JP2011155767A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、商用電源を家電機器などの電源に変換する電源回路の制御技術に関し、さらに詳しく言えば、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply circuit control technique for converting a commercial power supply into a power supply for home appliances, and more particularly to a power supply device having a boost chopper type power factor improvement and harmonic current suppression function.
従来、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置が存在する。この種の電源装置の一例としては、下記特許文献1などが存在する。
Conventionally, there is a power supply device having a boost chopper type power factor improvement and harmonic current suppression function. As an example of this type of power supply apparatus, there is
特許文献1に示された電源装置は、入力電源を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路で負荷の電圧を得る際、昇圧回路のスイッチング素子をスイッチングし、リアクタ( 昇圧チョークコイル) を介して短絡電流を流して力率を改善する。電源装置を制御する制御部は、入力電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成し、そのモデリング波形に追従するように交流電源電圧の半周期の前半のゼロクロス点から所定の回数だけスイッチング素子をオンオフ制御することにより、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることを可能としている。
In the power supply device disclosed in
特許文献1に示された電源装置では、所定の回数だけスイッチングした後は、リアクタのパッシブ動作により入力電流が流れる。入力電流が流れ始めるゼロクロス点のタイミングは、交流電源電圧の半周期の前半のゼロクロス点のタイミングと一致するが、パッシブ動作後の入力電流が流れ終わるゼロクロス点のタイミングは、リアクタインダクタンスに依存し、リアクタインダクタンスが小さいと、交流電源電圧の半周期の後半のゼロクロス点から離れたタイミングとなる。負荷が小さい場合には、入力電流が小さくなるため、この傾向はさらに顕著となり、電源高調波規制をクリアできない虞がある。したがって、軽負荷領域においても電源高調波規制をクリアするためには、リアクタインダクタンスを大きくする必要があり、リアクタを小型化するのが難しい、という問題があった。
In the power supply device disclosed in
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化を可能とする電源装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a power supply apparatus that can further reduce the size of a reactor while clearing power supply harmonic regulations.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング素子により短絡して力率を改善する電源装置において、前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、を備え、前記制御部は、連続する2つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、前記所定のスイッチング動作期間および前記所定のスイッチング動作期間後のパッシブ動作期間を考慮して、最初の前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流が流れ始める前記入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、前記入力電流が流れ終わる前記入力電流のゼロクロス点から次の前記電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるように、前記スイッチング動作を開始するスイッチング開始時間を決定し、前記スイッチング開始時間において前記スイッチング動作を開始させ、前記所定のスイッチング動作期間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention provides a power factor by short-circuiting the AC power supply by a switching element via a reactor when converting the AC power supply into a DC voltage to obtain a load voltage. In a power supply device to be improved, a booster circuit including the switching element, a power supply phase detection circuit for detecting a voltage zero cross point of the AC power supply by detecting a voltage phase of the AC power supply, and detecting an input current of the booster circuit An input current detection unit that performs switching operation of the switching element during a predetermined switching operation period based on the voltage zero cross point and the input current, and the switching element that is output based on a switching pulse output from the control unit. A drive unit that drives, the control unit at two consecutive voltage zero crossing points In consideration of the predetermined switching operation period and the passive operation period after the predetermined switching operation period, the input current at which the input current starts to flow from the first voltage zero-cross point for each half cycle of the AC power supply The switching operation is started so that the first half zero input current period up to the zero cross point of the input current is equal to the second half zero input current period from the zero cross point of the input current at which the input current ends to the next voltage zero cross point. A switching start time is determined, the switching operation is started at the switching start time, and the switching operation is stopped after the predetermined switching operation period has elapsed.
この発明によれば、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化が可能となる、という効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that the reactor can be further reduced in size while the power harmonic regulation is cleared.
