JP2011171662A - Protective transistor, and semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ドレインに静電気等の過度の電圧が印加されたときにターンオンして、当該電圧からドレインに接続される回路を保護する保護トランジスタと、当該保護トランジスタを内部回路の端子に接続させてなる半導体集積回路とに関する。 The present invention turns on when an excessive voltage such as static electricity is applied to the drain to protect the circuit connected to the drain from the voltage, and connects the protection transistor to a terminal of the internal circuit. And a semiconductor integrated circuit.
半導体集積回路では、外部端子から侵入する静電気から内部回路を保護するために、静電気放電(ESD;Electrostatic Discharge)を行う保護素子を備えていることが一般的である。 In general, a semiconductor integrated circuit includes a protective element that performs electrostatic discharge (ESD) in order to protect an internal circuit from static electricity entering from an external terminal.
保護素子は、内部回路の電源供給線とGND線との間など、静電気が重畳しやすい配線間にESD保護のために接続される。
ESD保護素子は、通常、内部回路を構成するMOSFETを使ったGGMOS(Gate-Grounded MOSFET)、または、サイリスタが用いられる。このうちサイリスタは、オン抵抗が低いが、そのトリガ電圧は、同じプロセスで作ったMOSトランジスタの耐圧よりも高い。また、サイリスタはラッチアップしやすい、動作速度がGGMOSより遅いといった欠点もあるため、GGMOSとサイリスタは用途に応じて使い分ける必要がある。
The protection element is connected for ESD protection between wirings where static electricity easily overlaps, such as between a power supply line and a GND line of an internal circuit.
As the ESD protection element, a GGMOS (Gate-Grounded MOSFET) using a MOSFET constituting an internal circuit or a thyristor is usually used. Among these, the thyristor has a low on-resistance, but its trigger voltage is higher than the breakdown voltage of the MOS transistor made by the same process. In addition, since thyristors have the disadvantages that they are easy to latch up and the operation speed is slower than that of GGMOS, it is necessary to use GGMOS and thyristor properly depending on the application.
例えば特許文献1,2に、GGMOS等の保護トランジスタが開示されている。
For example,
特許文献2において、ESD保護回路に用いるGGMOSにおいて、シリサイド層の形成が静電破壊耐性の低下を招くことが指摘されている。その理由は、特許文献2によれば、高濃度なドレイン領域よりもシリサイド層の抵抗値が低いため、保護回路が動作する際に電流の殆どがシリサイド層に集中し、LDD端部で接合の熱破壊が起き易くなるからである。
In
そこで、特許文献1,2に開示したトランジスタ構造では、非シリサイド領域と呼ぶ、シリサイド層が形成されないドレイン領域やLDD領域の一部を、ゲート側壁のサイドウォールスペーサと、ドレイン電極が接続されるドレイン領域上のシリサイド層との間に設けている。この非シリサイド領域の分だけ、ドレイン電流が流れるゲート長方向に、シリサイド層がゲート電極から離れることになる。その結果、特許文献1では、ESD保護トランジスタの接合の熱破壊を防止している。
Therefore, in the transistor structures disclosed in
特許文献1,2のように、ゲート長方向に非シリサイド領域の形成によってゲート電極からシリサイド層までの距離をとるだけでは、その分、トランジスタサイズが大きくなり占有面積が増大する。
特許文献2は、その距離を単純に大きくする特許文献1に対して、不純物拡散層の構造を工夫して可能な限り当該距離を短くする技術を提案している。
しかしながら、特許文献2においてもゲート長方向のトランジスタサイズの拡大は避けられず、その占有面積の拡大を抑制する効果は限定的である。
また、非シリサイド領域の大きさはESD保護素子のスナップバック後の抵抗Ronを大きくするために適切な値があり、一般に、この大きさを自由に変更することはできない。
As in
However, even in
Further, the size of the non-silicide region has an appropriate value for increasing the resistance Ron after snapback of the ESD protection element, and in general, the size cannot be freely changed.
本発明は、ゲート長方向のトランジスタサイズを拡大する必要がないため占有面積が小さく、所望の耐圧と熱破壊の防止を両立した保護トランジスタを提供するものである。また、本発明は、この保護トランジスタを内部回路の保護素子として有する半導体集積回路を提供するものである。 The present invention provides a protection transistor that occupies a small area because there is no need to increase the transistor size in the gate length direction, and that achieves both desired breakdown voltage and prevention of thermal breakdown. The present invention also provides a semiconductor integrated circuit having this protection transistor as a protection element for an internal circuit.
本発明に関わる保護トランジスタは、ゲート電極と、第2導電型のゲート・ドレイン間領域と、第2導電型のドレイン領域およびソース領域と、ソース電極およびドレイン電極とを有する。
前記ゲート電極は、半導体基板のチャネル形成領域の上にゲート絶縁膜を介して積層されている。
前記ゲート・ドレイン間領域は、前記ゲート電極のゲート長を規定する第1方向の一方の側で、前記チャネル形成領域に隣接している。
前記ドレイン領域は、前記ゲート・ドレイン間領域に対し前記第1方向における前記チャネル形成領域と反対の側で隣接している。
前記ソース領域は、前記チャネル形成領域の前記第1方向の他方の側に位置している。
前記ソース電極およびドレイン電極は、前記ソース領域と前記ソース領域のそれぞれの上に接して設けられている。
The protection transistor according to the present invention includes a gate electrode, a second conductivity type gate-drain region, a second conductivity type drain region and a source region, and a source electrode and a drain electrode.
The gate electrode is stacked on a channel formation region of a semiconductor substrate via a gate insulating film.
The gate-drain region is adjacent to the channel formation region on one side in the first direction defining the gate length of the gate electrode.
The drain region is adjacent to the gate-drain region on the side opposite to the channel formation region in the first direction.
The source region is located on the other side of the channel formation region in the first direction.
The source electrode and the drain electrode are provided in contact with each of the source region and the source region.
また、前記ゲート・ドレイン間領域が、前記第1方向と平面視で直交する第2方向に互いに隣接する領域として、第1領域と第2領域とを有する。
前記第1領域は、前記ソース電極の電位を基準に前記ドレイン電極に印加されるドレイン電圧に対する耐圧が相対的に大きい領域である。
前記第2領域は、前記ドレイン電極からの距離が平面視で前記第1領域より遠く、前記耐圧が相対的に小さい領域である。
The gate-drain region includes a first region and a second region as regions adjacent to each other in a second direction orthogonal to the first direction in plan view.
The first region is a region having a relatively large breakdown voltage with respect to a drain voltage applied to the drain electrode with reference to the potential of the source electrode.
The second region is a region whose distance from the drain electrode is farther than the first region in a plan view and whose breakdown voltage is relatively small.
このような構造の保護トランジスタでは、ドレイン電極に外部からの電圧が印加される。このときソース電極とゲート電極は、上記外部からの電圧が印加されないときに当該保護トランジスタをオフする一定の電圧、例えばGND電圧等の基準電圧で保持される。
この状態で、ドレイン電極にある一定以上の大きな電圧が印加されると、ドレイン側のPN接合で接合降伏が発生する。
In the protection transistor having such a structure, an external voltage is applied to the drain electrode. At this time, the source electrode and the gate electrode are held at a constant voltage that turns off the protection transistor when no external voltage is applied, for example, a reference voltage such as a GND voltage.
In this state, when a certain large voltage is applied to the drain electrode, junction breakdown occurs at the PN junction on the drain side.
接合降伏が一旦発生すると、当該接合降伏が発生したドレイン領域からソース領域に電流が流れる。これによりソース領域およびドレイン領域が形成され、表面部をチャネル形成領域とする半導体領域(通常ウェル)の電位が上昇し、当該半導体領域(ウェル)とソース領域間のPN接合を順バイアスする。以後は、ソース領域、ウェル、ドレイン領域をそれぞれ、エミッタ、ベース、コレクタとする寄生バイポーラトランジスタがオンする。
寄生バイポーラトランジスタがオンすると、エミッタとコレクタ間のインピーダンスが急激に低下するため、このインピーダンスが低下したウェル表面側を電流が流れるようになる。
Once the junction breakdown occurs, a current flows from the drain region where the junction breakdown has occurred to the source region. As a result, a source region and a drain region are formed, the potential of the semiconductor region (normal well) having the surface portion as a channel formation region is increased, and the PN junction between the semiconductor region (well) and the source region is forward biased. Thereafter, the parasitic bipolar transistor having the source region, the well, and the drain region as the emitter, base, and collector, respectively, is turned on.
When the parasitic bipolar transistor is turned on, the impedance between the emitter and the collector abruptly decreases, so that a current flows on the well surface side where the impedance has decreased.
