JP2011135738A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 集積面積の低減と安定的な電圧変換動作の実行の両立が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】 トランジスタＴ１は一端が入力電圧Ｖｉｎに接続し、他端がノードＮＡに接続する構成であり、ドライブ回路２１は、ブート用コンデンサＣ２によって駆動されるドライブ回路２１によって導通制御が行われる。インダクタＬは一端がノードＮＡ，他端がノードＮＢに接続し、トランジスタＴ２は一端がノードＮＡ，他端が接地線、ゲートがドライブ回路２３に接続される。ダイオードＤ１は、アノードがノードＮＢに接続し、カソードが出力ノードに接続する。出力コンデンサＣ１は、一方の電極が出力ノードに接続し、他方の電極が接地されている。ノードＮＣは、トランジスタＴ１のオン時に入力電圧とは異なる電圧が印加される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、蛍光灯や白熱灯等の光源に比べて寿命が長く、かつ消費電力も少ないという特徴を備えたＬＥＤ（発光ダイオード）を照明用又は表示用の光源として使用するための技術開発が行われている。

ＬＥＤを照明装置等に使用する場合、十分な明るさを確保するために、ＬＥＤを直列又は並列に多数接続することでＬＥＤの集合体を構成し、これを装置内に配置する。また、それぞれのＬＥＤの駆動に必要な電圧を作り出すため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が利用されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、スイッチング素子及びインダクタンス素子によって構成され、スイッチング素子をオン／オフさせることによって、インダクタンス素子に電流を流し、これによって蓄積されたエネルギーを負荷側に供給させることで、入力電源電圧から所定の電圧を生成して出力する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路には、昇圧型、降圧型、昇降圧型がそれぞれ存在する。

図７に、下記特許文献１に記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図を示す。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ９１は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ５、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ４、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ１，インダクタＬ、及び制御回路１１を備える。

制御回路１１は、トランジスタＴ４及びＴ５のゲート電位を制御することで、両トランジスタの導通制御を行う。両トランジスタは、制御回路１１によって同一のスイッチング周期Ｔによって導通制御される。トランジスタＴ５，Ｔ４それぞれの、スイッチング周期Ｔに対するオン時間の割合をα，βとする。ここでは、α＞βとする。

トランジスタＴ５は、ソース又はドレインの一方に入力電圧Ｖｉｎが与えられ、他方はノードＮＡを形成する。ダイオードＤ２は、アノードが前記ノードＮＡを形成し、カソードは接地されている。インダクタＬは、一端が前記ノードＮＡを形成し、他端がノードＮＢを形成する。トランジスタＴ４は、ソース又はドレインの一方が前記ノードＮＢを形成し、他方が接地されている。

ダイオードＤ１は、アノードが前記ノードＮＢを形成し、カソードが出力電圧Ｖｏｕｔを取り出す出力ノードとなる。コンデンサＣ１の一方の電極がこの出力ノードと接続し、他方の電極は接地されている。コンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する働きを有する。

トランジスタＴ４及びＴ５が共にオン状態のとき、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬに印加され、インダクタＬに直流電流が流れる。この期間にインダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。この印加時間は、トランジスタＴ４のオン時間であるβ・Ｔで表わされる。

次に、トランジスタＴ４がオフになると、ダイオードＤ１が導通し、インダクタＬには入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの差電圧が印加される。この印加中に、インダクタＬを介して出力コンデンサＣ１へ電流が流れる。この印加時間は、トランジスタＴ５のオン時間とトランジスタＴ４のオン時間の差である（α−β）Ｔで表わされる。

更に、トランジスタＴ５がオフになると、ダイオードＤ２が導通し、インダクタＬには出力電圧Ｖｏｕｔが逆方向に印加される。この印加時間は、トランジスタＴ５のオフ時間である（１−α）Ｔで表わされる。これにより、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーは出力コンデンサＣ１側へと放出される。

以上のように、磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すことで、出力電圧Ｖｏｕｔが決定する。インダクタＬへの印加電圧と印加時間の積の和は０であるため、下記数１が成立し、これを整理すると数２が成立する。
（数１）
Ｖｉｎ（β・Ｔ）＋（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）（α−β）Ｔ＋（−Ｖｏｕｔ）（１−α）Ｔ＝０
（数２）
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ［α／（１−β）］