以下に、本発明の実施の形態にかかる電源装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a power supply device according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1にかかる電源装置の一構成例を示す図である。実施の形態1にかかる電源装置は、図1に示すように、交流電源1と、交流電源1の一方の端子側に直列に接続したリアクタ(昇圧チョークコイル)3aと、整流回路2と、昇圧回路3と、昇圧回路3により昇圧された出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ11と、負荷4と、交流電源1の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路5と、昇圧回路3の入力電流を検出するための電流センサ(例えばCT)6と、昇圧回路3の入力電流を電流センサ6からの検出信号により検出する入力電流検出部8と、入力電流検出部8による入力電流および電源位相検出回路5による電圧ゼロクロス点の検出結果に基づいて、昇圧回路3を駆動するスイッチングパルス信号を駆動部7に出力する制御部10と、制御部10からの駆動信号により昇圧回路3を駆動する駆動部7とを備えている。
FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the power supply device according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the power supply device according to the first embodiment includes an
昇圧回路3は、リアクタ3aの整流回路2の入力側にアノードが接続されたダイオード3b1と、交流電源1の他方の端子側にアノードが接続されたダイオード3b2と、ダイオード3b1のカソードとダイオード3b2のカソードとの接続点を整流回路2の負端子側に短絡させるスイッチング素子(例えばIGBT;絶縁ゲート形トランジスタ)3cとを備えている。この昇圧回路3は、スイッチング素子3cによってリアクタ3aを介して短絡電流を流すことにより力率を改善する。
The
なお、実施の形態1にかかる電源装置は、図2に示す構成とすることも可能である。図2は、実施の形態1にかかる電源装置の別の一構成例を示す図である。図2に示すように、実施の形態1にかかる電源装置の別の構成例では、リアクタ3aは、整流回路2の正端子側に直列に接続され、昇圧回路3は、リアクタ3aとダイオード3bとが直列に接続され、このリアクタ3aとダイオード3bとの接続点を整流回路2の負端子側に短絡させるスイッチング素子3cが備えられている。
Note that the power supply apparatus according to the first embodiment may be configured as shown in FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating another configuration example of the power supply device according to the first embodiment. As shown in FIG. 2, in another configuration example of the power supply apparatus according to the first embodiment, the
つぎに、実施の形態1にかかる電源装置の制御部10の構成および概略機能について説明する。図3は、実施の形態1にかかる電源装置の制御部の一構成例を示す図である。
Next, the configuration and schematic functions of the
制御部10は、予め所定のスイッチング動作期間Tonが設定されたスイッチング動作期間設定部110と、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作を開始する時間(以下「スイッチング開始時間」という)tdを算出するスイッチング開始時間算出部111と、スイッチング開始時間tdからスイッチング動作期間Tonにおいてスイッチングを許可するスイッチング許可信号を作成するスイッチング許可信号作成部112と、スイッチング許可信号に基づいてスイッチングパルス信号を生成するスイッチングパルス生成部114とを備えている。
The
スイッチングパルス生成部114は、入力電流の波形から所定の高調波成分を低減するためのモデリング波形の電流指令値を算出し、PWM信号として出力する電流指令値算出部113と、このPWM信号からスイッチング許可信号幅の電流指令値を作成する電流指令値作成回路150と、電流指令値と入力電流に対応する電圧とを比較するコンパレータ400と、コンパレータ400の比較結果およびスイッチング許可信号に基づいてスイッチングパルス信号を生成する論理回路500とを備えている。なお、モデリング波形の電流指令値の算出方法については、本願出願人の特開2007−129849号公報に係る電源装置と同様の制御を行うものとし、本願発明の一部に加えるものとする。
The
つぎに、実施の形態1にかかる電源装置のスイッチング制御について、図4および図5を参照して説明する。図4は、実施の形態1にかかる電源装置のスイッチング制御を説明するための図である。 Next, switching control of the power supply device according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 4 and 5. FIG. 4 is a diagram for explaining switching control of the power supply device according to the first embodiment.
実施の形態1にかかる電源装置では、電源電圧の半周期における最初の電圧ゼロクロス点から入力電流が流れ始める入力電流のゼロクロス点までの期間(以下「前半零入力電流期間Td」という)と、スイッチング動作後のリアクタ3aのパッシブ動作により入力電流が流れ終わる入力電流のゼロクロス点から上述した半周期における次の電圧ゼロクロス点までの期間(以下「後半零入力電流期間To」という)とが等しくなるように、スイッチング開始時間tdを制御する。
In the power supply device according to the first embodiment, the period from the first voltage zero cross point in the half cycle of the power supply voltage to the zero cross point of the input current at which the input current starts to flow (hereinafter referred to as “first half zero input current period Td”), switching The period from the zero-cross point of the input current at which the input current ceases to flow due to the passive operation of the
図4(a)および図4(b)の上図は、電源電圧波形を示している。図4(a)の下図は、電圧ゼロクロス点からスイッチング動作を開始した場合の入力電流波形(以下「波形A」という)を示す図であり、図4(b)の下図は、実施の形態1にかかる電源装置のスイッチング制御を適用した場合の入力電流波形(以下「波形B」という)を示す図である。 4A and 4B show the power supply voltage waveform. The lower diagram of FIG. 4A is a diagram showing an input current waveform (hereinafter referred to as “waveform A”) when the switching operation is started from the voltage zero cross point, and the lower diagram of FIG. 4B is the first embodiment. It is a figure which shows the input electric current waveform (henceforth "the waveform B") at the time of applying the switching control of the power supply device concerning.
