード解析の一例として、線形差分方程式によるフィッティングを用いた解析法について図4を参照しながら説明する。
Next, as an example of mode analysis by the
信号復調部32は、サンプリングによって抽出された時系列データSnに対して、後述するフィッティングを行うために未定係数をakとする線形差分方程式(式(1))を立てる。
最小二乗法等を用いて上記線形差分方程式を時系列データSnにフィッティングすることにより未定係数akを決定する。これにより、時系列データSnに対応する線形差分方程式が決定される。そして、決定された線形差分方程式を解くことにより、変調装置1で変調に用いた変調用周波数を得ることが可能となる。以下、線形差分方程式から変調用周波数を導出するまでの過程について説明する。
Determining the unknown coefficients a k by fitting the time-series data S n the linear difference equations using a least square method. Thus, the linear differential equation corresponding to the time-series data S n is determined. Then, by solving the determined linear difference equation, the modulation frequency used for modulation by the
変調周波数は図3に示した各分割区間に1つだけであることから、線形差分方程式の次数Kは2以上であればよい。これは、実施例1では、1つの変調用周波数が符号の異なる2つの周波数の組(±fk)として算出されるため、次数Kは、求めたい変調用周波数の倍の値が必要となるからである。以下、理解を容易にするため、K=2の場合について説明する。 Since there is only one modulation frequency in each divided section shown in FIG. 3, the degree K of the linear difference equation may be 2 or more. This is because, in the first embodiment, one modulation frequency is calculated as a set of two frequencies (± f k ) having different signs, and therefore the order K needs to be double the modulation frequency to be obtained. Because. Hereinafter, in order to facilitate understanding, a case where K = 2 will be described.
K=2の場合、式(1)に示した線形差分方程式は式(2)となる。 When K = 2, the linear difference equation shown in Expression (1) becomes Expression (2).
すなわち、式(1)は線型であることから、DKA(Durand-Kerner-Aberth)法等の公知の方法を用いて容易に解くことが可能となり、結果的には、式(1)から式(14)を導出することが可能となる。 That is, since Equation (1) is linear, it can be easily solved using a known method such as the DKA (Durand-Kerner-Aberth) method. As a result, Equation (1) to Equation (1) 14) can be derived.
そして、信号復調部32は、図2に示したコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、式(14)を用いて変調用周波数fkを求め、求めた変調用周波数fkに対応するビット列をコード表から取得して、信号出力部33に順次出力する。
Then, the
なお、変調用周波数fkの抽出は、特許文献1に記載された方法を用いることも可能である。また、次数Kを3以上にする場合には、振幅‖eCk‖を最大とするfkを所期の周波数として採用すればよい。
Note that the method described in
一般に、L組の変調用周波数を同時に用いて変調を行う場合、次数Kは2L以上とする必要があり、L=1の場合(即ち、次数Kが2の場合)が実施例1に対応し、L=2の場合(即ち、次数Kが4の場合)が後述する実施例2に対応している。 Generally, when modulation is performed using L sets of modulation frequencies simultaneously, the order K needs to be 2L or more, and the case of L = 1 (that is, the order K is 2) corresponds to the first embodiment. , L = 2 (that is, when the order K is 4) corresponds to Example 2 described later.