本発明のトランジスタ構造では、このような寄生バイポーラ動作のトリガとなる接合降伏は、より耐圧が低い第2領域で発生する。この接合降伏電圧が所望の値となるように第2領域の不純物濃度等が決められている。
接合降伏によりその発生箇所が発熱するが、第2領域はドレイン電極より第2方向、つまりゲート長方向と直交する方向に離してある。そのため、この発熱でドレイン電極部分の温度が殆んど上昇しない。例えば、ドレイン電極がドレイン領域と接触するドレインコンタクト部にシリサイド層が形成されている場合でも、そのシリサイド層が接合降伏による発熱から十分遠いため、その破壊が生じない。
In the transistor structure of the present invention, such a junction breakdown that triggers the parasitic bipolar operation occurs in the second region having a lower breakdown voltage. The impurity concentration of the second region is determined so that the junction breakdown voltage becomes a desired value.
Although the generation location generates heat due to the junction breakdown, the second region is separated from the drain electrode in the second direction, that is, the direction perpendicular to the gate length direction. Therefore, the temperature of the drain electrode portion hardly rises due to this heat generation. For example, even when a silicide layer is formed at the drain contact portion where the drain electrode is in contact with the drain region, the silicide layer is sufficiently far from the heat generated by the junction breakdown, so that the breakdown does not occur.
このように本構造では、保護トランジスタがターンオンするときの電圧印加で流れるチャネル電流は、ソース電極とドレイン電極の最短距離を流れるのではなく、第2方向(ゲート幅方向)に迂回して流れる。ターンオン時の接合降伏の発生以後は、寄生バイポーラトランジスタがオンするためインピーダンス低下によりドレイン電圧が一端低下した後、さらにある電圧から再び上昇するスナップバック現象が観測される。
このようなチャネル電流の迂回を起こす構造では、ゲート長方向にゲート電極からドレイン電極を余り離す必要がないため、ゲート長方向(第1方向)のサイズが小さい。一方、ゲート幅方向(第2方向)は必要なゲート幅を有するが、最初の接合降伏以後はボディ領域(ウェル)全体を使って電流が流れるため、この第2方向のサイズが、電流迂回構造の採用により拡大することはないか、拡大する必要があってもその量は格段に小さい。
As described above, in this structure, the channel current that flows when the voltage is applied when the protection transistor is turned on does not flow in the shortest distance between the source electrode and the drain electrode, but flows in the second direction (gate width direction). After the occurrence of the junction breakdown at the time of turn-on, since the parasitic bipolar transistor is turned on, a snapback phenomenon is observed in which the drain voltage decreases once due to the impedance decrease and then increases again from a certain voltage.
In such a structure that causes the channel current to be bypassed, it is not necessary to separate the drain electrode from the gate electrode in the gate length direction, so the size in the gate length direction (first direction) is small. On the other hand, the gate width direction (second direction) has a necessary gate width, but after the first junction breakdown, the current flows using the entire body region (well). There is no expansion due to the adoption, or even if it is necessary to expand, the amount is much smaller.
本発明によれば、ゲート長方向のトランジスタサイズを拡大することないため占有面積が小さく、所望の耐圧と熱破壊の防止を両立した保護トランジスタを提供することができる。また、本発明によれば、この保護トランジスタを内部回路の保護素子として有する半導体集積回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a protection transistor that has a small occupation area because the transistor size in the gate length direction is not increased, and that achieves both desired breakdown voltage and prevention of thermal breakdown. In addition, according to the present invention, a semiconductor integrated circuit having this protection transistor as a protection element for an internal circuit can be provided.
本発明の実施形態を、Nチャネル型のGGMOSと、その保護回路への適用例によって、以下の手順で図面を参照して説明する。
1.第1の実施の形態:ウェルの有無で耐圧差による電流迂回経路を形成する実施形態である。
2.第2の実施の形態:LDD領域の有無で耐圧差による電流迂回経路を形成する実施形態である。
3.第3の実施の形態:ウェルとLDD領域の有無で耐圧差による電流迂回経路を形成する実施形態である。
4.第4の実施の形態:濃度差で耐圧差を設け、これにより電流迂回経路を形成する実施形態である。
5.変形例
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings in the following procedure by using an N-channel GGMOS and an application example thereof to a protection circuit.
1. First Embodiment: An embodiment in which a current bypass path is formed by a withstand voltage difference with or without a well.
2. Second Embodiment: An embodiment in which a current bypass path is formed by a difference in withstand voltage with or without an LDD region.
3. Third embodiment: An embodiment in which a current bypass path is formed by a difference in breakdown voltage depending on the presence or absence of a well and an LDD region.
4). Fourth Embodiment: An embodiment in which a withstand voltage difference is provided by a concentration difference, thereby forming a current bypass path.
5. Modified example
<1.保護回路の適用例>
図1(A)と図1(B)に、本発明の実施形態に関わる保護素子を用いた保護回路の適用例を示す。
<1. Application example of protection circuit>
1A and 1B show application examples of a protection circuit using a protection element according to an embodiment of the present invention.
図1(A)と図1(B)に図解する保護回路(破線で囲む部分)は、内部回路を保護するための回路であり、本例では1つのNMOSトランジスタから構成されている。保護回路を構成するトランジスタはPMOSトランジスタでもよい。ただし、NMOSトランジスタは電流駆動能力が高いため、保護回路の保護素子として望ましい。
このようなMOS型の保護トランジスタを符号“保護素子TRm”で表記している。以下、保護トランジスタTRmと呼ぶ。
1A and 1B is a circuit for protecting an internal circuit, and in this example, is constituted by one NMOS transistor. The transistor constituting the protection circuit may be a PMOS transistor. However, since the NMOS transistor has a high current drive capability, it is desirable as a protection element of the protection circuit.
Such a MOS-type protection transistor is denoted by a symbol “protection element TRm”. Hereinafter, it is referred to as a protection transistor TRm.
なお、保護トランジスタTRmは内部回路を含む集積回路(IC)に外付けのディスクリート部品でもよいが、ここでは、保護回路と内部回路は共通の半導体基板に集積化されているものとする。よって、この図1(A)と図1(B)に示す構成は、本発明の「半導体集積回路」の一実施例に該当する。また、保護トランジスタTRmは、本発明の「保護トランジスタ」の一実施例に該当する。 The protection transistor TRm may be a discrete component externally attached to an integrated circuit (IC) including an internal circuit. Here, it is assumed that the protection circuit and the internal circuit are integrated on a common semiconductor substrate. Therefore, the configuration shown in FIGS. 1A and 1B corresponds to an example of the “semiconductor integrated circuit” of the present invention. The protection transistor TRm corresponds to an example of the “protection transistor” in the present invention.
保護トランジスタTRmは、そのドレインが電源電圧VDDの供給線に接続され、そのソースが基準電位線(ここではGND線)に接続されている。保護トランジスタTRmのゲートは基準電位線(GND線)に接続されている。このため、かかる接続形態のMOSトランジスタはGG(Gate-Grounded)MOSトランジスタと呼ばれる。
電源電圧VDDの供給線とGND線との間には内部回路が接続されている。このため内部回路は、電源電圧VDDで駆動される。
The drain of the protection transistor TRm is connected to the supply line of the power supply voltage VDD, and the source thereof is connected to the reference potential line (here, GND line). The gate of the protection transistor TRm is connected to a reference potential line (GND line). For this reason, the MOS transistor having such a connection form is called a GG (Gate-Grounded) MOS transistor.
An internal circuit is connected between the supply line of the power supply voltage VDD and the GND line. For this reason, the internal circuit is driven by the power supply voltage VDD.
図1(A)と図1(B)には、符号“I/O”により表記された不図示の入出力回路または入出力端子から、信号の入力線または出力線(以後、総称して信号線と呼ぶ)が内部回路に接続されている。
この信号線にも静電気等に起因したノイズが重畳されることがある。そのため、信号線と電源電圧VDDの供給線との間に、信号線側をアノードとする保護ダイオードD1が接続されている。また、信号線とGND線との間に、GND線側をアノードとする保護ダイオードD2が接続されている。
In FIGS. 1A and 1B, a signal input line or output line (hereinafter collectively referred to as a signal) from an input / output circuit or input / output terminal (not shown) denoted by reference numeral “I / O” is shown. Are called internal lines).
Noise due to static electricity or the like may be superimposed on this signal line. Therefore, a protective diode D1 having the signal line side as an anode is connected between the signal line and the supply line of the power supply voltage VDD. Further, a protection diode D2 having the GND line side as an anode is connected between the signal line and the GND line.
なお、保護ダイオードD1,D2に代えて本発明が適用されたGGMOSトランジスタを追加してもよい。 A GGMOS transistor to which the present invention is applied may be added in place of the protection diodes D1 and D2.
図1(A)は、電源端子に正電荷のサージが入った場合の保護回路の動作説明図を兼ねている。
電源電圧VDDの供給線に、不図示の電源端子等から正電荷のサージが入ると、そのサージによって電源電圧VDDの供給線の電位が上昇する。電源電圧VDDの供給線の電位が内部回路の破壊電圧に達する前に、保護トランジスタTRmがターンオンして導通状態に移行する。そのためサージが、保護トランジスタTRmを通してGND線に逃げる。
FIG. 1A also serves as an explanatory diagram of the operation of the protection circuit when a positive charge surge enters the power supply terminal.