図4(a)に示すように、波形Aでは、入力電流波形が全体的に前にシフトし、波形の形状が略正弦波形状を呈していない。一方、波形Bでは、TdとToとがほぼ等しくなるように制御しているため、波形の形状が略正弦波形状を呈している。 As shown in FIG. 4A, in the waveform A, the input current waveform is entirely shifted forward, and the shape of the waveform does not exhibit a substantially sine wave shape. On the other hand, since the waveform B is controlled so that Td and To are substantially equal, the waveform has a substantially sinusoidal shape.
図5は、入力電流に含まれる高調波電流特性を示す図である。横軸は、高調波次数を示し、縦軸は、高調波電流値を示している。各高調波次数において、左側の棒グラフが波形Aの場合の高調波電流を示しており、右側の棒グラフが波形Bの場合の高調波電流を示している。 FIG. 5 is a diagram illustrating the harmonic current characteristics included in the input current. The horizontal axis indicates the harmonic order, and the vertical axis indicates the harmonic current value. In each harmonic order, the left bar graph indicates the harmonic current in the case of the waveform A, and the right bar graph indicates the harmonic current in the case of the waveform B.
図5に示すように、波形Aと波形Bとを比較すると、3次高調波電流の値は、波形Bの方が大きくなっているが、5次高調波電流の値は、波形Bの方が小さくなっている。電源高調波規制は、高次の高調波に対してより厳しい条件となっており、特に5次高調波電流において電源高調波規制をクリアするためには、波形Bのように略正弦波の形状を呈している方が有利であることを示している。 As shown in FIG. 5, when comparing waveform A and waveform B, the value of the third harmonic current is larger in waveform B, but the value of the fifth harmonic current is larger in waveform B. Is getting smaller. The power supply harmonic regulation is a stricter condition for higher harmonics. In particular, in order to clear the power supply harmonic regulation in the fifth harmonic current, the shape of a substantially sine wave as shown by the waveform B It is shown that it is more advantageous to present.
図6は、前半零入力電流期間と後半零入力電流期間との比に対する5次高調波評価指数の一例を示す図である。図6において、横軸は、Td/Toの値を示し、縦軸は、5次高調波評価指数Ynを示している。ここで、高調波評価指数とは、高調波電流の規格値に対する達成度を示し、Yn<100%であれば、電源高調波規制(IEC61000−3−2)を満たすことを示している。図6において、リアクタインダクタンスを変えた3つのグラフを示している。この中で、一点鎖線で示したグラフは、リアクタインダクタンスが大きい場合(例えば、インダクタンス=12mH)の例であり、実線で示したグラフは、リアクタインダクタンスが小さい場合(例えば、インダクタンス=3mH)の例を示している。点線で示したグラフは、リアクタインダクタンスがこれらの中間(例えば、インダクタンス=6mH)である場合の例である。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a fifth-order harmonic evaluation index with respect to the ratio between the first half quiescent current period and the second half quiescent current period. In FIG. 6, the horizontal axis indicates the value of Td / To, and the vertical axis indicates the fifth harmonic evaluation index Yn. Here, the harmonic evaluation index indicates the degree of achievement of the harmonic current with respect to the standard value, and if Yn <100%, it indicates that the power supply harmonic regulation (IEC61000-3-2) is satisfied. FIG. 6 shows three graphs with different reactor inductances. Among these, the graph shown by the one-dot chain line is an example when the reactor inductance is large (for example, inductance = 12 mH), and the graph shown by the solid line is an example when the reactor inductance is small (for example, inductance = 3 mH). Is shown. The graph shown by the dotted line is an example in the case where the reactor inductance is between these (for example, inductance = 6 mH).