すなわち、実施例1の復調装置3によれば、信号復調部32により、信号受信部31から送出された時系列データSnをモード解析することによりデジタル信号に復調するので、安価で高効率な通信方式を提供できる。
That is, according to the
以下、実施例1に係る変調・復調システムの処理フローについて説明する。最初に、変調装置1の信号入力部11により、送信対象であるデジタル信号が入力され、1又は0からなるビット列として信号変調部12に送出される(S1)。
Hereinafter, a processing flow of the modulation / demodulation system according to the first embodiment will be described. First, a digital signal to be transmitted is input by the
次いで、信号変調部12により、キャリア信号のキャリア周波数を上限とし、周波数の異なる4個の変調用周波数fkに固有のビット列をそれぞれ割り当てたコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、信号入力部11から送出された2ビットのビット列に対応する変調用周波数fkをコード表から取得し、取得した変調用周波数fkの正弦波を用いて、キャリア周波数の1周期を5分割した各分割区間を変調する(S2)。
Next, the
最後に、信号送信部13により、信号変調部12で生成されたアナログ信号を有線又は無線で復調装置3に出力する(S3)。
Finally, the
次に、復調装置3の信号受信部31により、変調装置1から出力されたアナログ信号を受信し、離散的なデータを時系列データSnとしてサンプリング抽出する(S4)。
Next, the signal receiving unit 31 of the
次いで、信号復調部32により、信号受信部31で抽出された時系列データSnをモード解析(例えば、上述した線形差分方程式によるフィッティングを用いての解析)することによりデジタル信号に復調する(S5)。
Then, the
最後に、信号出力部33により、信号復調部32で復調されたデジタル信号を出力する(S6)。
Finally, the
次に、2つ目の実施例について説明する。以下、実施例1と相違する、変調装置1の信号変調部12と、復調装置3の信号復調部32とについて説明する。その他の各機能部の有する特徴的機能については実施例1で説明したものと同様であるため、ここでは重複する説明は省略する。
Next, a second embodiment will be described. Hereinafter, the
信号変調部12は、復調装置3との通信に用いるキャリア信号のキャリア周波数を上限とし、任意の変調用周波数の組(fk(k=1〜4)とgk(k=1〜4)との2組、合計8周波数)に固有のビット列(0000,0001,…,1111)をそれぞれ割り当てたコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、信号入力部11から送出された4ビットのビット列に対応する変調用周波数fk,gkの組をコード表から取得し、取得した変調用周波数fkの正弦波と変調用周波数gkの正弦波とを用いてキャリア周波数を変調する機能を有している。
The
具体的には、例えば、図5に示すコード表を記憶部(不図示)に記憶しておき、信号入力部11から送出されたビット列が「00000001101111100100」である場合には、図6に示すように、キャリア周波数の1周期をタイムスロットルにより5分割し、最初の4ビット「0000」に対応する変調用周波数f1の正弦波と変調用周波数g1の正弦波との合成波を最初の分割区間のタイムスロットルに埋め込み、次の4ビット「0001」に対応する変調用周波数f2の正弦波と変調用周波数g1の正弦波との合成波を次の分割区間のタイムスロットルに埋め込む処理を繰り返すことによりキャリア周波数の周波数変調を行って、アナログ信号を生成する。
Specifically, for example, when the code table shown in FIG. 5 is stored in a storage unit (not shown) and the bit string transmitted from the
これにより、実施例1の変調装置1によれば、キャリア信号の1サイクル当たり、20[bit/cycle](=4ビット×5タイムスロットル)を埋め込むことが可能となる。すなわち、実施例1で伝達可能な情報量の2倍を伝達することが可能となる。
Thus, according to the
なお、変調用周波数の組を2組として説明したが、3組以上とすることも可能である。 Note that although two modulation frequency groups have been described, three or more groups may be used.
一方、信号復調部32における実施例1との相違点は、式(1)に示した線形差分方程式の次数Kを4以上にすることにある。これにより、図6に示した分割区間毎に、変調に用いられた2つの変調用周波数が抽出されることになる。なお、次数Kを5以上にする場合には、振幅‖eCk‖が大きい方から2つのfk,gkを所期の周波数として採用すればよい。
On the other hand, the
以上より、実施例1,2によれば、信号復調部32により、モード解析を用いて信号を復調するので、安価で高効率な通信方式を提供できる。
As described above, according to the first and second embodiments, the
実施例1,2によれば、信号変調部12により、キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で周波数変調を行うので、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を増加できる。
According to the first and second embodiments, since the
実施例1,2によれば、信号変調部12により、キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、周波数変調を行うので、できるだけ低いキャリア周波数を用いて、キャリアの1周期(サイクル)当たりで伝達される情報量を最大化することができ、高効率な通信方式を提供できる。
According to the first and second embodiments, the
実施例2によれば、複数の変調用周波数の正弦波からなる合成波を用いて周波数変調を行うので、伝達する情報量を実施例1よりも増加できる。 According to the second embodiment, frequency modulation is performed using a composite wave composed of a plurality of modulation frequencies of a sine wave, so that the amount of information to be transmitted can be increased as compared with the first embodiment.