よって、α及びβの値を変化させることで、Ｖｏｕｔを目的の値に変更することができる。例えば、β＝０、すなわちトランジスタＴ４を常時オフとすればＶｏｕｔ＝α・Ｖｉｎとなり、降圧コンバータとなる。また、α＝１、すなわちトランジスタＴ５を常時オンとすれば、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−β）となり、昇圧コンバータとなる。

図８に、下記特許文献２に記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図を示す。図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータ９２は、図７のＤＣ−ＤＣコンバータ９１と比較して、Ｐチャネル型トランジスタＴ５に代えてＮチャネル型トランジスタＴ１を備え、更に、コンデンサＣ２及びダイオードＤ３を備える。また、制御回路１１は、トランジスタＴ１の制御を行うドライブ回路２１，トランジスタＴ４の制御を行うドライブ回路２２を備える。

ダイオードＤ３は、アノードを入力電圧Ｖｉｎが供給される信号線と接続し、カソードをコンデンサＣ２の一方の電極並びにドライブ回路２１に接続する。ダイオードＤ３のカソード並びにコンデンサＣ２の一方の電極が接続してノードＮＣを形成している。

コンデンサＣ２は、他方の電極をノードＮＡに接続する。ドライブ回路２１は、このコンデンサＣ２の両電極間の電圧によって駆動され、トランジスタＴ１の導通制御を行う。ドライブ回路２２は、ドライブ回路２１とは別に駆動され、トランジスタＴ４の導通制御を行う。

トランジスタＴ１のオン時において、ノードＮＡは電圧Ｖｉｎとなる。このため、トランジスタＴ１を強反転領域で駆動するためには、Ｔ１のゲートにＶｉｎ＋Ｖｔｈ（トランジスタＴ１の閾値電圧）以上の電圧を与える必要がある。トランジスタＴ１のオフ時において、ダイオードＤ３を介してノードＮＣに入力電圧Ｖｉｎが与えられるため、コンデンサＣ２にはＶｉｎが保持される。その後、Ｔ１がオン状態となると、入力電圧ＶｉｎがＴ１を介してノードＮＡに与えられるため、ノードＮＡが入力電圧Ｖｉｎ分上昇し、これに伴ってコンデンサＣ２のノードＮＡとは反対側の電極、すなわちノードＮＣの電圧が突き上げられ、Ｖｉｎ以上の値となる。この結果、Ｔ１のオン時にはゲートに十分な電圧を供給できるため、強反転領域で駆動することができる。

図８の構成は、図７の構成と比べて、全てのトランジスタをＮチャネル型で形成できるため、集積面積の削減及び製造コストの低廉化の点で優れている。なお、図８のように、ノードＮＡと入力電圧Ｖｉｎの間に設けるトランジスタとしてＮチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いる場合には、当該トランジスタのオフ時に充電されるコンデンサＣ２を備えるのが一般的である。

特開２００３−３１９６４４号公報 特開２００２−３５４７８３号公報

図８の構成の場合、降圧コンバータとして機能させる場合にはトランジスタＴ４を常時オフにし、トランジスタＴ１をオンオフ制御することで行う。一方、昇圧コンバータとして機能させる場合には、トランジスタＴ１を常時オンとし、トランジスタＴ４をオンオフ制御することで行う。

従って、図８の構成を昇圧コンバータとして機能させる場合、トランジスタＴ１がオン状態に固定されるため、コンデンサＣ２を充電する手段を持たない。このため、このコンデンサＣ２が自然放電等により十分な電圧を保持できなくなり、この結果トランジスタＴ１を強反転領域で動作できなくなる問題がある。