また、図6において、図4の波形A、すなわち、電圧ゼロクロス点からスイッチング動作を開始した場合は、Td/To=0となる。リアクタインダクタンスが大きい場合には(図6中の一点鎖線で示したグラフ)、Td/To=0であってもYn<100%を満たし電源高調波規制をクリアしているが、リアクタインダクタンスが小さくなると(図6中の点線および実線で示したグラフ)、電源高調波規制を満たせなくなることが分かる。これは、リアクタインダクタンスが小さい場合、1回のスイッチングでリアクタに蓄えられるエネルギーが小さくなってパッシブ動作期間が短くなり、この結果、高調波が少ない略正弦波形状の波形からずれてしまうためである。 In FIG. 6, when the switching operation is started from the waveform A in FIG. 4, that is, the voltage zero cross point, Td / To = 0. When the reactor inductance is large (a graph indicated by a one-dot chain line in FIG. 6), even if Td / To = 0, Yn <100% is satisfied and the power harmonic regulation is cleared, but the reactor inductance is small. Then (a graph indicated by a dotted line and a solid line in FIG. 6), it is understood that the power supply harmonic regulation cannot be satisfied. This is because when the reactor inductance is small, the energy stored in the reactor is reduced by one switching and the passive operation period is shortened. As a result, the waveform deviates from a substantially sinusoidal waveform with few harmonics. .
一方、図6に示すように、5次高調波電流が最も小さくなるのは、Td/To=1付近である。したがって、実施の形態1にかかる電源装置では、Td/To=1、すなわち、図4(b)の波形Bに示すように、前半零入力電流期間Tdと後半零入力電流期間Toが等しくなるようにスイッチング開始時間tdを制御することにより、電源高調波規制をクリアしつつ、リアクタインダクタンスを小さくすることができる。より具体的には、図6中の点線で示すグラフのように、Td/Toの値が0.55〜2.20の範囲内となるようにスイッチング開始時間tdを制御し、5次高調波評価指数Ynの値が100%以下となるようにする。なお、より好ましくは、Td/Toの値が0.70〜1.60の範囲内となるようにスイッチング開始時間tdを制御し、5次高調波評価指数Ynの値が80%以下となるようにすれば、電源高調波規制の5次高調波電流の規制値に対するマージンを確保することができる。このため、本実施の形態では、インダクタンスが6mHのリアクタを採用している。なお、200V系の電源を入力し、リアクタのスイッチングを行う電源装置を備えた一般的な家庭用エアコンでは、インダクタンスが12mH以上のリアクタが用いられおり、本実施の形態にかかる電源装置を用いない場合、インダクタンスが10mH以下のリアクタで電源高調波規制をクリアすることは困難であった。 On the other hand, as shown in FIG. 6, the fifth harmonic current is the smallest in the vicinity of Td / To = 1. Therefore, in the power supply device according to the first embodiment, Td / To = 1, that is, as shown in the waveform B of FIG. 4B, the first half zero input current period Td and the second half zero input current period To are equal. By controlling the switching start time td, the reactor inductance can be reduced while the power harmonic regulation is cleared. More specifically, the switching start time td is controlled so that the value of Td / To falls within the range of 0.55 to 2.20 as shown by the dotted line in FIG. The value of the evaluation index Yn is set to 100% or less. More preferably, the switching start time td is controlled so that the value of Td / To is within the range of 0.70 to 1.60, and the value of the fifth harmonic evaluation index Yn is 80% or less. By doing so, it is possible to secure a margin for the regulation value of the fifth harmonic current of the power supply harmonic regulation. For this reason, in this embodiment, a reactor having an inductance of 6 mH is employed. In addition, in a general home air conditioner having a power supply device that inputs a 200V power supply and performs switching of the reactor, a reactor having an inductance of 12 mH or more is used, and the power supply device according to the present embodiment is not used. In this case, it was difficult to clear the power harmonic regulation in a reactor having an inductance of 10 mH or less.