When a positive charge surge enters the supply line of the power supply voltage VDD from a power supply terminal (not shown) or the like, the potential of the supply line of the power supply voltage VDD rises due to the surge. Before the potential of the supply line of the power supply voltage VDD reaches the breakdown voltage of the internal circuit, the protection transistor TRm is turned on and enters a conductive state. Therefore, the surge escapes to the GND line through the protection transistor TRm.
図1(B)は、I/O端子に正電荷のサージが入った場合の保護回路の動作説明図を兼ねている。
I/O端子に正電荷のサージが入ると、保護ダイオードD1が順方向にバイアスされてターンオンし、サージを電源電圧VDDの供給線に流す。次に、電源電圧VDDの供給線が所定の電位に達すると保護トランジスタTRmがターンオンして導通状態に移行する。そのためサージが、保護ダイオードD1と保護トランジスタTRmを通してGND線に逃げる。内部回路の保護のためには、内部回路の入出力の耐圧を超える前に保護ダイオードD1がオンする必要がある。また、内部回路のトランジスタの(ドレイン)耐圧を超える前に、保護トランジスタTRmがオンする必要がある。
これにより、内部回路は、高電圧による破壊を免れる。
FIG. 1B also serves as an explanatory diagram of the operation of the protection circuit when a positive charge surge enters the I / O terminal.
When a positive charge surge enters the I / O terminal, the protection diode D1 is biased in the forward direction and is turned on, causing the surge to flow through the supply line of the power supply voltage VDD. Next, when the supply line of the power supply voltage VDD reaches a predetermined potential, the protection transistor TRm is turned on and shifts to a conductive state. Therefore, the surge escapes to the GND line through the protection diode D1 and the protection transistor TRm. In order to protect the internal circuit, it is necessary to turn on the protective diode D1 before the input / output withstand voltage of the internal circuit is exceeded. In addition, the protection transistor TRm needs to be turned on before exceeding the (drain) breakdown voltage of the transistor in the internal circuit.
As a result, the internal circuit is prevented from being damaged by the high voltage.
以上より、保護トランジスタTRmは、以下の要件を備えている必要がある。
(1)サージによって発生する高電圧や大電流で破壊されない静電破壊耐性を有している。
(2)内部回路の動作電圧より高く、内部回路の破壊電圧より低い電圧でターンオンする。
(3)ターンオン後のインピーダンスが十分低い。
(4)ターンオンしていないときのインピーダンスは十分高い。
As described above, the protection transistor TRm needs to have the following requirements.
(1) Resistant to electrostatic breakdown that is not destroyed by high voltage or large current generated by surge.
(2) Turns on at a voltage higher than the operating voltage of the internal circuit and lower than the breakdown voltage of the internal circuit.
(3) The impedance after turn-on is sufficiently low.
(4) The impedance when not turned on is sufficiently high.
<2.保護トランジスタ構造>
図2は、本発明の実施形態に関わる保護トランジスタの概略的な平面図である。また、図3(A)は、図2のA−A線に沿った概略的な断面図、図3(B)は、図2のB−B線に沿った概略的な断面図である。
図2に図解する保護トランジスタTRmは、図3(A)および図3(B)に示すように、例えば結晶方位面が100のP型シリコン基板である半導体基板1に形成されている。半導体基板1内の表面側に、所望のしきい値電圧や各部の耐圧が得られるように不純物が導入されたP型のウェル(以下、Pウェル2)が形成されている。
Pウェル2の表面には、例えば半導体基板1の表面を熱酸化して得られたSiO2よりなるゲート絶縁膜3が形成されている。
ゲート絶縁膜3の上に、N型またはP型の不純物がドーピングされたポリシリコン等により構成されたゲート電極4が形成されている。
<2. Protection transistor structure>
FIG. 2 is a schematic plan view of a protection transistor according to an embodiment of the present invention. 3A is a schematic cross-sectional view taken along line AA in FIG. 2, and FIG. 3B is a schematic cross-sectional view taken along line BB in FIG.
As shown in FIGS. 3A and 3B, the protection transistor TRm illustrated in FIG. 2 is formed on the
On the surface of the P well 2, for example, a
On the
ゲート電極4は細長いフィンガー部を有する。フィンガー部は最低1本、通常は複数本形成される。図2の平面図では、フィンガー部の1本に対応した部分(またはフィンガー部が単一の場合のトランジスタ全体)を示す。フィンガー部の幅方向の一方側がドレイン、他方側がソースとなる。ここでフィンガー部の幅方向が“ゲート長方向(第1方向)”に該当する。
The
より詳細には、ゲート電極4(フィンガー部)のゲート長方向の一方側に位置するPウェル2部分に、高濃度にN型不純物が導入されてドレイン領域6が形成されている。ゲート電極(フィンガー部)のゲート長方向の他方側に位置するPウェル2部分に、ドレイン領域6と同様に高濃度にN型不純物が導入されてソース領域5が形成されている。
ここで、図2に示されるように、ソース領域5とゲート電極4との距離に比べて、ドレイン領域6とゲート電極4との距離が大きい。このうちソース領域5とゲート電極4との間の領域を、以下、ゲート・ソース間領域REgsと呼ぶ。また、ドレイン領域6とゲート電極4との間の領域を、以下、ゲート・ドレイン間領域REgdと呼ぶ。
More specifically, a
Here, as shown in FIG. 2, the distance between the
ゲート絶縁膜3は、ゲート電極4と同じパターンに加工されていてもよいし、図3(A)および図3(B)に示すようにほぼ全域に残るようにしてもよい。
ゲート絶縁膜3およびゲート電極4の表面を覆って層間絶縁膜11が形成され、層間絶縁膜11の上にソース電極12とドレイン電極13が互いに離間して形成されている。
The
An interlayer insulating
層間絶縁膜11には、ソース領域5とドレイン領域6の一部に達するコンタクトホールが2つ開口されている。ソース領域5の上で層間絶縁膜11が開口する部分を“ドレインコンタクト部”と呼ぶ。ドレインコンタクト部にはシリサイド層10Dが形成され、その上面に対し金属プラグ等を介して、層間絶縁膜11上のドレイン電極13が電気的に接続されている。
一方、ソース領域5の上で層間絶縁膜11が開口する部分を“ソースコンタクト部”と呼ぶ。ソースコンタクト部にはシリサイド層10Sが形成され、その上面に対し金属プラグ等を介して、層間絶縁膜11上のソース電極12が電気的に接続されている。
Two contact holes reaching part of the
On the other hand, a portion where the
以上の構造の平面パターンを説明すると、図2の平面図において、ゲート電極4がy方向(ゲート幅方向;第2方向)に長い短冊状に形成されている。ここでゲート幅方向(第2方向)は、上記ゲート長方向(第1方向;x方向)と直交する方向である。
ゲート電極4のx方向の一方の側に、ゲート・ドレイン間領域REgdを介してドレイン領域6が、ゲート電極4と平行に配置されている。
同様に、ゲート電極4のx方向の他方の側に、ゲート・ソース間領域REgsを介してソース領域5が、ゲート電極4と平行に配置されている。
The planar pattern of the above structure will be described. In the plan view of FIG. 2, the
On one side in the x direction of the
Similarly, the
ドレイン領域6のほぼ中央の一部にシリサイド層10Dが形成されている。図3の構造から、このシリサイド層10Dがドレイン電極13と電気的に等価である。
同様に、ソース領域5のほぼ中央の一部にシリサイド層10Sが形成されている。図3の構造から、このシリサイド層10Sがソース電極12と電気的に等価である。
A
Similarly, a
本実施形態では、この2つのシリサイド層10D,10Sの位置に対応して、ゲート・ドレイン間領域REgdが異なる構造の2つの領域、すなわち第1領域REgd1と第2領域Regd2に区分されていることに特徴がある。
In the present embodiment, the gate-drain region REgd is divided into two regions having different structures corresponding to the positions of the two
より詳細には、前述したようにシリサイド層10Dはドレイン電極13と電気的に等価な導電部位であり、シリサイド層10Sはソース電極12と電気的に等価な導電部位である。本実施形態では、電極と電気的に等価な導電部位は、その電極の一部であるとする。
よって、ソース電極(より厳格にはシリサイド層10S)とドレイン電極(より厳格にはシリサイド層10D)との最短距離部分を含むように第1領域REgd1が配置されていると言える。
More specifically, as described above, the
Therefore, it can be said that the first region REgd1 is disposed so as to include the shortest distance portion between the source electrode (more strictly, the
図2の例では、シリサイド層10D,10Sの各々がx方向の長方形の平面形状を有し、その対向する長辺の一方端同士と他方端同士を結ぶ矩形領域が最短距離領域である。その最短距離領域を一部に含むようにゲート・ドレイン間領域REgdの平面形状が決められている。具体的には、シリサイド層10D,10Sを直線で結ぶ線により区画される上記最短距離境域よりy方向の正側に離れて、ゲート・ドレイン間領域REgd1のy方向の正側端辺EG1が位置している。また、上記最短距離領域よりy方向の負側に離れて、ゲート・ドレイン間領域REgd1のy方向の負側端辺EG2が位置している。
In the example of FIG. 2, each of the silicide layers 10 </ b> D and 10 </ b> S has a rectangular planar shape in the x direction, and a rectangular region connecting one end and the other end of the opposing long sides is the shortest distance region. The planar shape of the gate-drain region REgd is determined so as to partially include the shortest distance region. Specifically, the positive side edge EG1 in the y direction of the gate-drain region REgd1 is located away from the shortest distance boundary region defined by the line connecting the
この第1領域REgd1のy方向の正側端辺EG1と負側端辺EG2にそれぞれ隣接して、2つの第2領域REgd2が配置されている。 Two second regions REgd2 are arranged adjacent to the positive side edge EG1 and the negative side edge EG2 in the y direction of the first region REgd1.