最後に、実施例1,2によれば、キャリアの1サイクル当たりの情報密度を従来技術よりも高くしたデジタル通信の実現が可能となる。 Finally, according to the first and second embodiments, it is possible to realize digital communication in which the information density per carrier cycle is higher than that of the conventional technology.
1…変調装置
11…信号入力部
12…信号変調部
13…信号送信部
3…復調装置
31…信号受信部
32…信号復調部
33…信号出力部
S1〜S6…ステップ
DESCRIPTION OF
Claims (14)
前記複数の離散データをモード解析することにより前記デジタル信号に復調する第2のステップと、
を有することを特徴とする復調方法。 A first step of receiving an analog signal frequency-modulated by a digital signal to be transmitted and sampling a plurality of time-series discrete data from the analog signal;
A second step of demodulating the digital signal by modal analysis of the plurality of discrete data;
The demodulation method characterized by having.
変調装置が変調に用いた周波数に対応付けられた固有のビット列を記憶手段に記憶しておき、前記離散データSn(但し、nは時系列に沿った順番。)に対して未定係数をakとする線形差分方程式Sn=ΣkakSn−k(但し、k=1〜K、Kは線形差分方程式の次数。)をたて、当該線形差分方程式を前記離散データにフィッティングすることにより前記未定係数を決定し、決定後の線形差分方程式からSn=Σke*(但し、*=Ck+(2πifk+λk)nΔT、k=1〜K、eCは振幅、iは虚数単位、fは周波数、λは信号減衰率、ΔTはサンプリング周期。)を導出して解くモード解析により前記周波数変調に用いられた周波数を求め、当該周波数に対応するビット列を前記記憶手段から取得することを特徴とする請求項1に記載の復調方法。 The second step includes
A unique bit string associated with the frequency used for modulation by the modulation device is stored in the storage means, and an undetermined coefficient is a for the discrete data S n (where n is an order in time series). linear difference equations and k S n = Σ k a k S n-k ( where, k = 1 to K, K is the order. of linear difference equations) vertical and fitting the linear difference equations with the discrete data Thus, the undetermined coefficient is determined, and S n = Σ k e * (where * = C k + (2πif k + λ k ) nΔT, k = 1 to K, e C is the amplitude, i is an imaginary unit, f is a frequency, λ is a signal attenuation rate, and ΔT is a sampling period.) A frequency analysis is used to obtain a frequency used for the frequency modulation, and a bit string corresponding to the frequency is stored in the storage unit. Characteristic to get from Demodulating method of claim 1,.
前記フィッティングを最小二乗法により行うことを特徴とする請求項2に記載の復調方法。 The second step includes
The demodulation method according to claim 2, wherein the fitting is performed by a least square method.
入力された前記デジタル信号に基づいてキャリア信号の周波数を変化させる周波数変調を、前記キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で行う第2のステップと、
を有することを特徴とする変調方法。 A first step of inputting a digital signal to be transmitted;
A second step of performing frequency modulation for changing a frequency of a carrier signal based on the input digital signal in a period shorter than one cycle of the frequency of the carrier signal;
A modulation method characterized by comprising:
前記キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、前記周波数変調を行うことを特徴とする請求項4に記載の変調方法。 The second step includes
The modulation method according to claim 4, wherein the frequency modulation is performed by generating an analog signal transmitted using a plurality of sine waves having different frequencies with the frequency of the carrier signal as an upper limit.
前記複数の正弦波の各周波数に固有のビット列をそれぞれ割り当てて記憶手段に記憶しておき、入力された前記デジタル信号のビット列に対応する周波数を前記記憶手段から取得して、取得した周波数の正弦波を用いて前記アナログ信号を生成することを特徴とする請求項5に記載の変調方法。 The second step includes
A bit string specific to each frequency of the plurality of sine waves is assigned and stored in the storage means, and a frequency corresponding to the bit string of the input digital signal is acquired from the storage means, and the sine of the acquired frequency is obtained. The modulation method according to claim 5, wherein the analog signal is generated using a wave.
周波数の異なる複数の正弦波が組み合わされていることを特徴とする請求項5又は6に記載の変調方法。 The sine wave is
The modulation method according to claim 5 or 6, wherein a plurality of sine waves having different frequencies are combined.