つぎに、実施の形態1にかかる電源装置の動作について、図1〜図3および図7を参照して説明する。図7は、実施の形態1にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図7(a)は、交流電源1の電源電圧波形を示し、図7(b)は、入力電流波形を示し、図7(c)は、電源位相検出回路5から出力される電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図7(d)は、スイッチング開始時間算出部111から出力されるスイッチング開始信号のタイミングを示し、図7(e)は、スイッチング許可信号作成部112から出力されるスイッチング許可信号のタイミングを示している。
Next, the operation of the power supply apparatus according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 3 and FIG. FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the power supply apparatus according to the first embodiment. 7A shows a power supply voltage waveform of the
電源位相検出回路5は、交流電源1の電圧位相を検出して電圧ゼロクロス点を検出し、電圧ゼロクロス点検出信号を制御部10に出力する(図7(c)参照)。入力電流検出部8は、電流センサ6からの検出信号により昇圧回路3の入力電流を検出して制御部10に出力する。
The power source
制御部10のスイッチング動作期間設定部110は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Tonを出力する。なお、スイッチング動作時間設定部110は、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Tonを算出するようにしてもよい。
The switching operation
スイッチング開始時間算出部111は、電圧ゼロクロス点の時間を0としたスイッチング開始時間tdを、例えば次式(1)により求める。
td=−aI+b・・・(1)
The switching start
td = −aI + b (1)
(1)式において、Iは入力電流の実効値、a,bは正の定数である。(1)式により、入力電流の増加とともにスイッチング開始時間tdを小さく、つまり、スイッチング開始を早める。定数aおよび定数bの値は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Tonおよびパッシブ動作期間を考慮して、前半零入力電流期間Td=後半零入力電流期間Toとなるように設定される。なお、Iの値は、入力電流の平均値であってもよい。また、定数aおよび定数bの値は、スイッチング動作期間設定部110において、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Tonを算出し、算出したスイッチング動作期間Tonに基づいて、算出するようにしてもよい。あるいは、入力電流に対応したスイッチング開始時間tdを予め決定してテーブル化しておき、検出した入力電流の値によりスイッチング開始時間tdを抽出するようにしてもよい。
In the formula (1), I is an effective value of the input current, and a and b are positive constants. According to the equation (1), the switching start time td is reduced as the input current increases, that is, the switching start is advanced. The values of the constant a and the constant b are set such that the first half zero input current period Td = the second half zero input current period To in consideration of a predetermined switching operation period Ton and passive operation period set in advance. The value of I may be an average value of input current. In addition, the values of the constant a and the constant b are calculated by the switching operation
スイッチング開始時間算出部111は、(1)式により求めたスイッチング開始時間tdにスイッチング開始信号を出力する(図7(d)参照)。なお、電圧ゼロクロス点検出信号が入力されてからスイッチング開始信号を出力するまでの期間が、前半零入力電流期間Tdとなる。
The switching start
スイッチング許可信号作成部112は、スイッチング開始時間tdにおいてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Tonが経過するまでの期間、スイッチング素子3cのスイッチング動作を許可するスイッチング許可信号を作成して出力する(図7(e)参照)。
The switching permission
スイッチングパルス生成部114は、スイッチング許可信号が出力されている期間、スイッチングパルス信号を生成して駆動部7に出力する。
The switching
以上のように、実施の形態1の電源装置によれば、電圧ゼロクロス点から入力電流が流れ始める入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、スイッチング動作後のリアクタのパッシブ動作により入力電流が流れ終わる入力電流のゼロクロス点から次の半周期の電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるようにスイッチング制御を行うようにしたので、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化が可能となる。 As described above, according to the power supply device of the first embodiment, the input current is determined by the first half zero input current period from the voltage zero cross point to the zero cross point of the input current at which the input current starts to flow, and the passive operation of the reactor after the switching operation. Since the switching control is performed so that the second half zero input current period from the zero cross point of the input current where the current flows to the voltage zero cross point of the next half cycle becomes equal, the power harmonic regulation is cleared and further The reactor can be downsized.
また、前半零入力電流期間の後半零入力電流期間に対する比率が0.55〜2.20の範囲内となるようにスイッチング制御を行うことにより、リアクタインダクタンスの選定が容易となる。 Further, by performing switching control so that the ratio of the first half quiescent current period to the second half quiescent current period is in the range of 0.55 to 2.20, the selection of the reactor inductance is facilitated.
また、入力電流の実効値あるいは平均値の増加とともにスイッチング開始時間を早くし、入力電流の実効値あるいは平均値の減少とともにスイッチング開始時間を遅らせるようにしたので、入力電流の実効値あるいは平均値に追従して上記スイッチング制御を行うことができる。 In addition, since the switching start time is advanced as the effective value or average value of the input current increases and the switching start time is delayed as the effective value or average value of the input current decreases, the effective value or average value of the input current is reduced. The above switching control can be performed following the above.