後述するように、ソース電極12の電位を基準として正の電圧(静電気等のサージ電圧)がドレイン電極13に印加される。このドレイン電圧の印加に対して、第2領域REgd2の耐圧が、第1領域REgd1の耐圧より低く設定されている。
この耐圧差は、ドレインの不純物領域分布構造設計(ドレインエンジニアリング)で決められる。耐圧差を設ける方法は、他の実施形態のように種々存在するが、本第1の実施形態では、Pウェル2の有無で耐圧差を設けている。
As will be described later, a positive voltage (surge voltage such as static electricity) is applied to the
This withstand voltage difference is determined by the impurity region distribution structure design (drain engineering) of the drain. There are various methods of providing a withstand voltage difference as in the other embodiments, but in the first embodiment, the withstand voltage difference is provided by the presence or absence of the
図3(A)がゲート・ドレイン間領域REgd2の断面図、図3(B)が第1領域REgd1の断面図である。
第1領域REgd1と第2領域REgd2は、その基板表面部に、いわゆるLDD領域8が設けられている。LDD領域8は、ドレイン領域6より浅く、N型不純物濃度が低い。
但し、図3(A)に示す第2領域REgd2ではLDD領域8の下にPウェル2が存在するが、図3(B)に示す第1領域REgd1ではLDD領域8の下にPウェル2が存在しない。このPウェル2の有無が上記した耐圧差が生じる要因となっている。
3A is a cross-sectional view of the gate-drain region REgd2, and FIG. 3B is a cross-sectional view of the first region REgd1.
In the first region REgd1 and the second region REgd2, a so-called
However, in the second region REgd2 shown in FIG. 3A, the
図2において、楕円Aで囲む部分で接合降伏が生じやすく、この部分が第2領域REgd2の耐圧を決める。また、楕円Bで囲む部分で接合降伏が生じやすく、この部分が第1領域REgd1の耐圧を決める。これらの部分は、図3(A)および図3(B)の断面で見ると分かるように、ドレイン領域6のゲート寄り基板深部側のコーナー部(凸部)で電界集中が起きやすいからである。
この凸部におけるPN接合では、図3(A)の場合、比較的高濃度のPウェル2が隣接しているが、図3(B)の場合、より濃度が低いP型の半導体基板1が隣接する。空乏層は低濃度側に延びるため、同じドレイン電圧の印加時に、図3(B)の構造のほうが、より空乏層厚が大きく、その分、耐圧(接合降伏電圧)も大きなものとなる。
In FIG. 2, junction breakdown is likely to occur at a portion surrounded by an ellipse A, and this portion determines the breakdown voltage of the second region REgd2. Further, junction breakdown is likely to occur in the portion surrounded by the ellipse B, and this portion determines the breakdown voltage of the first region REgd1. This is because, as can be seen from the cross sections of FIGS. 3A and 3B, electric field concentration is likely to occur at the corner portion (convex portion) of the
In the PN junction at this convex portion, in the case of FIG. 3A, a relatively high concentration P well 2 is adjacent, but in the case of FIG. 3B, a P
なお、一例としては、第1領域REgd1(図3(B))の耐圧が50[V]程度、第2領域REgd2(図3(A))の耐圧が30[V]程度になるように構造設計がされる。耐圧を決める構造パラメータとしては、ドレイン領域6およびLDD領域8のN型不純物濃度と深さ、Pウェル2および半導体基板1のP型不純物濃度を挙げることができる。
For example, the first region REgd1 (FIG. 3B) has a breakdown voltage of about 50 [V], and the second region REgd2 (FIG. 3A) has a breakdown voltage of about 30 [V]. Designed. The structural parameters that determine the breakdown voltage include the N-type impurity concentration and depth of the
これに対し、ゲート・ソース間領域REgsは、ゲート幅(y方向)に単一のLDD領域7を介してゲート電極直下のチャネル形成領域(Pウェル2の一部)とソース領域5が接続されている。
なお、通常、LDD領域7はLDD領域8と同時に形成されるため、同じ不純物濃度と深さを有する。
On the other hand, in the gate-source region REgs, the channel formation region (a part of the P well 2) directly below the gate electrode and the
Since the
LDD領域7とLDD領域8は、LDD領域8がドレイン領域6との境界部で電界集中のための凸部を形成する必要があるため、それらの深さはドレイン領域6(及び、これと同時形成されるソース領域5)より浅い。但し、LDD領域7とLDD領域8のN型濃度については、凸部で電界集中が生じる限り、ソース領域5やドレイン領域6と同程度でもよい。これら2つの浅い不純物領域を、LDD領域と呼ばずに、エクステンション領域と呼んでも構わない。
Since the
なお、LDD領域8(およびLDD領域7)の深さとN型濃度は、上記接合降伏がLDD領域8とドレイン領域6の境界付近で発生するときに、LDD領域8の深さ方向全域が空乏化しない。よって、この深さと濃度を、電気的中性領域が基板表面側に抵抗層として残るように設定することが望ましい。接合降伏時にLDD領域8の一部が抵抗層として働くと、その後にLDD領域8でも接合降伏が発生して過熱箇所が分散される点で望ましいからである。
Note that the depth and the N-type concentration of the LDD region 8 (and the LDD region 7) are depleted in the entire depth direction of the
なお、図2および図3には図示していないが、通常、Pウェル2には、P型不純物を高濃度に導入したウェルコンタクト領域が形成され、これによりPウェル2はソースと同電位に固定することが望ましい。後述するように、上記ドレイン側の接合降伏以後は、Pウェル2の電位が上昇して寄生バイポーラ動作を起こすが、Pウェル2を電位固定していたほうが、この寄生バイポーラ動作が安定して生じやすいからである。
Although not shown in FIGS. 2 and 3, normally, a well contact region into which a P-type impurity is introduced at a high concentration is formed in the P well 2, whereby the
前述したように、ドレイン電極13(または、その一部である金属プラグ)に接してシリサイド層10Dが設けられている。図3の場合、金属プラグとほぼ同じ面積でシリサイド層10Dが形成される。このことは、ソース電極12側のシリサイド層10Sでも同様である。
シリサイド層は、シリコンと合金層とを熱反応させて形成されるが、その耐熱性はシリコン自身の耐熱性より低い。
図2に示すパターンレイアウトは、接合耐圧が相対的に低くドレイン端が発熱箇所となる第2領域REgd2を、シリサイド層などの耐熱性が低い部分から離す意図がある。
As described above, the
The silicide layer is formed by thermally reacting silicon and an alloy layer, but its heat resistance is lower than that of silicon itself.
The pattern layout shown in FIG. 2 intends to separate the second region REgd2 whose junction breakdown voltage is relatively low and whose drain end is a heat generating portion from a portion having low heat resistance such as a silicide layer.
なお、シリサイド層がない場合でも、ドレイン電極がシリコンと接触するドレインコンタクト部を過熱すると接触抵抗が大きくなることも考えられる。その意味では、シリサイド層の形成は必須でなく、第2領域REgd2をドレイン電極のコンタクト部から離すことに意味がある。但し、シリサイド層を設けた場合、シリサイド層は特に熱に弱いため、図2のレイアウトは、より大きな意味(効果)を持つ。 Even when there is no silicide layer, the contact resistance may increase when the drain contact portion where the drain electrode is in contact with silicon is overheated. In that sense, formation of the silicide layer is not essential, and it makes sense to separate the second region REgd2 from the contact portion of the drain electrode. However, when a silicide layer is provided, the silicide layer is particularly vulnerable to heat, so the layout of FIG. 2 has a greater meaning (effect).