前記複数の離散データをモード解析することにより前記デジタル信号に復調する信号復調手段と、
を有することを特徴とする復調装置。 A signal receiving means for receiving an analog signal frequency-modulated by a digital signal to be transmitted, and sampling and extracting a plurality of discrete data in time series from the analog signal;
A signal demodulating means for demodulating the digital signal by performing mode analysis on the plurality of discrete data;
A demodulating device comprising:
変調装置が変調に用いた周波数に対応付けられた固有のビット列を記憶手段に記憶しておき、前記離散データSn(但し、nは時系列に沿った順番。)に対して未定係数をakとする線形差分方程式Sn=ΣkakSn−k(但し、k=1〜K、Kは線形差分方程式の次数。)をたて、当該線形差分方程式を前記離散データにフィッティングすることにより前記未定係数を決定し、決定後の線形差分方程式からSn=Σke*(但し、*=Ck+(2πifk+λk)nΔT、k=1〜K、eCは振幅、iは虚数単位、fは周波数、λは信号減衰率、ΔTはサンプリング周期。)を導出して解くモード解析により前記周波数変調に用いられた周波数を求め、当該周波数に対応するビット列を前記記憶手段から取得することを特徴とする請求項8に記載の復調装置。 The signal demodulating means includes
A unique bit string associated with the frequency used for modulation by the modulation device is stored in the storage means, and an undetermined coefficient is a for the discrete data S n (where n is an order in time series). linear difference equations and k S n = Σ k a k S n-k ( where, k = 1 to K, K is the order. of linear difference equations) vertical and fitting the linear difference equations with the discrete data Thus, the undetermined coefficient is determined, and S n = Σ k e * (where * = C k + (2πif k + λ k ) nΔT, k = 1 to K, e C is the amplitude, i is an imaginary unit, f is a frequency, λ is a signal attenuation rate, and ΔT is a sampling period.) A frequency analysis is used to obtain a frequency used for the frequency modulation, and a bit string corresponding to the frequency is stored in the storage unit. Characteristic to get from Demodulator of claim 8.
前記フィッティングを最小二乗法により行うことを特徴とする請求項9に記載の復調装置。 The signal demodulating means includes
The demodulator according to claim 9, wherein the fitting is performed by a least square method.
入力された前記デジタル信号に基づいてキャリア信号の周波数を変化させる周波数変調を、前記キャリア信号の周波数の1周期よりも短い期間で行う信号変調手段と、
を有することを特徴とする変調装置。 A signal input means for inputting a digital signal to be transmitted;
Signal modulation means for performing frequency modulation for changing the frequency of a carrier signal based on the input digital signal in a period shorter than one cycle of the frequency of the carrier signal;
A modulation device comprising:
前記キャリア信号の周波数を上限とし、周波数の異なる複数の正弦波を用いて送信されるアナログ信号を生成することにより、前記周波数変調を行うことを特徴とする請求項11に記載の変調装置。 The signal modulating means includes
12. The modulation device according to claim 11, wherein the frequency modulation is performed by generating an analog signal transmitted using a plurality of sine waves having different frequencies with the frequency of the carrier signal as an upper limit.
前記複数の正弦波の各周波数に固有のビット列をそれぞれ割り当てて記憶手段に記憶しておき、入力された前記デジタル信号のビット列に対応する周波数を前記記憶手段から取得して、取得した周波数の正弦波を用いて前記アナログ信号を生成することを特徴とする請求項12に記載の変調装置。 The signal modulating means includes
A bit string specific to each frequency of the plurality of sine waves is assigned and stored in the storage means, and a frequency corresponding to the bit string of the input digital signal is acquired from the storage means, and the sine of the acquired frequency is obtained. The modulation apparatus according to claim 12, wherein the analog signal is generated using a wave.