実施の形態2.
実施の形態2では、電源電圧の半周期の前半期間のスイッチング動作に加えて、電源電圧の半周期の後半期間にもスイッチング動作を行うことにより、前半零入力電流期間Tdおよび後半零入力電流期間Toを短くし、力率を改善する例について説明する。
In the second embodiment, in addition to the switching operation in the first half period of the half cycle of the power supply voltage, the switching operation is also performed in the second half period of the half cycle of the power supply voltage, so that the first half zero input current period Td and the second half zero input current period An example of shortening To and improving the power factor will be described.
図8は、実施の形態2にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図8(a)は、交流電源1の電源電圧波形を示し、図8(b)は、入力電流波形を示し、図8(c)は、電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図8(d)は、スイッチング開始信号のタイミングを示し、図8(e)は、スイッチング許可信号のタイミングを示している。なお、実施の形態2にかかる電源装置の構成は、実施の形態1と同一であるので、詳細な説明は省略する。
FIG. 8 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device according to the second embodiment. 8A shows the power supply voltage waveform of the
実施の形態2にかかる電源装置では、スイッチング開始時間算出部111は、電圧ゼロクロス点の時間を0としたスイッチング開始時間td1およびスイッチング再開時間td2を、例えば次式(2),(3)により求める。
td1=−cI+d・・・(2)
td2=eI+f・・・(3)
In the power supply apparatus according to the second embodiment, the switching start
td1 = −cI + d (2)
td2 = eI + f (3)
(2),(3)式において、Iは入力電流の実効値、c,d,e,fは正の定数である。(2)式により、入力電流の増加とともにスイッチング開始時間td1を早くし、(3)式により、入力電流の増加とともに後半スイッチング再開時間td2を遅らせる。各定数c,d,e,fの値は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Tonおよびパッシブ動作期間を考慮して、前半零入力電流期間Td=後半零入力電流期間Toとなるように、かつ、電源電圧の半周期の前半期間のスイッチング動作後のパッシブ動作期間において電源電圧の半周期の後半期間のスイッチング動作が開始されるように設定される。なお、Iの値は、実施の形態1と同様に、入力電流の平均値であってもよい。また、各定数c,d,e,fの値は、スイッチング動作期間設定部110において、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Tonを算出し、実施の形態1と同様に、算出したスイッチング動作期間Tonに基づいて、算出するようにしてもよい。あるいは、実施の形態1と同様に、入力電流に対応したスイッチング開始時間tdを予め決定してテーブル化しておき、検出した入力電流の値によりスイッチング開始時間tdを抽出するようにしてもよい。
In equations (2) and (3), I is an effective value of the input current, and c, d, e, and f are positive constants. According to equation (2), the switching start time td1 is advanced as the input current increases, and according to equation (3), the latter half switching resumption time td2 is delayed as the input current increases. The values of the constants c, d, e, and f are set so that the first half zero input current period Td = the second half zero input current period To in consideration of a predetermined switching operation period Ton and a passive operation period set in advance. In addition, the switching operation in the second half period of the half cycle of the power supply voltage is started in the passive operation period after the switching operation in the first half period of the half cycle of the power supply voltage. Note that the value of I may be an average value of the input current, as in the first embodiment. In addition, the values of the constants c, d, e, and f are calculated by the switching operation
スイッチング開始時間算出部111は、(2)式により求めたスイッチング開始時間td1、および(3)式により求めたスイッチング再開時間td2にスイッチング開始信号を出力する(図8(d)参照)。なお、本実施の形態では、td1およびtd2で開始されるスイッチング動作期間Tonは、それぞれ同じ値としているが、異なる値を用いてもよい。
The switching start
スイッチング許可信号作成部112は、スイッチング開始時間td1においてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Tonが経過するまでの期間、およびスイッチング再開時間td2においてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Tonが経過するまでの期間、スイッチング素子3cのスイッチング動作を許可するスイッチング許可信号を作成して出力する(図8(e)参照)。
The switching permission
以上のように、実施の形態2の電源装置によれば、電源電圧の半周期の前半期間に加えて、電源電圧の半周期の後半期間にもスイッチングを行うようにしたので、実施の形態1の効果に加えて、力率を改善することが可能となる。 As described above, according to the power supply device of the second embodiment, switching is performed in the second half period of the half cycle of the power supply voltage in addition to the first half period of the half cycle of the power supply voltage. In addition to the effect, it becomes possible to improve the power factor.