[ESD動作によるサージ除去]
図2および図3の構造をもつ保護トランジスタTRmにサージが入ったときの各部の作用を、図4〜図11を用いて説明する。なお、ここでは、上記構造の利点(効果)を述べるにあたって、上記構造が採用されていない比較例の構造と動作を用いて比較することで、本発明の適用の効果を明らかにする。
[Surge removal by ESD operation]
The operation of each part when a surge enters the protection transistor TRm having the structure of FIGS. 2 and 3 will be described with reference to FIGS. Here, in describing the advantages (effects) of the above structure, the effects of application of the present invention will be clarified by comparing the operation with the structure of a comparative example that does not employ the above structure.
《第1比較例》
図4は、第1比較例の保護トランジスタの平面図である。図4において、図2と同一構成は同一符号を付している。
図4に示す第1比較例のトランジスタ構造が、図2に示す構造と異なる点は、ゲート電極4とドレイン領域6との間に存在するゲート・ドレイン間領域REgdが、図2で言う第2領域REgd2のみで構成されている点である。その他の構造は、図4と図2で共通する。
<< First Comparative Example >>
FIG. 4 is a plan view of the protection transistor of the first comparative example. In FIG. 4, the same components as those in FIG.
The transistor structure of the first comparative example shown in FIG. 4 is different from the structure shown in FIG. 2 in that the gate-drain region REgd existing between the
図5に、図4のトランジスタ構造を前提としたシミュレーション結果(不純物分布図)を示す。図5を含む本実施形態で用いる不純物分布図では、濃度が高いほど濃い濃淡で不純物濃度の分布を表している。
図5では、図3(A)と同様に、ドレイン領域6、LDD領域7およびLDD領域8がPウェル2の表面部に形成されている。このため、ドレイン領域6のゲート寄り基板深部のコーナー部(凸部)がPウェル2に接している。凸部で接合降伏が発生するが、その箇所、及び、ドレイン領域6やLDD領域8の接合が浅い。これは、Pウェル2は、半導体基板1よりP型不純物濃度が高いことに起因する。
FIG. 5 shows a simulation result (impurity distribution diagram) based on the transistor structure of FIG. In the impurity distribution diagram used in this embodiment including FIG. 5, the higher the concentration, the darker the lighter and darker the impurity concentration distribution is.
In FIG. 5, the
ここで、一例として、濃度や深さの例を示す。
本例では、Pウェル2の濃度(イオン注入ドーズ量)は1E17[atms/cm2]程度、LDD領域8の濃度は1E18[atms/cm2]程度、ドレイン領域6の濃度は1E20[atms/cm2]程度である。また、LDD領域8の深さは0.2[μm]程度、ドレイン領域6の深さは0.4[μm]程度である。ドレイン電極13は、ドレインコンタクト部を介してドレインに電流を流すが、さらに抵抗緩和(接続抵抗低減)のためにシリサイド層10Dが間に入ることも多い。
Here, as an example, an example of density and depth is shown.
In this example, the concentration (ion implantation dose) of the
図6に、ドレイン電極の電位(以下、ドレイン電位Vdrain)とドレイン電流Idrainの関係を示す。この図6のグラフは、図5のシミュレーション構造を前提としてデバイスシミュレーションにより求めた計算例を示している。
この動作計算では、サージ電流を、時間に対してランプ関数的に単調増加する電流源がトランジスタのドレインに接続された場合と等価とみなしている。そのため、実際にドレインに印加する電圧は単調増加させているが、図6の横軸は、そのドレイン印加電圧ではなく、ドレイン印加電圧を増加させたときのドレイン電位に対応する。
ドレイン印加電圧を上げていくと、保護トランジスタTRmはチャネルがオフなので最初は電流が流れず、ドレイン印加電圧に比例してドレイン電位Vdrainだけが増加する。図6では約30[V]まで急激にドレインの電位が立ち上がっている。
FIG. 6 shows the relationship between the drain electrode potential (hereinafter, drain potential Vdrain) and the drain current Idrain. The graph of FIG. 6 shows a calculation example obtained by device simulation based on the simulation structure of FIG.
In this operation calculation, the surge current is regarded as equivalent to the case where a current source that monotonously increases with a ramp function with respect to time is connected to the drain of the transistor. Therefore, although the voltage actually applied to the drain is monotonously increased, the horizontal axis in FIG. 6 corresponds to the drain potential when the drain applied voltage is increased, not the drain applied voltage.
When the drain application voltage is increased, since the channel of the protection transistor TRm is off, no current flows at first, and only the drain potential Vdrain increases in proportion to the drain application voltage. In FIG. 6, the drain potential suddenly rises to about 30 [V].
図6では約30[V]付近で、ドレイン領域6の凸部(LDD領域8との境界付近の基板深部側コーナー部)で接合降伏が発生する。このため、この素子ではドレイン電圧に対する耐圧が30[V]程度である。 In FIG. 6, junction breakdown occurs at a convex portion of the drain region 6 (corner portion on the deep side of the substrate near the boundary with the LDD region 8) in the vicinity of about 30 [V]. For this reason, in this element, the withstand voltage against the drain voltage is about 30 [V].
接合降伏(通常、雪崩降伏)が発生すると、雪崩降伏によって生じた正孔電流がPウェル2中を流れ、ウェル電極(不図示)から取り出される。このとき、Pウェル2中の抵抗成分に正孔電流が流れることによって、ウェル電位が上昇する。
上昇したウェル電位によってソース領域5とPウェル2間のPN接合が順方向にバイアスされる。そのため、ソース領域5からPウェル2に電子が注入されてバイポーラ動作が始まり、ドレイン電圧が減少し、スナップバックが観察される。ドレイン電圧が下がるので、凸部での雪崩降伏による衝突電離は相対的に弱まる。
When a junction breakdown (usually an avalanche breakdown) occurs, a hole current generated by the avalanche breakdown flows through the P well 2 and is taken out from a well electrode (not shown). At this time, the hole potential rises as a hole current flows through the resistance component in the P-
The raised well potential biases the PN junction between the
一方、注入された電子電流は、ソース領域5からドレイン領域6への最短経路に沿って流れ、LDD領域8を通って、ドレイン電極13から取り出される。
On the other hand, the injected electron current flows along the shortest path from the
さらにサージ電流が増加すると、LDD領域8に生じる電圧降下によって、ドレイン領域6の電位が再度、上昇する。その結果、電界が集中するドレイン領域6の凸部で雪崩降伏の臨界電界に達し、接合降伏(雪崩降伏)が凸部再度、強まる。この雪崩降伏で生じた正孔電流は、電位が高いLDD領域8を避けてウェル内を流れてソース電極12から取り出される割合が増える。
この一連のスナップバック動作において、雪崩降伏はドレイン領域6の凸部に集中して起こる。
When the surge current further increases, the potential of the
In this series of snapback operations, avalanche breakdown occurs in a concentrated manner on the convex portion of the
図7は、TCADシミュレーションによる熱分布を求めた図であり、温度が高いほど濃い濃淡で熱分布を表している。
この図7から、ドレイン領域6の端部(ゲート寄り基板深部の凸部)で最も発熱が激しいことが分かる。また、LDD領域8の途中でも一部、接合降伏が生じている。
FIG. 7 is a diagram showing the heat distribution obtained by TCAD simulation. The higher the temperature, the darker the light and darker the heat distribution is.
From FIG. 7, it can be seen that the heat generation is most intense at the end of the drain region 6 (the convex portion at the deep part of the substrate near the gate). In addition, junction breakdown occurs partly in the middle of the
図4のような第1比較例のレイアウトでは、楕円Cで囲む発熱箇所にシリサイド層10Dが近いため、そこでデバイスが破壊される可能性が高い。また、シリサイド層10Dが設けられていない場合でも、ドレイン電極のコンタクト不良が発熱で生じやすい。
特にシリサイド層10Dを設けた場合、シリサイドは耐熱性が低く、シリコンの許容温度が1600[℃]に対して、コバルトシリサイドの許容温度では800[℃]程度である。この許容温度を超えた加熱がされると、コバルトシリサイドが溶けて抵抗が増大するか、破壊されてコンタクトとして不良となる場合もある。
In the layout of the first comparative example as shown in FIG. 4, since the
In particular, when the
ESD保護素子(GGMOS)は、スナップバック後に電流を出来るだけ多く流す必要がある。破壊により電流をこれ以上流せないという限界電流を、一般に、破壊電流It2という。スナップバックと同時か、その後直ぐに破壊電流It2に到達するのでは、ESD保護素子(GGMOS)はサージ除去の役割を果たせない。
第1比較例は、加熱箇所にドレインコンタクトが近いため、破壊電流It2が低いという欠点がある。
The ESD protection element (GGMOS) needs to pass as much current as possible after snapback. The limit current that prevents current from flowing any more due to breakdown is generally referred to as breakdown current It2. The ESD protection element (GGMOS) cannot play the role of surge removal if the breakdown current It2 is reached at the same time as snapback or shortly thereafter.
The first comparative example has a drawback that the breakdown current It2 is low because the drain contact is close to the heating location.