本発明は、集積面積の低減と安定的な電圧変換動作の実行の両立が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、
一端に入力電圧が与えられ、他端が第１ノードに接続される第１スイッチと、
一端が前記第１ノードに接続し、他端が接地された第２スイッチと、
一端が前記第１ノードに接続し、他端が第２ノードに接続するインダクタと、
一端が前記第２ノードに接続し、他端が出力端子を形成する出力ノードに接続される第３スイッチと、
一方の電極が前記出力ノードに接続し、他方の電極が接地された出力コンデンサと、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの導通制御を行う制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記第１スイッチの導通制御を行う第１ドライブ回路を有し、当該第１ドライブ回路は、ブート用コンデンサの両端間電圧によって駆動される構成であり、
前記ブート用コンデンサは、一方の電極を前記第１ノードに接続し、他方の電極を第３ノードに接続し、
前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に前記入力電圧とは異なる電圧値の電圧が印加されることを特徴とする。

このような構成とすることで、第１スイッチの導通時においても、第３ノードと第１ノードに電位差が生じ、これによってブート用コンデンサを充電することができる。よって、第１スイッチのオン状態が長時間続いた場合であっても、ブート用コンデンサの両電極間に保持される電圧を一定レベルに維持することができ、第１スイッチの安定的な駆動に寄与する。

ここで、前記制御回路は、前記第１スイッチの導通時に前記第２スイッチを非導通とし、前記第１スイッチの非導通時に前記第２スイッチを導通させる制御を行う構成とするのが好適である。

また、上記特徴に加えて、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、一端が前記第２ノードに接続し、他端が接地された第４スイッチを備え、
前記制御回路が、前記第４スイッチの導通制御を行う第３ドライブ回路を更に有していることを特徴とする。

このような構成とするとき、第４スイッチを常時オフとし、第１スイッチ及び第２スイッチに対してオンオフ制御をすることで、入力電圧に対して降圧動作を実行することが可能となり、更に、第１スイッチを常時オン、第２スイッチを常時オフとした状態で、第４スイッチに対してオンオフ制御を行うことで、入力電圧を昇圧させることが可能となる。

また、第１、第２、第４の各スイッチに対して、スイッチング周期を同一にした状態で、第１スイッチと第４スイッチのオン時間の比率を適宜変更することで、昇圧動作と降圧動作を自由に選択することも可能となる。この場合においても、第１スイッチのオン時にブート用コンデンサを充電することができるため、オン時間が長時間連続する場合においても第１スイッチを安定的に駆動することができる。

なお、これら第１、第２、第４の各スイッチを、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタで構成することができる。これにより、集積面積を縮小化することができる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、
一端に前記入力電圧が与えられ、他端が第１ノードに接続される第１スイッチと、
一端が前記第１ノードに接続し、他端が第２ノードに接続するインダクタと、
一端が前記第２ノードに接続し、他端が出力端子を形成する出力ノードに接続される第３スイッチと、
一端が前記第２ノードに接続し、他端が接地された第４スイッチと、
一方の電極が前記出力ノードに接続し、他方の電極が接地された出力コンデンサと、
前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの導通制御を行う制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記第１スイッチの導通制御を行う第１ドライブ回路を有し、当該第１ドライブ回路は、ブート用コンデンサの両端間電圧によって駆動される構成であり、
前記ブート用コンデンサは、一方の電極を前記第１ノードに接続し、他方の電極を第３ノードに接続し、
前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に前記入力電圧とは異なる電圧値の電圧が印加されることを特徴とする。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記特徴に加えて、前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に、前記第１スイッチとして構成されているＮチャネル型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧と前記入力電圧の合計値よりも大きい電圧が印加されていることを特徴とする。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記特徴に加えて、前記第３ノードが、所定の電源回路の出力端に接続されることを特徴とする。

このとき、前記電源回路の構成の一例としては、
電源用コンデンサと、
前記電源用コンデンサの一方の電極に、接地線と前記入力電圧が印加される第１電源電圧線とのいずれか一方を選択的に接続可能に構成した第１接続切替スイッチと、
前記電源用コンデンサの他方の電極に、前記第３ノードと前記入力電圧より絶対値の大きい所定の電圧が印加される第２電源電圧線とのいずれか一方を選択的に接続可能に構成した第２接続切替スイッチと、を有する構成とすることができる。このとき、前記制御回路が、前記第１接続切替スイッチ及び前記第２接続切替スイッチの接続切替制御を行う構成であって、前記第１スイッチのオフ時には、前記第１接続切替スイッチを前記接地線に、前記第２接続切替スイッチを前記第２電源電圧線にそれぞれ接続させ、前記第１スイッチのオン時には、前記第１接続切替スイッチを前記第１電源電圧線に、前記第２接続切替スイッチを前記第３ノードにそれぞれ接続させる。