実施の形態3.
実施の形態1では、入力電流の実効値あるいは平均値に応じて前半零入力電流期間Td=後半零入力電流期間Toとなるスイッチング開始時間tdを算出し、スイッチング開始時間tdが経過後にスイッチング開始信号を出力する例を示したが、例えば負荷変動により急激に入力電流が変動した場合には、前半零入力電流期間Tdと後半零入力電流期間Toとのバランスが崩れて高調波電流が増加する可能性がある。したがって、実施の形態3では、スイッチング制御対象期間の直前の半周期における前半零入力電流期間Tdと後半零入力電流期間Toとの平均値を算出してスイッチング開始時間tdを算出する例について説明する。
In the first embodiment, the switching start time td in which the first half quiescent current period Td = the second half quiescent current period To is calculated according to the effective value or average value of the input current, and the switching start signal after the switching start time td has elapsed. In the case where the input current fluctuates rapidly due to load fluctuation, for example, the balance between the first half quiescent current period Td and the second half quiescent current period To may be lost, and the harmonic current may increase. There is sex. Therefore, in the third embodiment, an example in which the switching start time td is calculated by calculating the average value of the first half quiescent current period Td and the second half quiescent current period To in the half cycle immediately before the switching control target period will be described. .
図9は、実施の形態3にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図9(a)は、交流電源1の電源電圧波形を示し、図9(b)は、入力電流波形を示し、図9(c)は、電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図9(d)は、スイッチング開始信号のタイミングを示し、図9(e)は、スイッチング許可信号のタイミングを示している。なお、実施の形態3にかかる電源装置の構成は、実施の形態1および2と同一であるので、詳細な説明は省略する。
FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device according to the third embodiment. 9A shows the power supply voltage waveform of the
実施の形態3にかかる電源装置では、スイッチング開始時間算出部111は、電源電圧の半周期毎に、パッシブ動作後の入力電流のゼロクロス点を検出してカウントを開始し、次半周期の電圧ゼロクロス点検出信号が入力された時点でカウントを停止する。
In the power supply device according to the third embodiment, the switching start
このカウントした期間を直前の半周期における後半零入力電流期間Toとして、直前の半周期における電圧ゼロクロス点からスイッチング開始時間tdまでの期間、すなわち、前半零入力電流期間Tdとの平均を算出し、この平均値(Td+To)/2をスイッチング制御対象期間の前半零入力電流期間Td’として、スイッチング開始時間td’を算出する(図9参照)。 The counted period is defined as the latter half zero input current period To in the immediately preceding half cycle, and the average of the period from the voltage zero cross point to the switching start time td in the immediately preceding half cycle, that is, the former half zero input current period Td is calculated. Using this average value (Td + To) / 2 as the first half quiescent current period Td ′ of the switching control target period, the switching start time td ′ is calculated (see FIG. 9).
これにより、急激に入力電流が変動した場合でも、前半零入力電流期間Td’と後半零入力電流期間To’とが等しくなるように制御することができる。 Thereby, even when the input current fluctuates abruptly, the first half quiescent current period Td 'and the second half quiescent current period To' can be controlled to be equal.
なお、スイッチング開始時間td’の算出に用いるTdおよびToの値は、スイッチング制御対象期間の直前あるいは数サイクル程度前の半周期における値であるのが好ましいが、スイッチング開始時間td’を算出するマイクロコンピュータ等の処理速度によっては、数十サイクルあるいはそれ以前の半周期の値であってもよい。 Note that the values of Td and To used for calculating the switching start time td ′ are preferably values immediately before the switching control target period or in a half cycle about several cycles before. Depending on the processing speed of a computer or the like, it may be a value of a half cycle of several tens of cycles or earlier.
以上のように、実施の形態3の電源装置によれば、スイッチング制御対象期間の直前の半周期における前半零入力電流期間と後半零入力電流期間との平均値を算出してスイッチング制御対象期間のスイッチング開始時間を算出するようにしたので、急激に入力電流が変動した場合でも、高調波電流を抑制することができる。 As described above, according to the power supply device of the third embodiment, the average value of the first half quiescent current period and the second half quiescent current period in the half cycle immediately before the switching control target period is calculated to calculate the switching control target period. Since the switching start time is calculated, the harmonic current can be suppressed even when the input current fluctuates rapidly.