《第2比較例》
第2比較例では、上記第1比較例の欠点を克服する単純な方法として、発熱場所から壊れやすいシリサイドあるいはコンタクト部を離している。
図8に、第2比較例の平面図を示す。
第2比較例が、図4の第1比較例と異なるのは、ドレイン領域6を大きく設け、そのドレインコンタクト部(ここではシリサイド層10D)を、ドレイン領域6のゲート側エッジから離している。
<< Second Comparative Example >>
In the second comparative example, as a simple method for overcoming the drawbacks of the first comparative example, the fragile silicide or contact portion is separated from the heat generating place.
FIG. 8 shows a plan view of the second comparative example.
The second comparative example is different from the first comparative example of FIG. 4 in that the
しかしながら、第2比較例の場合、破壊電流It2を十分大きくとるためには、図8のように、接合降伏が生じるドレインエッジ部(楕円Cの箇所)からドレインコンタクト部(ここではシリサイド層10D)をかなり離す必要があり、デバイス面積が大きくなる不利益がある。
However, in the case of the second comparative example, in order to make the breakdown current It2 sufficiently large, as shown in FIG. 8, the drain contact portion (where the ellipse C is located) where the junction breakdown occurs and the drain contact portion (here, the
前述した特許文献2では、この離す距離をなるべく小さくするため、ドレイン不純物濃度が高い部分と低い部分を交互に設け、接合箇所自身を分散させることで最も加熱するドレインエッジの発熱を抑制する効果を狙っている。
しかし、この場合も、ドレインエッジ部(楕円Cの箇所)が最も加熱することに変わりがなく、その効果は限定的である。なぜなら、前述したようにLDD領域は空乏化により高抵抗化するため、ドレイン電圧の上昇とともにウェル内を電流が流れるようになる割合が増えるからである。
一方、加熱箇所の耐圧を上げれば、破壊電流It2も大きくなるが、それでは本末転倒であり、サージにより内部回路の保護が図れない。
In the above-mentioned
However, also in this case, the drain edge portion (the portion of the ellipse C) remains the most heated, and the effect is limited. This is because, as described above, since the LDD region has a high resistance due to depletion, the rate at which current flows in the well increases as the drain voltage increases.
On the other hand, if the breakdown voltage at the heating location is increased, the breakdown current It2 also increases. However, this is a tip-over, and the surge cannot protect the internal circuit.
以上の、第1比較例と第2比較例のように、所望の適切な耐圧(ターンオン電圧)を得ることと、破壊防止のためにトランジスタサイズが大きくなることとは両立が困難である。 As in the first comparative example and the second comparative example described above, it is difficult to achieve both a desired appropriate breakdown voltage (turn-on voltage) and an increase in transistor size to prevent breakdown.
本発明の実施形態は、その両者の両立を図るために、図2および図3に示す構造を提示している。
具体的な実施に際しては、図2の第2領域REgd2については、図5や図6のシミュレーションに用いた不純物領域の深さや濃度を採用できる。
そのため、この第2領域REgd2に限ると、その耐圧や動作カーブも図5や図6を用いて上記で説明したものとほぼ同等になる。
The embodiment of the present invention presents the structure shown in FIGS. 2 and 3 in order to achieve both.
In specific implementation, the depth and concentration of the impurity region used in the simulations of FIGS. 5 and 6 can be employed for the second region REgd2 of FIG.
Therefore, when limited to the second region REgd2, its breakdown voltage and operation curve are substantially the same as those described above with reference to FIGS.
図9と図10に、図2の第1領域REgd1に関する、電界分布とスナップバック特性図を示す。
この図9と図10は、図4のレイアウト構造において、ゲート・ドレイン間領域REgdの全域を、図2の第1領域REgd1と同様にPウェル2なしとした前提での計算結果である。但し、図9のシミュレーションでは、LDD領域8の直下を含めPウェル2自体を省略している。
FIG. 9 and FIG. 10 show electric field distribution and snapback characteristics regarding the first region REgd1 of FIG.
9 and 10 show the calculation results on the premise that the entire region of the gate-drain region REgd in the layout structure of FIG. 4 does not have the P well 2 as in the first region REgd1 of FIG. However, in the simulation of FIG. 9, the P well 2 itself is omitted including immediately under the
図9を図5と比較すると明らかなように、LDD領域8の直下にPウェル2を設けないとLDD領域8およびドレイン領域6からの接合位置は相対的に深くなる。LDD領域8直下のP型不純物濃度がPウェルを設けた場合より低く空乏層が延びやすいため耐圧が約50[V]程度と高い。また、図10のように、一旦スナップバックしてから再びピークを迎え、その後、ドレイン電位Vdrainが低下することから2度目の雪崩降伏もはっきりと特性から見て取れる。
As is clear from comparison of FIG. 9 with FIG. 5, the junction position from the
図11(B)に、第1実施形態における接合降伏時の電流経路を示す。また、比較のために、図11(A)には、第1比較例における接合降伏時の電流経路を示す。
図2および図3に示す第1実施形態に関わる構造(図11(B))は、50[V]耐圧構造と前記した30[V]耐圧構造のハイブリッドであるが、素子耐圧は低いほうで決まるため、保護トランジスタTRmの耐圧は約30[V]付近となる。これは、図11(B)のように、接合降伏時のドレイン電流Idrainが、耐圧が30[V]程度と低い側を流れるためである。一旦、接合降伏が発生すると、以後は、寄生バイポーラ動作によりウェル内を電流チャネルとする動作に移行するため、50[V]耐圧構造での接合降伏は通常、発生しない。
FIG. 11B shows a current path at the time of junction breakdown in the first embodiment. For comparison, FIG. 11A shows a current path at the time of junction breakdown in the first comparative example.
The structure related to the first embodiment shown in FIG. 2 and FIG. 3 (FIG. 11B) is a hybrid of the 50 [V] breakdown voltage structure and the 30 [V] breakdown voltage structure, but the device breakdown voltage is lower. Therefore, the breakdown voltage of the protection transistor TRm is about 30 [V]. This is because, as shown in FIG. 11B, the drain current Idrain at the breakdown of the junction flows on the low side with a breakdown voltage of about 30 [V]. Once the junction breakdown occurs, thereafter, the operation shifts to the operation in which the well is a current channel by the parasitic bipolar operation. Therefore, the junction breakdown in the 50 [V] breakdown voltage structure usually does not occur.
先にブレークダウンする領域を電流が迂回して流れ、その迂回電流の途中で接合降伏が発生するため、発熱部分とドレイン電極のコンタクト部が離れている。その結果、第1比較例より多量に電流を流すことができ、より高いIt2を確保可能となる。また、第1比較例とほぼ同じ素子の占有面積となり、第2比較例のような面積の増大が回避できる。 The current flows detouring through the first breakdown region, and junction breakdown occurs in the middle of the detour current, so that the heat generating portion and the contact portion of the drain electrode are separated. As a result, a larger amount of current can be flowed than in the first comparative example, and higher It2 can be ensured. Further, the occupied area of the element is almost the same as that of the first comparative example, and an increase in area as in the second comparative example can be avoided.
発熱部分の発熱量は、第1比較例の構造と本実施形態の構造では余り変わらない。
しかし、第1比較例では、耐熱性の低いシリサイドが近くにあって破壊したのに対し、本実施形態では耐熱性の高いシリコンが壊れるまで温度が上がってからデバイス破壊が生じる。
シミュレーションを行なうと、この温度差は、電流にして約10倍の差となる。すなわち、本実施形態のデバイス構造では破壊電流It2が第1比較例の約10倍になる。
The amount of heat generated at the heat generating portion is not much different between the structure of the first comparative example and the structure of the present embodiment.
However, in the first comparative example, a silicide having low heat resistance is nearby and breaks down, whereas in this embodiment, device breakdown occurs after the temperature rises until silicon having high heat resistance breaks.
When a simulation is performed, this temperature difference is about 10 times as a current. That is, in the device structure of the present embodiment, the breakdown current It2 is about 10 times that of the first comparative example.
[製造方法]
次に、保護トランジスタTRmの作製方法を説明する。なお、ウェル形成パターンが異なるのみで、製造方法の概略は既存の手法が適用できる。
高濃度P型シリコンからなる半導体基板1に、Pウェル2を形成するために、低濃度のP型シリコン層をエピタキシャル成長する。このときエピタキシャル成長素子のためのマスク層を予め基板表面に形成しておくことで、Pウェル2の成長箇所を規定できる。本実施形態では、後で第1領域REgd1となる箇所にもマスク層によりエピタキシャル成長を阻止するようにする。
なお、エピタキシャル成長によるパターン精度が不十分な場合は、イオン注入マスクを利用した選択的なイオン注入でウェルを形成してもよい。
[Production method]
Next, a method for manufacturing the protection transistor TRm will be described. It should be noted that existing methods can be applied to the outline of the manufacturing method only in the well formation pattern.