このような構成とすることで、第１スイッチのオン時において、第３ノードに対して入力電圧に所定の電圧（第２電源電圧線への印加電圧）を加えた電圧が印加される。よって、ブート用コンデンサの両電極間には前記所定の電圧が印加されるため、ブート用コンデンサに対する充電動作が行われる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、一端が前記出力ノードに接続し、他端が前記第３ノードに接続する第５スイッチを備え、
前記制御回路が、前記第５スイッチの導通制御を行う構成であって、前記第１スイッチのオフ時には前記第５スイッチをオフにし、前記第１スイッチのオン時には前記第５スイッチをオンにする制御を行うことを特徴とする。

このとき、第１スイッチのオン時において、第３ノードに対して出力電圧が印加される。よって、ブート用コンデンサの両電極間には入力電圧と出力電圧の差電圧が印加されるため、ブート用コンデンサに対する充電動作が行われる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、前記第３スイッチが、前記第２ノードにカソードを接続し、前記出力ノードにアノードを接続するダイオードで構成されていることを特徴とする。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、スイッチ駆動用のドライブ回路に対して駆動用電源を供給するためのブートコンデンサに対し、当該スイッチのオンオフ状態にかかわらず充電動作を行うことができる。よって、当該スイッチのオン状態が長時間継続したとしても、ブートコンデンサに保持された電荷が自然放電することなく、スイッチの安定的駆動が可能となる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを必要としないため、集積回路面積を削減することが可能となる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ内の各トランジスタのゲート電圧波形の一例 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図の別構成例 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図の別構成例 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図の別構成例 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路図の別構成例 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して詳細に説明する。なお、図７〜図８に示した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略又は簡略化する。

図１に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図８のコンバータ９２と比較して、電源回路３を備えている点、並びにダイオードＤ２に代えてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ２を備えている点が異なる。

電源回路３は、ノードＮＣを介してコンデンサＣ２の一方の電極に接続されている。また、ドライブ回路２１の駆動用電源としても利用される。トランジスタＴ２は、ソース又はドレインの一方をノードＮＡに接続し、他方を接地している。また、トランジスタＴ２の導通制御を行うために、Ｔ２のゲートに接続されるドライブ回路２３が、制御回路１０内に設けられている。

なお、図１において、トランジスタＴ１が第１スイッチに対応し、トランジスタＴ２が第２スイッチに対応し、ダイオードＤ１が第３スイッチに対応し、トランジスタＴ４が第４スイッチに対応し、コンデンサＣ１が出力コンデンサに対応し、コンデンサＣ２がブート用コンデンサに対応し、ドライブ回路２１が第１ドライブ回路に対応し、ドライブ回路２３が第２ドライブ回路に対応し、ドライブ回路２２が第３ドライブ回路に対応する。また、ノードＮＡが第１ノードに対応し、ノードＮＢが第２ノードに対応し、ノードＮＣが第３ノードに対応する。

このような構成の場合、昇圧動作を実行すべくトランジスタＴ１を常時オンとした場合であっても、電源回路３からＶｉｎより大きな電圧を出力させておくことで、コンデンサＣ２に電荷を保持することが可能となる。特に、トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈとＶｉｎの合計値以上の電圧を出力しておくことで、コンデンサＣ２の両端にはＶｔｈ以上の電圧を印加することができる。これにより、オン状態が長時間継続する場合においても、コンデンサＣ２に対する充電が可能となり、トランジスタＴ１を強反転領域で動作させることができる。

図２に、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの各トランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ４のゲート電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ４の変化波形の一例を示す。それぞれの電圧波形において、Ｈレベル時にはトランジスタが導通し、Ｌレベル時には非導通とする。なお、各ゲート電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ４は、それぞれドライブ回路２１，２３，２２の出力電圧の変化波形に対応する。