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。 Note that the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
以上のように、本発明にかかる電源装置は、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化ができる発明として有用である。 As described above, the power supply device according to the present invention is useful as an invention that can further reduce the size of the reactor while clearing the power harmonic regulation.
1 交流電源
2 整流回路
3 昇圧回路
3a リアクタ
3b,3b1,3b2 ダイオード
3c スイッチング素子
4 負荷
5 電源位相検出回路
6 電流センサ
7 駆動部
8 入力電流検出部
10 制御部
11 平滑コンデンサ
110 スイッチング動作期間設定部
111 スイッチング開始時間算出部
112 スイッチング許可信号作成部
113 電流指令値算出部
114 スイッチングパルス生成部
150 電流指令値作成回路
400 コンパレータ
500 論理回路
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、
前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、
前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、
前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、
前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、連続する2つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、前記所定のスイッチング動作期間および前記所定のスイッチング動作期間後のパッシブ動作期間を考慮して、最初の前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流が流れ始める前記入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、前記入力電流が流れ終わる前記入力電流のゼロクロス点から次の前記電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるように、前記スイッチング動作を開始するスイッチング開始時間を決定し、前記スイッチング開始時間において前記スイッチング動作を開始させ、前記所定のスイッチング動作期間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする電源装置。 When converting the AC power source into a DC voltage to be a load voltage, the AC power source is short-circuited by a switching element through a reactor to improve the power factor,
A booster circuit including the switching element;
A power supply phase detection circuit for detecting a voltage zero cross point of the AC power supply by detecting a voltage phase of the AC power supply;
An input current detector for detecting an input current of the booster circuit;
Based on the voltage zero-crossing point and the input current, a control unit for switching the switching element in a predetermined switching operation period;
A drive unit that drives the switching element based on a switching pulse output from the control unit;
With
The control unit considers the predetermined switching operation period and the passive operation period after the predetermined switching operation period for each half cycle of the AC power source indicated by two successive voltage zero cross points, The first half zero input current period from the voltage zero cross point to the zero cross point of the input current where the input current begins to flow, and the second half zero input from the zero cross point of the input current where the input current ends to the next voltage zero cross point A switching start time for starting the switching operation is determined so that the current period is equal, the switching operation is started at the switching start time, and the switching operation is stopped after the predetermined switching operation period has elapsed. A power supply device characterized by that.
前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、
前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、
前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、
前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、
前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、連続する2つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、前記所定のスイッチング動作期間および前記所定のスイッチング動作期間後のパッシブ動作期間を考慮して、最初の前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流が流れ始める前記入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間の、前記入力電流が流れ終わる前記入力電流のゼロクロス点から次の前記電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間に対する比率が、0.55〜2.20の範囲内となるように、前記スイッチング動作を開始するスイッチング開始時間を決定し、前記スイッチング開始時間において前記スイッチング動作を開始させ、前記所定のスイッチング動作期間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする電源装置。 When converting the AC power source into a DC voltage to be a load voltage, the AC power source is short-circuited by a switching element through a reactor to improve the power factor,
A booster circuit including the switching element;
A power supply phase detection circuit for detecting a voltage zero cross point of the AC power supply by detecting a voltage phase of the AC power supply;
An input current detector for detecting an input current of the booster circuit;
Based on the voltage zero-crossing point and the input current, a control unit for switching the switching element in a predetermined switching operation period;
A drive unit that drives the switching element based on a switching pulse output from the control unit;
With
The control unit considers the predetermined switching operation period and the passive operation period after the predetermined switching operation period for each half cycle of the AC power source indicated by two successive voltage zero cross points, During the first half zero input current period from the voltage zero cross point to the zero cross point of the input current where the input current begins to flow, the second half zero input from the zero cross point of the input current where the input current ends to the next voltage zero cross point A switching start time for starting the switching operation is determined so that a ratio to a current period is in a range of 0.55 to 2.20, the switching operation is started at the switching start time, and the predetermined switching is performed. A power supply characterized in that the switching operation is stopped after an operation period has elapsed. apparatus.
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