In order to form the P well 2 on the
When the pattern accuracy by epitaxial growth is insufficient, the well may be formed by selective ion implantation using an ion implantation mask.
半導体基板1表面を熱酸化してゲート絶縁膜3を形成する。ゲート絶縁膜3となるシリコン酸化膜の厚さは、同一基板に形成するMOSFETで、所望のゲート耐圧やしきい値電圧が得られるように定める。
続いて、熱CVD法を用いてゲート絶縁膜3の上にポリシリコン層(図示せず)を堆積し、燐(P)イオンをポリシリコン層に高濃度にイオン注入する。
続いて、レジスト(図示せず)を半導体基板全面に塗布した後、光学リソグラフィを行い、ゲートパターンをレジストに転写する。その後、レジストパターンをマスクに反応性イオンエッチングを行い、ポリシリコン層の不要部分を除去する。その後、アッシングによってレジストを除去し、ゲート電極4を得る。
The
Subsequently, a polysilicon layer (not shown) is deposited on the
Subsequently, after applying a resist (not shown) to the entire surface of the semiconductor substrate, optical lithography is performed to transfer the gate pattern to the resist. Thereafter, reactive ion etching is performed using the resist pattern as a mask to remove unnecessary portions of the polysilicon layer. Thereafter, the resist is removed by ashing to obtain the
半導体基板1をレジストで被覆し、光学リソグラフィを行ってゲート電極4からドレイン領域6となる領域までを開口する。続いて、LDD領域7とLDD領域8を形成するための燐(P)イオンを半導体基板1表面に注入する。燐(P)のドーズ量と注入エネルギーは、スルー膜とするゲート絶縁膜3の厚さと、所望のドレイン耐圧に応じて定めればよい。その後、アッシング等によってレジストを除去する。
The
半導体基板1をレジストで被覆し、光学リソグラフィを行ってソース領域5とドレイン領域6の領域を開口する。続いて、砒素(As)イオンと燐(P)イオンを、順次、半導体基板1の表面に注入する。それぞれのイオンのドーズ量と注入エネルギーは、後で形成するソース電極やドレイン電極との間にオーミック接触を形成するに足る表面濃度と、LDD領域8よりも深い接合深さが得られるように定める。その後、レジストを除去する。
The
半導体基板1をレジストで被覆し、光学リソグラフィを行ってウェルコンタクト領域を形成する領域を開口する。続いて、硼素(B)イオン、または弗化硼素(BF2)イオンを半導体基板1の表面に注入する。ドーズ量と注入エネルギーは、後で形成するウェル電極との間にオーミック接触を形成するに足る表面濃度が得られるように定める。その後、レジストを除去する。
The
基板に熱処理を行い、これまでの工程でイオン注入された不純物原子を活性化する。
続いて、基板表面にプラズマCVD法によりSiO2を厚く堆積し、CMPを用いて表面を平坦化し、これにより層間絶縁膜11を得る。
続いて、基板全面にレジスト膜(図示せず)を形成し、光学リソグラフィを行って、ソース領域5、ドレイン領域6、およびウェルコンタクト領域に対して設ける接続孔のパターンをレジスト膜に転写する。その後、反応性イオンエッチングを行って、各部への接続孔を形成する。
The substrate is subjected to a heat treatment to activate the impurity atoms implanted in the steps so far.
Subsequently, SiO 2 is deposited thickly on the surface of the substrate by plasma CVD, and the surface is flattened using CMP, thereby obtaining the
Subsequently, a resist film (not shown) is formed on the entire surface of the substrate, and optical lithography is performed to transfer the pattern of connection holes provided in the
次に、接続孔にシリサイド形成のための合金を埋め込み、熱処理によりシリコンと反応させる。また、タングステンなどの金属をスパッタリングやCVD法によって埋め込み、さらにその上部に、アルミニウムによる配線層を形成する。これにより、ソース電極12、ドレイン電極13、および、ウェル電極14を得る。
Next, an alloy for forming a silicide is buried in the connection hole and reacted with silicon by heat treatment. Further, a metal such as tungsten is buried by sputtering or CVD, and a wiring layer made of aluminum is formed thereon. Thereby, the
以上の方法によって、第1の実施形態に関わる保護トランジスタTRmが得られる。
なお、開始基板は、高濃度P型基板である必要はなく、高抵抗P型基板やN型基板でもよい。
With the above method, the protection transistor TRm according to the first embodiment is obtained.
The starting substrate is not necessarily a high-concentration P-type substrate, and may be a high-resistance P-type substrate or an N-type substrate.
<2.第2の実施の形態>
第1の実施形態では、第1領域REgd1にPウェル2を形成しないことで第2領域REgd2との耐圧差を設けたが、同じ効果は、第1領域REgd1にLDD領域8を設けないことによっても得られる。
<2. Second Embodiment>
In the first embodiment, the P-well 2 is not formed in the first region REgd1 to provide a withstand voltage difference from the second region REgd2. However, the same effect is obtained by not providing the
<3.第3の実施の形態>
第1の実施形態と第2の実施形態とを両方適用することで、ほぼ接合降伏時の電流をほぼ第2領域REgd2に限定することでも、同様な効果が得られる。この場合、バイポーラ動作時の電流は、第1領域REgd1直下の半導体基板1部分を流れる。
<3. Third Embodiment>
By applying both the first embodiment and the second embodiment, the same effect can be obtained by restricting the current at the junction breakdown substantially to the second region REgd2. In this case, the current during the bipolar operation flows through the portion of the
<4.第4の実施の形態>
第1の実施形態では、Pウェル2の有無で耐圧差を設けたが、Pウェル2の濃度で耐圧差を設けてもよい。この場合、図2の第2領域REgd2より第1領域REgd1のウェル濃度を低くする。
<4. Fourth Embodiment>
In the first embodiment, the withstand voltage difference is provided depending on the presence or absence of the P well 2, but the withstand voltage difference may be provided with the concentration of the
以上の第1〜第4の実施形態を総括すると、「第1領域REgd1の表面から基板深さ方向の総不純物量が、第2領域Regd2の表面から基板深さ方向の総不純物量より少ない」ことが本発明の好ましい適用要件となる。 The above first to fourth embodiments are summarized as follows: “The total impurity amount in the substrate depth direction from the surface of the first region REgd1 is smaller than the total impurity amount in the substrate depth direction from the surface of the second region Regd2”. This is a preferable application requirement of the present invention.
<5.変形例>
以上はチャネル導電型がN型のGGMOSを例としたが、P型のGGMOSにも本発明が適用可能である。
その場合に、不純物の導電型、それに伴うキャリア極性、ソースとドレインに対する印加電圧の向き等を、よく知られているように逆にすることで、P型GGMOSの構成と動作について、上述した説明を類推適用可能である。
また、GGMOSのように、ゲートとソース(P型の場合、ドレイン)をショートしなくても、ゲート電位を適切な電位で固定とするようにしてもよい。
<5. Modification>
The above is an example in which the channel conductivity type is GGMOS, but the present invention can also be applied to P-type GGMOS.
In this case, the configuration and operation of the P-type GGMOS are described above by reversing the conductivity type of the impurities, the accompanying carrier polarity, the direction of the applied voltage to the source and drain, etc. as is well known. Can be applied by analogy.
Further, unlike the GGMOS, the gate potential may be fixed at an appropriate potential without short-circuiting the gate and the source (drain in the case of P-type).
なお、半導体基板1というとき、シリコンその他の半導体材料製の基板に限らない。例えば、半導体または半導体以外の材料からなる基板を支持基板として、その基板に半導体層が形成されている場合も、本発明では“半導体基板”の範疇に属するものと定義する。したがって、基板と絶縁分離されたSOI層を有するSOI基板、その他、薄膜トランジスタを形成するための基板を半導体基板としてよい。
The
以上の第1〜第4の実施形態および変形例によれば、GGMOS等を用いた回路のESD保護を行なうに当たり、本手法を用いれば、高いIt2を実現できる。本発明が非適用の第1比較例に対し10倍の破壊電流It2が得られる。また、同じ耐圧および破壊電流It2を得る場合でも、第2比較例より面積の縮小が可能である。 According to the first to fourth embodiments and the modifications described above, high It2 can be realized by using this method when performing ESD protection of a circuit using GGMOS or the like. The breakdown current It2 is 10 times that of the first comparative example to which the present invention is not applied. Even when the same breakdown voltage and breakdown current It2 are obtained, the area can be reduced as compared with the second comparative example.