トランジスタＴ１を常時オン、トランジスタＴ２を常時オフとすれば、トランジスタＴ４のオンオフ比率を制御することで、昇圧コンバータとして機能する。また、トランジスタＴ４を常時オフとし、トランジスタＴ１のオンオフ比率を制御して、トランジスタＴ２を、トランジスタＴ１のオン時にオフとし、トランジスタＴ１のオフ時にオンとすることで、降圧コンバータとして機能する。

また、トランジスタＴ１とＴ４をそれぞれあるオンオフ比率でオンオフ制御し、トランジスタＴ２を、トランジスタＴ１のオン時にオフ、オフ時にオンにするように制御することで、トランジスタＴ１及びＴ４のオンオフ比率に応じた昇降圧コンバータとして機能する。これらの動作原理については、図７の回路構成の場合と同じであり、説明を省略する。

上記制御を行った場合、トランジスタＴ１のオフ時にトランジスタＴ２がオンであるため、ノードＮＡの電位は接地電位となる。このとき、コンデンサＣ２の両電極間には、電源回路３からの出力電圧が与えられるため、この電圧がコンデンサＣ２に保持される。つまり、トランジスタＴ１がオフ状態となる降圧モード或いは昇降圧モードでは、コンデンサＣ２に電圧が保持されるため、次の段階でトランジスタＴ１をオン状態にするために必要な電圧を確保できる。

また、トランジスタＴ１のオン時においては、コンデンサＣ２の一方の電極（ノードＮＡ）には入力電圧Ｖｉｎが与えられ、他方の電極（ノードＮＣ）には電源回路３からの出力電圧が与えられる。よって、トランジスタＴ１が常時オン状態である昇圧モード時においても、Ｖｉｎと電源回路３からの出力電圧の電圧差がコンデンサＣ２の両電極間に与えられるため、この電圧がコンデンサＣ２に保持される。よって、トランジスタＴ１のオン時においてもコンデンサＣ２に一定電圧を保持できるため、上述したように、電源回路３からの出力電圧をトランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈとＶｉｎの合計値以上としておくことで、トランジスタＴ１を強反転領域で動作させるのに十分な電圧を確保することができる。

すなわち、トランジスタＴ１のオンオフ状態に関係なく、ブート用コンデンサＣ２に対して充電を行うことができる。これにより、トランジスタＴ１のオン状態が長時間継続したとしても、ブート用コンデンサＣ２に保持された電荷が自然放電することがなく、トランジスタＴ１の駆動電圧を確保できる。

電源回路３の構成としては、例えば図３に示すようにチャージポンプ型とすることが可能である。この図に示す電源回路３は、３端子のスイッチＳ１，Ｓ２とコンデンサＣａを備え、コンデンサＣａの一方の電極がスイッチＳ１の一端と接続し、他方の電極がスイッチＳ２の一端と接続する構成である。なお、スイッチＳ１が第１接続切替スイッチに対応し、スイッチＳ２が第２接続切替スイッチに対応し、コンデンサＣａが電源用コンデンサに対応する。

スイッチＳ１は、コンデンサＣａの一方の電極と接続する電圧線を、入力電圧Ｖｉｎが印加される電圧線（第１電源電圧線）と接地線との間で切り替えることができる。スイッチＳ２は、コンデンサＣａの他方の電極と接続する電圧線を、所定の電圧Ｖａが印加される電圧線（第２電源電圧線）とノードＮＣとの間で切り替えることができる。また、このスイッチＳ１及びＳ２の切替制御も制御回路１０によって行われるものとして良い。

このような構成の下で、まず、スイッチＳ１が接地線、スイッチＳ２が第２電源電圧線（電圧Ｖａ）とそれぞれ接続した状態（状態Ａ）の後、スイッチＳ１が第１電源電圧線（電圧Ｖｉｎ）、スイッチＳ２がノードＮＣとそれぞれ接続した状態（状態Ｂ）とする。このとき、電源回路３からノードＮＣに対して（Ｖｉｎ＋Ｖａ）の電圧が与えられることとなる。

よって、トランジスタＴ１のオフ時には状態Ａとし、トランジスタＴ１のオン時には状態Ｂとすることで、Ｔ１のオン時においてコンデンサＣ２の両電極間に電圧Ｖａを与えることができ、充電が可能となる。なお、このＶａの値としては、少なくともトランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈより大きい値とするのが望ましい。

なお、図３に示す電源回路３の回路図は一例であり、この図面に限定されるものではない。また、図３のようなチャージポンプ型においても、例えばスイッチＳ１及びＳ２に接続可能な各電圧線の電圧値を、図３とは異なる値とすることも可能である。

トランジスタＴ１のオン時にコンデンサＣ２を充電する別の方法として、出力電圧Ｖｏｕｔを利用する方法も可能である。この構成を図４に示す。図４では、出力電圧Ｖｏｕｔが得られるノードに一端が接続されるスイッチＳ３を備え、このスイッチＳ３の他端をノードＮＣと接続している。このスイッチＳ３も制御回路１０によって導通制御されるものとして良い。なお、このスイッチＳ３は第５スイッチに対応する。

この構成において、トランジスタＴ１のオフ時にはスイッチＳ３をオフとし、トランジスタＴ１のオン時にはスイッチＳ３をオンとする制御を行う。このとき、トランジスタＴ１のオン時にはノードＮＣに出力電圧Ｖｏｕｔが与えられるため、コンデンサＣ２の両端にはＶｏｕｔとＶｉｎの差電圧が与えられ、充電される。

この図に示す構成は、特に昇圧モード時において昇圧後の出力電圧ＶｏｕｔがＶｉｎよりもトランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈより大きい場合に有用である。この場合、単に出力電圧ＶｏｕｔのノードとノードＮＣをスイッチＳ３を介して接続し、このスイッチＳ３を制御回路１０によってオンオフ制御するだけで良いため、電源回路３として必要な素子数を大きく削減することができる。

一方で、トランジスタＴ１のオンオフ制御を行いながら昇圧動作或いは降圧動作が行われる場合（昇降圧モード）においては、ＶｏｕｔとＶｉｎの大小関係が場合によって反転する可能性があるため、この大小関係に応じて、ドライブ回路２１の駆動用電源線（Ｌ側、Ｈ側）に接続するノードをノードＮＣとＮＡで切り替えるものとしても良い。

以上説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧動作も降圧動作も実行可能な回路を前提としていたが、降圧動作のみが実行可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、昇圧動作のみが実行可能なＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、同様の効果を示すことができる。回路図の一例を図５、図６に示す。

図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１からトランジスタＴ４及びこの導通を制御するためのドライブ回路２２を排除した構成であり、その他はＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じである。トランジスタＴ４が存在しないということは、図１においてトランジスタＴ４が常時オフ状態である場合と回路上全く同じ状態であるため、トランジスタＴ１及びＴ２のオンオフ制御を行うことで、図２に示す降圧モードと同じ動作が実現される。図５に示す構成においても、トランジスタＴ１のオンオフ状態に関係なくコンデンサＣ２に対して充電することができる。

なお、図５の構成において、電源回路３を図３のように実現しても構わないし、図７のように電源回路３ではなく出力電圧Ｖｏｕｔを利用してノードＮＣに入力電圧Ｖｉｎとは異なる電圧を印加する構成としても構わない。

図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１からトランジスタＴ２及びこの導通を制御するためのドライブ回路２３を排除した構成であり、その他はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１と同じである。トランジスタＴ２が存在しないということは、図１においてトランジスタＴ２が常時オフ状態である場合と回路上全く同じ状態であるため、トランジスタＴ１を常時オンにし、トランジスタＴ４のオンオフ制御を行うことで、図２に示す昇圧モードと同じ動作が実現される。ノードＮＣに対して電圧供給をするための電源回路３を備えているため、トランジスタＴ１は常時オン状態をキープすることができる。

以上説明したように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタＴ１がオン時においてブート用コンデンサＣ２に充電する機構を備えることを特徴とするものである。このＣ２に対する充電方法は、上述した回路例に限られず、他の方法で実現しても構わない。

１，２： 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
３： 電源回路
１０： 制御回路
２１，２２，２３： ドライブ回路
９１，９２： 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃａ： コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３： ダイオード
Ｌ ：インダクタ
ＮＡ，ＮＢ，ＮＣ： ノード
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３： スイッチ
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４： トランジスタ
Ｖｉｎ： 入力電圧
Ｖｏｕｔ： 出力電圧