周波数の異なる複数の正弦波が組み合わされていることを特徴とする請求項12又は13に記載の変調装置。 The sine wave is
The modulation device according to claim 12 or 13, wherein a plurality of sine waves having different frequencies are combined.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010057580A JP5258823B2 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Demodulation method and demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010057580A JP5258823B2 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Demodulation method and demodulator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011193216A true JP2011193216A (en) | 2011-09-29 |
JP5258823B2 JP5258823B2 (en) | 2013-08-07 |
Family
ID=44797694
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010057580A Expired - Fee Related JP5258823B2 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Demodulation method and demodulator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5258823B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2019049413A1 (en) * | 2017-09-10 | 2019-03-14 | 福井 誠司 | High-speed communication method and high-speed communication system |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04207801A (en) * | 1990-11-30 | 1992-07-29 | Toshiba Corp | Digital fm signal demodulator |
JPH07240763A (en) * | 1994-02-28 | 1995-09-12 | Icom Inc | Frequency shift signal generator |
JPH09130300A (en) * | 1995-08-28 | 1997-05-16 | Sanyo Electric Co Ltd | Multilevel frequency shift keying demodulator |
JP3836847B2 (en) * | 2004-03-02 | 2006-10-25 | 日本電信電話株式会社 | Frequency analysis method and apparatus |
JP2009044292A (en) * | 2007-08-07 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | Fsk modulator |
-
2010
- 2010-03-15 JP JP2010057580A patent/JP5258823B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04207801A (en) * | 1990-11-30 | 1992-07-29 | Toshiba Corp | Digital fm signal demodulator |
JPH07240763A (en) * | 1994-02-28 | 1995-09-12 | Icom Inc | Frequency shift signal generator |
JPH09130300A (en) * | 1995-08-28 | 1997-05-16 | Sanyo Electric Co Ltd | Multilevel frequency shift keying demodulator |
JP3836847B2 (en) * | 2004-03-02 | 2006-10-25 | 日本電信電話株式会社 | Frequency analysis method and apparatus |
JP2009044292A (en) * | 2007-08-07 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | Fsk modulator |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2019049413A1 (en) * | 2017-09-10 | 2019-03-14 | 福井 誠司 | High-speed communication method and high-speed communication system |
CN109792418A (en) * | 2017-09-10 | 2019-05-21 | 福井诚司 | High-speed communication method and high-speed communication system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5258823B2 (en) | 2013-08-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN101986632B (en) | Correlation delay-differential chaos shift keying-based modulation communication method | |
JP2014512147A5 (en) | ||
HUP0401806A2 (en) | Radio transmission system and method and transmission station apparatus and reception station apparatus used in the radio transmission system | |
Bai et al. | Chaos-based underwater communication with arbitrary transducers and bandwidth | |
CN104735017B (en) | A kind of non-orthogonal multi-carrier digital modulation and demodulation method and device | |
CN108365945A (en) | Difference chaotic shift keying modulation demodulator and method based on two-way index modulation | |
CN105874760B (en) | Payload sequential transmission method and device | |
CN109155767B (en) | Wireless communication device, transmitter and method therein | |
CN103701730B (en) | Channel estimation method and device based on channel time-domain correlation and low-complexity compressed sensing | |
WO2015173568A1 (en) | Wireless communication method using a chaotic signal | |
Schmidt | Using fast frequency hopping technique to improve reliability of underwater communication system | |
JP2017503368A5 (en) | ||
CN101873292A (en) | Signal emission and reception method of transform domain communication system and functional module framework | |
CN108063657A (en) | Well logging data NC-OFDM sonic transmissions methods based on compressed sensing | |
JP5258823B2 (en) | Demodulation method and demodulator | |
WO2011043554A3 (en) | Method and apparatus for transmitting encoded signals with frequency hopping environment | |
CN104392161A (en) | Equipment certification based on audio physical fingerprint under variable pitch condition | |
CN104301100B (en) | A kind of radio channel characteristic integrated information fusion method | |
RU2015120053A (en) | METHOD FOR DECAMETER RADIO COMMUNICATION WITH HIGH-SPEED DATA TRANSFER | |
KR101268581B1 (en) | Method of block-coded group modulation, and transmitter-receiver using the same | |
Malik et al. | Design and Implementation of BPSK Modulator and Demodulator using VHDL | |
Grzesiak et al. | Covert channel based on quasi-orthogonal coding | |
Nombela et al. | Efficient implementation of a symbol timing estimator for broadband PLC | |
CN102195916B (en) | Multi-receiver transmission method and system for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal | |
CN105323056B (en) | bit synchronization method and device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120307 |
|
RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20120510 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20120514 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20121219 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130108 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130307 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130416 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130423 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160502 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5258823 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |