JP2011170455A - Reference voltage circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、基準電圧回路に関する。 The present invention relates to a reference voltage circuit.
半導体集積回路において、電源電圧変動や温度変動によらない一定の電圧を生成する目的で、バンドギャップ基準電圧回路(バンドギャップリファレンス(BGR)回路ともいう)が利用される。特許文献1には、BGR回路の一例が開示される。
In a semiconductor integrated circuit, a bandgap reference voltage circuit (also referred to as a bandgap reference (BGR) circuit) is used for the purpose of generating a constant voltage independent of power supply voltage fluctuations and temperature fluctuations.
特許文献1に記載のBGR回路は、電源電圧および温度に対して安定した基準電圧Vrefを生成することができるが、温度係数δVref/δTが完全にゼロではなく、用途によっては不十分な場合がある。
The BGR circuit described in
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、温度依存性を改善した基準電圧回路の提供にある。 The present invention has been made in view of the above problems, and one of exemplary objects of an embodiment thereof is to provide a reference voltage circuit with improved temperature dependency.
本発明のある態様は、基準電圧回路に関する。この基準電圧回路は、電源端子と接地端子の間に順に直列にスタックされた第1バンドギャップリファレンス回路および第2バンドギャップリファレンス回路を備える。第1バンドギャップリファレンス回路と第2バンドギャップリファレンス回路はそれぞれ、互いに反対の温度係数を有する第1基準電圧、第2基準電圧を生成するよう構成される。この基準電圧回路は、第1、第2基準電圧の和を出力する。 One embodiment of the present invention relates to a reference voltage circuit. The reference voltage circuit includes a first band gap reference circuit and a second band gap reference circuit that are stacked in series between a power supply terminal and a ground terminal. Each of the first band gap reference circuit and the second band gap reference circuit is configured to generate a first reference voltage and a second reference voltage having opposite temperature coefficients. The reference voltage circuit outputs the sum of the first and second reference voltages.
この態様によると、第1基準電圧と第2基準電圧の温度特性が互いにキャンセルし合うため、温度依存性の小さな基準電圧を生成することができる。 According to this aspect, since the temperature characteristics of the first reference voltage and the second reference voltage cancel each other, a reference voltage having a small temperature dependency can be generated.
第1、第2バンドギャップリファレンス回路は、互いに反対の導電性のバイポーラトランジスタを用いて構成されてもよい。 The first and second band gap reference circuits may be configured using conductive bipolar transistors opposite to each other.
第1、第2バンドギャップリファレンス回路の一方は、第1端子と、第2端子と、第2端子側に設けられた第1ワイドラー型カレントミラー回路と、第1ワイドラー型カレントミラー回路と第1端子の間に設けられた第1負荷回路と、第1負荷回路と第2トランジスタの接続点の電位に応じた第1基準電圧を、第1端子と第2端子の間に発生させる第1出力回路と、を含んでもよい。第1ワイドラー型カレントミラー回路は、NPN型バイポーラトランジスタの第1トランジスタ、第2トランジスタおよび第1エミッタ抵抗を含んでもよい。第1、第2バンドギャップリファレンス回路の他方は、第3端子と、第4端子と、第3端子側に設けられた第2ワイドラー型カレントミラー回路と、第2ワイドラー型カレントミラー回路と第4端子の間に設けられた第2負荷回路と、第2負荷回路と第4トランジスタの接続点の電位に応じた第2基準電圧を、第3端子と第4端子の間に発生させる第2出力回路と、を含んでもよい。第2ワイドラー型カレントミラー回路は、PNP型バイポーラトランジスタの第3トランジスタ、第4トランジスタおよび第2エミッタ抵抗を含んでもよい。 One of the first and second bandgap reference circuits includes a first terminal, a second terminal, a first wider type current mirror circuit provided on the second terminal side, a first wider type current mirror circuit, and a first A first load circuit provided between the terminals and a first output for generating a first reference voltage between the first terminal and the second terminal according to a potential at a connection point between the first load circuit and the second transistor; And a circuit. The first Wideler type current mirror circuit may include a first transistor, a second transistor, and a first emitter resistor of an NPN type bipolar transistor. The other of the first and second bandgap reference circuits includes a third terminal, a fourth terminal, a second Wider type current mirror circuit provided on the third terminal side, a second Wider type current mirror circuit, and a fourth terminal. A second load circuit provided between the terminals, and a second output for generating a second reference voltage between the third terminal and the fourth terminal according to a potential at a connection point between the second load circuit and the fourth transistor. And a circuit. The second Wideler type current mirror circuit may include a third transistor, a fourth transistor, and a second emitter resistor of a PNP type bipolar transistor.
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, and the like are also effective as an aspect of the present invention.
本発明に係る基準電圧回路によれば、温度依存性を改善できる。 The reference voltage circuit according to the present invention can improve temperature dependency.
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。 The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. The embodiments do not limit the invention but are exemplifications, and all features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
In this specification, “the state in which the member A is connected to the member B” means that the member A and the member B are electrically connected in addition to the case where the member A and the member B are physically directly connected. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state.
Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical condition. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state.
図1は、実施の形態に係る基準電圧回路100の構成を示す回路図である。基準電圧回路100は、第1バンドギャップリファレンス回路10、第2バンドギャップリファレンス回路20および電流源30を備える。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a
電流源30、第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20は、電源電圧Vccが印加される電源端子と、接地電圧Vgndが印加される接地端子の間に順に直列にスタックされる。
The current source 30, the first band
第1バンドギャップリファレンス回路10はその両端間に第1基準電圧Vref1を発生させる。第2バンドギャップリファレンス回路20はその両端間に第2基準電圧Vref2を発生させる。第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20はそれぞれ、第1基準電圧Vref1と第2基準電圧Vref2が互いに反対の温度係数を有するように構成される。
The first band
基準電圧回路100は、第1基準電圧Vref1と第2基準電圧Vref2の和(Vref1+Vref2)を、基準電圧Vrefとして出力する。つまり第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20の両端間の電圧を出力する。
The
以上が基準電圧回路100全体の構成である。続いて第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20の具体的な構成を説明する。反対の温度係数を有する基準電圧Vref1、Vref2を生成するために、第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20は、反対の導電性のバイポーラトランジスタを用いて対称に構成される。すなわち、第1バンドギャップリファレンス回路10と第2バンドギャップリファレンス回路20は、互いに天地反転しており、PNP型バイポーラトランジスタ(PチャンネルMOSFET)とNPN型バイポーラトランジスタ(NチャンネルMOSFET)が置換された構成となっている。
The above is the overall configuration of the
第1バンドギャップリファレンス回路10は、第1端子P1、第2端子P2、第1ワイドラー型カレントミラー回路12、第1負荷回路14、第1出力回路16を備える。第1バンドギャップリファレンス回路10は、第1端子P1と第2端子P2の間に、第1基準電圧Vref1を発生する。
The first band
第1ワイドラー型カレントミラー回路12は、第2端子P2側に設けられる。第1ワイドラー型カレントミラー回路12は、NPN型バイポーラトランジスタの第1トランジスタQ1、第2トランジスタQ2および第1エミッタ抵抗Re1を含む。第1トランジスタQ1と第2トランジスタQ2のサイズ比は、1:Nである。