Claims (10)

1. 直流の入力電圧に対して昇圧動作又は降圧動作を行って直流の出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
   一端に前記入力電圧が与えられ、他端が第１ノードに接続される第１スイッチと、
   一端が前記第１ノードに接続し、他端が接地された第２スイッチと、
   一端が前記第１ノードに接続し、他端が第２ノードに接続するインダクタと、
   一端が前記第２ノードに接続し、他端が出力端子を形成する出力ノードに接続される第３スイッチと、
   一方の電極が前記出力ノードに接続し、他方の電極が接地された出力コンデンサと、
   前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの導通制御を行う制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記第１スイッチの導通制御を行う第１ドライブ回路を有し、当該第１ドライブ回路は、ブート用コンデンサの両端間電圧によって駆動される構成であり、
   前記ブート用コンデンサは、一方の電極を前記第１ノードに接続し、他方の電極を第３ノードに接続し、
   前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に前記入力電圧とは異なる電圧値の電圧が印加されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
2. 前記制御回路は、前記第１スイッチの導通時に前記第２スイッチを非導通とし、前記第１スイッチの非導通時に前記第２スイッチを導通させる制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
3. 一端が前記第２ノードに接続し、他端が接地された第４スイッチを備え、
   前記制御回路が、前記第４スイッチの導通制御を行う第３ドライブ回路を更に有していることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
4. 直流の入力電圧に対して昇圧動作又は降圧動作を行って直流の出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
   一端に前記入力電圧が与えられ、他端が第１ノードに接続される第１スイッチと、
   一端が前記第１ノードに接続し、他端が第２ノードに接続するインダクタと、
   一端が前記第２ノードに接続し、他端が出力端子を形成する出力ノードに接続される第３スイッチと、
   一端が前記第２ノードに接続し、他端が接地された第４スイッチと、
   一方の電極が前記出力ノードに接続し、他方の電極が接地された出力コンデンサと、
   前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの導通制御を行う制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記第１スイッチの導通制御を行う第１ドライブ回路を有し、当該第１ドライブ回路は、ブート用コンデンサの両端間電圧によって駆動される構成であり、
   前記ブート用コンデンサは、一方の電極を前記第１ノードに接続し、他方の電極を第３ノードに接続し、
   前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に前記入力電圧とは異なる電圧値の電圧が印加されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
5. 前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第４スイッチがいずれもＮチャネル型ＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
6. 前記第３ノードは、少なくとも前記第１スイッチの導通時に、前記第１スイッチとして構成されているＮチャネル型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧と前記入力電圧の合計値よりも大きい電圧が印加されていることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
7. 前記第３ノードは、所定の電源回路の出力端に接続されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
8. 前記電源回路は、
   電源用コンデンサと、
   前記電源用コンデンサの一方の電極に、接地線と前記入力電圧が印加される第１電源電圧線とのいずれか一方を選択的に接続可能に構成した第１接続切替スイッチと、
   前記電源用コンデンサの他方の電極に、前記第３ノードと前記入力電圧より絶対値の大きい所定の電圧が印加される第２電源電圧線とのいずれか一方を選択的に接続可能に構成した第２接続切替スイッチと、を有し、
   前記制御回路が、
   前記第１接続切替スイッチ及び前記第２接続切替スイッチの接続切替制御を行う構成であって、
   前記第１スイッチのオフ時には、前記第１接続切替スイッチを前記接地線に、前記第２接続切替スイッチを前記第２電源電圧線にそれぞれ接続させ、
   前記第１スイッチのオン時には、前記第１接続切替スイッチを前記第１電源電圧線に、前記第２接続切替スイッチを前記第３ノードにそれぞれ接続させることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
9. 一端が前記出力ノードに接続し、他端が前記第３ノードに接続する第５スイッチを備え、
   前記制御回路が、前記第５スイッチの導通制御を行う構成であって、前記第１スイッチのオフ時には前記第５スイッチをオフにし、前記第１スイッチのオン時には前記第５スイッチをオンにする制御を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
10. 前記第３スイッチが、前記第２ノードにカソードを接続し、前記出力ノードにアノードを接続するダイオードで構成されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
    
    
    

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