図12と図13に、30[V]仕様の中耐圧用途の場合と、それより耐圧が低い低耐圧用途の場合において、それぞれ単純にドレイン電極を離す第2比較例との面積の計算例を示す。図12と図13の(A)が第2比較例の寸法図、(B)が第1の実施形態における寸法図である。
図12(B)に示す中高耐圧構造では、同じ中耐圧構造の第2比較例(図12(A))の場合より面積が58[%]と半分近くまで縮小できる。また、図13(B)に示す低耐圧構造では、同じ低耐圧構造の第2比較例(図13(A))の場合より面積が38[%]程度と1/3近くまで縮小できる。
FIGS. 12 and 13 show calculation examples of the area of the second comparative example in which the drain electrode is simply separated in the case of a medium withstand voltage application of 30 [V] and in the case of a low withstand voltage application having a lower withstand voltage. Show. 12A and 13A are dimensional views of the second comparative example, and FIG. 12B is a dimensional view of the first embodiment.
In the medium / high withstand voltage structure shown in FIG. 12 (B), the area can be reduced to almost half of 58 [%] compared to the second comparative example (FIG. 12 (A)) having the same medium withstand voltage structure. Further, in the low breakdown voltage structure shown in FIG. 13B, the area can be reduced to about 1/3, which is about 38 [%], compared with the second comparative example (FIG. 13A) having the same low breakdown voltage structure.
以上のように、本発明の実施形態に拠れば、耐圧および破壊電流It2を実用レベルにすることと、面積増大の抑制あるいは逆に縮小することの両立が可能となる。本発明によって、特にプロセスコストが増大することなく面積が小さくできるため、半導体集積回路への実装に有利な保護トランジスタおよび半導体集積回路の提供が可能となる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, it is possible to make the withstand voltage and the breakdown current It2 at a practical level and to suppress the area increase or to reduce the area. According to the present invention, since the area can be reduced without particularly increasing the process cost, it is possible to provide a protection transistor and a semiconductor integrated circuit that are advantageous for mounting on a semiconductor integrated circuit.
1…半導体基板、2…Pウェル、3…ゲート絶縁膜、4…ゲート電極、5…ソース領域、6…ドレイン領域、7,8…LDD領域、10D,10S…シリサイド層、11…層間絶縁膜、12…ソース電極、13…ドレイン電極、TRm…保護トランジスタ、REgd…ゲート・ドレイン間領域、REgd1…第1領域、REgd2…第2領域
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記ゲート電極のゲート長を規定する第1方向の一方の側で、前記チャネル形成領域に隣接する第2導電型のゲート・ドレイン間領域と、
前記ゲート・ドレイン間領域に対し前記第1方向における前記チャネル形成領域と反対の側で隣接する第2導電型のドレイン領域と、
前記チャネル形成領域の前記第1方向の他方の側に位置する第2導電型のソース領域と、
前記ソース領域と前記ソース領域のそれぞれの上に接するソース電極およびドレイン電極と、
を有し、
前記ゲート・ドレイン間領域が、前記第1方向と平面視で直交する第2方向に互いに隣接する領域として、
前記ソース電極の電位を基準に前記ドレイン電極に印加されるドレイン電圧に対する耐圧が相対的に大きい第1領域と、
前記ドレイン電極からの距離が平面視で前記第1領域より遠く、前記耐圧が相対的に小さい第2領域と
を有する保護トランジスタ。 A gate electrode stacked on a channel formation region of a semiconductor substrate via a gate insulating film;
A gate-drain region of a second conductivity type adjacent to the channel formation region on one side in a first direction defining the gate length of the gate electrode;
A drain region of a second conductivity type adjacent to the gate-drain region on the opposite side of the channel formation region in the first direction;
A second conductivity type source region located on the other side of the channel formation region in the first direction;
A source electrode and a drain electrode in contact with each of the source region and the source region;
Have
The region between the gate and drain is adjacent to each other in a second direction orthogonal to the first direction in plan view,
A first region having a relatively high breakdown voltage with respect to a drain voltage applied to the drain electrode with reference to the potential of the source electrode;
A protection transistor comprising: a second region having a distance from the drain electrode farther than the first region in plan view and a relatively low breakdown voltage.
前記第1領域の前記第2方向の少なくとも一方の側に前記第2領域が隣接配置され、
前記第2領域の前記第1方向の一方の側に前記ドレイン領域が延在している
請求項1に記載の保護トランジスタ。 The first region is disposed so that the distance from the source contact portion where the source region and the source electrode are in contact to the drain contact portion where the drain region and the drain electrode are in contact includes the shortest region,
The second region is disposed adjacent to at least one side of the first region in the second direction;
The protection transistor according to claim 1, wherein the drain region extends on one side of the second region in the first direction.
請求項2に記載の保護トランジスタ。 The protection transistor according to claim 2, wherein a silicide layer is formed on each of the source contact portion and the drain contact portion.
請求項3に記載の保護トランジスタ。 The protection transistor according to claim 3, wherein a total impurity amount in a substrate depth direction from the surface of the first region is smaller than a total impurity amount in a substrate depth direction from the surface of the second region.
前記第2領域となるLDD領域の部分と、前記ソース領域および前記ドレイン領域とが、半導体基板に形成された第1導電型のウェルに形成され、
前記チャネル形成領域は前記ウェルの表面側部分であり、
前記第1領域となるLDD領域の部分は、前記ウェルが形成されていない半導体基板の領域に形成されている
請求項4に記載の保護トランジスタ。 The region between the gate and the drain is an LDD region having a lower impurity concentration of the second conductivity type than the drain region,
The portion of the LDD region to be the second region, the source region and the drain region are formed in a first conductivity type well formed in a semiconductor substrate,
The channel forming region is a surface side portion of the well;
The protection transistor according to claim 4, wherein a portion of the LDD region serving as the first region is formed in a region of a semiconductor substrate where the well is not formed.
前記第1領域は、LDD領域の第2導電型の不純物濃度が前記第2領域より低い
請求項4に記載の保護トランジスタ。 The first region and the second region are LDD regions having a lower impurity concentration of the second conductivity type than the drain region,
The protection transistor according to claim 4, wherein the first region has a lower impurity concentration of the second conductivity type in the LDD region than the second region.
請求項4に記載の保護トランジスタ。 The protection transistor according to claim 4, wherein the protection transistor is a gate grounded MOS transistor that is turned on when a source electrode and the gate electrode are connected to a reference potential line and a voltage higher than a certain voltage is applied to the drain electrode. Transistor.
前記内部回路の端子に一定電圧より大きな電圧が印加されたときにターンオンする保護トランジスタと、
を有し、
前記保護トランジスタは、
半導体基板のチャネル形成領域の上にゲート絶縁膜を介して積層され、前記内部回路の基準電位線に電気的に接続されたゲート電極と、
前記ゲート電極のゲート長方向を規定する第1方向の一方の側で、前記チャネル形成領域に隣接する第2導電型のゲート・ドレイン間領域と、
前記ゲート・ドレイン間領域に対し前記第1方向における前記チャネル形成領域と反対の側に隣接する第2導電型のドレイン領域と、
前記チャネル形成領域の前記第1方向の他方の側に位置する第2導電型のソース領域と、
前記ソース領域の上に接して形成され前記基準電位線に電気的に接続されているソース電極と、
前記ドレイン領域の上に接して形成され前記内部回路の前記端子に電気的に接続されているドレイン電極と、
を有し、
前記ゲート・ドレイン間領域が、前記第1方向と平面視で直交する第2方向に互いに隣接する領域として、
前記ソース電極の電位を基準に前記ドレイン電極に印加されるドレイン電圧に対する耐圧が相対的に大きい第1領域と、
前記ドレイン電極からの距離が平面視で前記第1領域より遠く、前記耐圧が相対的に小さい第2領域と
を有する半導体集積回路。 Internal circuitry,
A protection transistor that turns on when a voltage greater than a certain voltage is applied to a terminal of the internal circuit;
Have
The protection transistor is
A gate electrode stacked on a channel formation region of a semiconductor substrate via a gate insulating film and electrically connected to a reference potential line of the internal circuit;
A gate-drain region of a second conductivity type adjacent to the channel formation region on one side in a first direction defining a gate length direction of the gate electrode;
A drain region of a second conductivity type adjacent to the opposite side of the channel formation region in the first direction with respect to the gate-drain region;
A second conductivity type source region located on the other side of the channel formation region in the first direction;
A source electrode formed on and in contact with the source region and electrically connected to the reference potential line;
A drain electrode formed on and in contact with the drain region and electrically connected to the terminal of the internal circuit;
Have
The region between the gate and drain is adjacent to each other in a second direction orthogonal to the first direction in plan view,
A first region having a relatively high breakdown voltage with respect to a drain voltage applied to the drain electrode with reference to the potential of the source electrode;
A semiconductor integrated circuit comprising: a second region having a distance from the drain electrode farther than the first region in plan view and a relatively low breakdown voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010036365A JP2011171662A (en) | 2010-02-22 | 2010-02-22 | Protective transistor, and semiconductor integrated circuit |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11858682B2 (en) | 2016-07-08 | 2024-01-02 | Roland Andrews | Container opening device, a closure arrangement for a container, and a container |
-
2010
- 2010-02-22 JP JP2010036365A patent/JP2011171662A/en active Pending
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