The first wideler type
第1負荷回路14は、第1ワイドラー型カレントミラー回路12と第2端子P2の間に設けられる。具体的に第1負荷回路14は、第1トランジスタQ1の経路上に設けられた第1負荷抵抗RL1と、第2トランジスタQ2の経路上に設けられた第2負荷抵抗RL2と、を含む。なお第1負荷回路14として能動負荷(カレントミラー回路)を用いてもよい。
The
第1出力回路16は、第1負荷回路14と第2トランジスタQ2の接続点N1の電位VN1に応じた第1基準電圧Vref1を、第1端子P1と第2端子P2の間に発生させる。
The
第1出力回路16は、第5トランジスタQ5〜第9トランジスタQ9を含む。第5トランジスタQ5(第1増幅用トランジスタ)のベースには、接続点N1の電圧VN1が入力される。トランジスタQ7〜Q9は、トランジスタQ1、Q2に流れる電流に比例した電流を、第5トランジスタQ5へと供給するバイアス回路として動作する。第6トランジスタ(第1出力トランジスタ)Q6は、そのベースに第5トランジスタQ5のコレクタ電圧を受けるソースフォロア回路である。トランジスタQ6〜Q9は、第5トランジスタQ5の状態に応じた電圧(電流)を出力するバッファ回路とみなすことができる。なお第1出力回路16の構成は図1のそれには限定されない。
The
第2バンドギャップリファレンス回路20は、第3端子P3、第4端子P4、第2ワイドラー型カレントミラー回路22、第2負荷回路24、第2出力回路26を備える。第2バンドギャップリファレンス回路20は、第3端子P3と第4端子P4の間に、第2基準電圧Vref2を発生する。
The second
第2ワイドラー型カレントミラー回路22は第3端子P3側に設けられる。第2ワイドラー型カレントミラー回路22は、PNP型バイポーラトランジスタである第3トランジスタQ3、第4トランジスタQ4および第2エミッタ抵抗Re2を含む。第3トランジスタQ3と第4トランジスタQ4のサイズ比は、1:Nである。
The second Wideler type
第2負荷回路24は、第2ワイドラー型カレントミラー回路22と第4端子P4の間に設けられる。具体的に第2負荷回路24は、第3トランジスタQ3の経路上に設けられた第3負荷抵抗RL3と、第4トランジスタQ4の経路上に設けられた第4負荷抵抗RL4と、を含む。なお第2負荷回路24として能動負荷(カレントミラー回路)を用いてもよい。
The
第2出力回路26は、第1負荷回路14と第4トランジスタQ4の接続点N2の電位VN2に応じた第2基準電圧Vref2を、第3端子P3と第4端子P4の間に発生させる。
The
第2出力回路26は、第10トランジスタQ10〜第14トランジスタQ14を含む。第10トランジスタ(第2増幅用トランジスタ)Q10のベースには、接続点N2の電圧VN2が入力される。トランジスタQ12〜Q14は、トランジスタQ3、Q4に流れる電流に比例した電流を、第10トランジスタQ10へと供給するバイアス回路として動作する。第11トランジスタ(第2出力トランジスタ)Q11は、そのベースに第10トランジスタQ10のコレクタの電圧を受ける。トランジスタQ11〜Q14は、第10トランジスタQ10の状態に応じた電圧(電流)を出力するバッファ回路とみなすことができる。なお第2出力回路26の構成は図1のそれには限定されない。
The
以上が基準電圧回路100の構成である。続いてその動作を説明する。図2は、図1の基準電圧回路100の温度特性を示す図である。横軸は温度であり、上段が第1バンドギャップリファレンス回路10の、中段が第2バンドギャップリファレンス回路20の、下段が基準電圧回路100全体の温度特性を示す。
The above is the configuration of the
第1バンドギャップリファレンス回路10に着目すると、第1トランジスタQ1に流れる電流IQ1は、以下の式(1)で与えられる。
IQ1=VTN・ln(N)/Re1 …(1)
ここでVTNはNPN型バイポーラトランジスタQ1の熱電圧を示す。したがって第1バンドギャップリファレンス回路10が発生する第1基準電圧Vref1は、以下の式(2)で与えられる。
Vref1=VF+IQ1×RL1
=VF+VTN・ln(N)/Re1×RL1 …(2)
ここでVFはバイポーラトランジスタQ1のベースエミッタ間の順方向電圧である。
Focusing on the first band
I Q1 = V TN · ln (N) / Re1 (1)
Here, V TN indicates the thermal voltage of the NPN bipolar transistor Q1. Therefore, the first reference voltage Vref1 generated by the first
Vref1 = V F + I Q1 × RL1
= V F + V TN · ln (N) / Re1 × RL1 (2)
Here V F is the forward voltage between the base emitter of the bipolar transistor Q1.
続いて第2バンドギャップリファレンス回路20に着目すると、第3トランジスタQ3に流れる電流IQ3は、以下の式(3)で与えられる。
IQ3=VTP・ln(N)/Re2 …(3)
ここでVTPはPNP型バイポーラトランジスタQ3の熱電圧を示す。したがって第2バンドギャップリファレンス回路20が発生する第2基準電圧Vref2は、以下の式(4)で与えられる。
Vref2=VF+IQ3×RL3
=VF+VTP・ln(N)/Re2×RL3 …(4)
ここでVFはバイポーラトランジスタQ3のベースエミッタ間の順方向電圧である。
Subsequently, when focusing on the second band
I Q3 = V TP · ln (N) / Re2 (3)
Here, VTP represents the thermal voltage of the PNP bipolar transistor Q3. Therefore, the second reference voltage Vref2 generated by the second band
Vref2 = V F + I Q3 × RL3
= V F + V TP · ln (N) / Re2 × RL3 (4)
Here V F is the forward voltage between the base emitter of the bipolar transistor Q3.
式(2)で与えられる第1基準電圧Vref1は、上に凸の温度依存性を有する。反対に式(2)で与えられる第2基準電圧Vref2は、第1基準電圧Vref1とは反対に下に凸の温度依存性を有する。その結果、第1基準電圧Vref1と第2基準電圧Vref2を足し併せた基準電圧Vrefは、温度に対してフラットな特性を有する。 The first reference voltage Vref1 given by Expression (2) has an upward convex temperature dependency. On the contrary, the second reference voltage Vref2 given by the equation (2) has a temperature dependency that is convex downward, as opposed to the first reference voltage Vref1. As a result, the reference voltage Vref obtained by adding the first reference voltage Vref1 and the second reference voltage Vref2 has a flat characteristic with respect to temperature.
このように、図1の基準電圧回路100によれば、従来よりも温度依存性の小さな基準電圧Vrefを発生することができる。
As described above, the
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。 The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and various modifications may exist in each of those constituent elements, each processing process, and a combination thereof. Hereinafter, such modifications will be described.
第1バンドギャップリファレンス回路10と第2バンドギャップリファレンス回路20の位置は入れかえてもよい。また第1バンドギャップリファレンス回路10および第2バンドギャップリファレンス回路20の構成は図1に示すものには限定されず、当業者であればさまざまな変形例を設計可能である。たとえば実施の形態ではバイポーラトランジスタを用いたバンドギャップリファレンス回路を利用したが、導電型が異なるMOSFETを利用した2つのバンドギャップリファレンス回路をスタックしても、同様の効果を得ることができる。
The positions of the first band
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。 Although the present invention has been described using specific terms based on the embodiments, the embodiments only illustrate the principles and applications of the present invention, and the embodiments are defined in the claims. Many variations and modifications of the arrangement are permitted without departing from the spirit of the present invention.
100…基準電圧回路、30…電流源、10…第1バンドギャップリファレンス回路、P1…第1端子、P2…第2端子、12…第1ワイドラー型カレントミラー回路、14…第1負荷回路、16…第1出力回路、Q1…第1トランジスタ、Q2…第2トランジスタ、Re1…第1エミッタ抵抗、20…第2バンドギャップリファレンス回路、P3…第3端子、P4…第4端子、22…第2ワイドラー型カレントミラー回路、24…第2負荷回路、26…第2出力回路、Q3…第3トランジスタ、Q4…第4トランジスタ、Re2…第2エミッタ抵抗、Vref…基準電圧、Vref1…第1基準電圧、Vref2…第2基準電圧。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記第1バンドギャップリファレンス回路と前記第2バンドギャップリファレンス回路はそれぞれ、互いに反対の温度係数を有する第1基準電圧、第2基準電圧を生成するよう構成され、
前記第1、第2基準電圧の和を出力することを特徴とする基準電圧回路。 A first band gap reference circuit and a second band gap reference circuit stacked in series between a power supply terminal and a ground terminal in order;
The first band gap reference circuit and the second band gap reference circuit are each configured to generate a first reference voltage and a second reference voltage having opposite temperature coefficients,
A reference voltage circuit that outputs a sum of the first and second reference voltages.
第1端子と、
第2端子と、
NPN型バイポーラトランジスタの第1トランジスタ、第2トランジスタおよび第1エミッタ抵抗を含み、前記第2端子側に設けられた第1ワイドラー型カレントミラー回路と、
前記第1ワイドラー型カレントミラー回路と前記第1端子の間に設けられた第1負荷回路と、
前記第1負荷回路と前記第2トランジスタの接続点の電位に応じた第1基準電圧を、前記第1端子と前記第2端子の間に発生させる第1出力回路と、
を含み、
前記第1、第2バンドギャップリファレンス回路の他方は、
第3端子と、
第4端子と、
PNP型バイポーラトランジスタの第3トランジスタ、第4トランジスタおよび第2エミッタ抵抗を含み、前記第3端子側に設けられた第2ワイドラー型カレントミラー回路と、
前記第2ワイドラー型カレントミラー回路と前記第4端子の間に設けられた第2負荷回路と、
前記第2負荷回路と前記第4トランジスタの接続点の電位に応じた第2基準電圧を、前記第3端子と前記第4端子の間に発生させる第2出力回路と、
を含むことを特徴とする請求項2に記載の基準電圧回路。 One of the first and second bandgap reference circuits is
A first terminal;
A second terminal;
A first wider current mirror circuit provided on the second terminal side, including a first transistor, a second transistor and a first emitter resistor of an NPN bipolar transistor;
A first load circuit provided between the first WIDLER type current mirror circuit and the first terminal;
A first output circuit for generating a first reference voltage between the first terminal and the second terminal according to a potential at a connection point between the first load circuit and the second transistor;
Including
The other of the first and second bandgap reference circuits is
A third terminal;
A fourth terminal;
Including a third transistor, a fourth transistor and a second emitter resistor of a PNP-type bipolar transistor, and a second Wideler type current mirror circuit provided on the third terminal side;
A second load circuit provided between the second wideler type current mirror circuit and the fourth terminal;
A second output circuit that generates a second reference voltage between the third terminal and the fourth terminal according to a potential at a connection point between the second load circuit and the fourth transistor;
The reference voltage circuit according to claim 2, further comprising:
そのベースに前記第1負荷回路と前記第2トランジスタの接続点の電位を受けるNPN型の第1増幅用トランジスタと、
前記第1、第2トランジスタに流れる電流に応じた電流を、前記第1増幅用トランジスタに供給する第1バイアス回路と、
そのベースに前記第1増幅用トランジスタのコレクタ電圧を受ける第1出力トランジスタと、
を含み、
前記第2出力回路は、
そのベースに前記第2負荷回路と前記第4トランジスタの接続点の電位を受けるPNP型の第2増幅用トランジスタと、
前記第3、第4トランジスタに流れる電流に応じた電流を、前記第2増幅用トランジスタに供給する第2バイアス回路と、
そのベースに前記第2増幅用トランジスタのコレクタ電圧を受ける第2出力トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項3に記載の基準電圧回路。 The first output circuit includes:
An NPN-type first amplifying transistor receiving at its base the potential of the connection point of the first load circuit and the second transistor;
A first bias circuit for supplying a current corresponding to a current flowing through the first and second transistors to the first amplifying transistor;
A first output transistor receiving at its base a collector voltage of the first amplifying transistor;
Including
The second output circuit includes:
A PNP-type second amplifying transistor receiving at its base the potential of the connection point of the second load circuit and the fourth transistor;
A second bias circuit for supplying a current corresponding to a current flowing through the third and fourth transistors to the second amplifying transistor;
A second output transistor receiving at its base a collector voltage of the second amplifying transistor;
The reference voltage circuit according to claim 3, comprising:
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