JP2011035761A - Broadband amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、使用周波数（ｆｏ）において広帯域に高い効率でインピーダンス整合を行いつつ、使用周波数の２倍波（以降は単に２倍波（２ｆｏ）とする）のインピーダンスに対して広帯域に高い効率で整合を実現するマイクロ波の広帯域増幅器に関するものである。 In the present invention, impedance matching is performed with high efficiency in a wide band at a use frequency (fo), and high efficiency in a wide band with respect to an impedance of a second harmonic of the use frequency (hereinafter simply referred to as a second harmonic (2fo)). The present invention relates to a microwave broadband amplifier that realizes matching.
従来の広帯域増幅器について図１４から図１７までを参照しながら説明する（例えば、特許文献１参照）。図１４は、従来の広帯域増幅器の構成を示す回路図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。 A conventional broadband amplifier will be described with reference to FIGS. 14 to 17 (see, for example, Patent Document 1). FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional broadband amplifier. In the following, in each figure, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
図１４において、従来の広帯域増幅器は、トランジスタ（電界効果トランジスタ）１と、ショートスタブ２と、ショートスタブ２を高周波短絡するためのキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 14, a conventional broadband amplifier includes a transistor (field effect transistor) 1, a
従来の広帯域増幅器では、トランジスタ１の出力側にショートスタブ２を設置する構成が用いられている。トランジスタ１の効率最適負荷インピーダンスは、容量性にあり、並列のショートスタブ２により中心周波数が実軸上になるよう変成された後にインピーダンス変成器４により５０Ωへと変換される。
In a conventional broadband amplifier, a configuration in which a
図１５は、従来の広帯域増幅器の使用周波数でのインピーダンスの計算結果を示すスミスチャートである。 FIG. 15 is a Smith chart showing the calculation result of impedance at a use frequency of a conventional broadband amplifier.
図１５において、トランジスタ１の効率最適負荷インピーダンス（Ｚｏｕｔ１）と、ショートスタブ２により実軸に変換したインピーダンス（Ｚｏｕｔ３）と、インピーダンス変成器４によりＺｏｕｔ３から５０Ω負荷へとインピーダンス変成したインピーダンス（Ｚｏｕｔ４）と、インピーダンス変成器４により５０Ωからインピーダンス変成された後のインピーダンス（ＺｏｕｔＡ）のそれぞれの軌跡を示す。矢印の先端位置が高域端でのインピーダンスを示す。なお、図１４には、ショートスタブ２によりＺｏｕｔＡから変換したインピーダンス（ＺｏｕｔＢ）が示されている。
15, the efficiency optimum load impedance (Zout1) of the
図１４の増幅器は、Ｚｏｕｔ３とＺｏｕｔＡが共役となるときに最も広帯域となる。ここで、ＺｏｕｔＡは５０Ωからインピーダンス変成器４によりインピーダンス変成した後のインピーダンスであるため、高域端が誘導性、低域端は容量性のインピーダンスとなる。一方、Ｚｏｕｔ３はトランジスタ１の効率最適負荷インピーダンスに並列共振するように値を決定したショートスタブ２を付加したインピーダンスを示しているため、高域端が容量性、低域端は誘導性のインピーダンスとなる。以上からＺｏｕｔＡ、Ｚｏｕｔ３のインピーダンスの虚数の符号が逆であるため、広帯域増幅器の出力整合回路は広帯域なインピーダンス整合を可能とする。
The amplifier in FIG. 14 has the widest band when Zout3 and ZoutA are conjugate. Here, since ZoutA is the impedance after the impedance is transformed from 50Ω by the
図１６は、従来の広帯域増幅器の効率最適負荷インピーダンスに対するインピーダンスの不整合量を示す図である。 FIG. 16 is a diagram showing the amount of impedance mismatch with respect to the efficiency optimum load impedance of the conventional broadband amplifier.
インピーダンスの不整合量の計算において、パラメータは、トランジスタ１の効率最適負荷インピーダンスの容量成分を１ｐＦ、抵抗成分を１０Ω、ショートスタブ２の特性インピーダンスを４０Ωかつ中心周波数での電気長が３４度、インピーダンス変成器４として使用周波数の１／４波長程度の長さの線路を利用し、その特性インピーダンスを２２．４Ωとした。
In the calculation of the impedance mismatch, the parameters are as follows: the capacity component of the optimum load impedance of the
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。図１４に示す従来の広帯域増幅器の出力整合回路においては、使用周波数での広帯域インピーダンス整合を可能にする。一方、トランジスタ１の出力端子におけるインピーダンスを偶数次高調波に対して短絡、奇数次高調波に対して開放とし、高調波をトランジスタ１へ反射することで増幅器をＦ級動作させる手法が知られているが、従来の広帯域増幅器の出力整合回路の構成はこの高調波の影響を考慮していない。特に、使用周波数の２倍の周波数（２倍波）に注目すると、従来の広帯域増幅器の出力整合回路では、図１７に示すように、２倍波でのＺｏｕｔＢ（ＺｏｕｔＢ（２ｆｏ））は増幅器が高い効率となるショート点から大きく外れたインピーダンスとなり増幅器のドレイン効率が低い。
However, the prior art has the following problems. In the output matching circuit of the conventional wide-band amplifier shown in FIG. 14, wide-band impedance matching at the used frequency is enabled. On the other hand, a technique is known in which the impedance at the output terminal of the
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、トランジスタの効率最適負荷インピーダンスの周波数特性を考慮して広帯域にわたって良好なインピーダンス整合を与えることができ、さらに高調波処理を行い高い効率で動作を可能とする広帯域増幅器を得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and can provide good impedance matching over a wide band in consideration of the frequency characteristics of the optimum load impedance of the transistor, and further can perform harmonic processing. The purpose is to obtain a broadband amplifier that can be operated with high efficiency.
本発明に係る広帯域増幅器は、高周波信号を増幅するトランジスタと、前記トランジスタの出力端子に一端が直列接続された直列インダクタと、前記直列インダクタの他端に一端が並列接続されたショートスタブと、前記ショートスタブの他端を高周波短絡するためのキャパシタと、前記直列インダクタの他端に一端が並列接続されたオープンスタブと、前記ショートスタブの一端及び前記オープンスタブの一端の接続点に一端が接続されたインピーダンス変成器とを備え、前記インピーダンス変成器は、使用周波数の１／４波長の長さの線路であり、前記トランジスタの効率最適負荷インピーダンスは、５０Ωより低く、容量性の領域にあり、前記接続点と前記インピーダンス変成器の間のインピーダンスは、前記効率最適負荷インピーダンスと５０Ωの間である。 A wideband amplifier according to the present invention includes a transistor for amplifying a high-frequency signal, a series inductor having one end connected in series to the output terminal of the transistor, a short stub having one end connected in parallel to the other end of the series inductor, A capacitor for high-frequency short-circuiting the other end of the short stub, an open stub having one end connected in parallel to the other end of the series inductor, and one end connected to a connection point between one end of the short stub and one end of the open stub An impedance transformer, wherein the impedance transformer is a line having a length of ¼ wavelength of the operating frequency, and the optimum load impedance of the transistor is lower than 50Ω in a capacitive region, The impedance between the connection point and the impedance transformer is the efficiency optimum load impedance It is between Graphics and 50Ω.
本発明に係る広帯域増幅器によれば、トランジスタの効率最適負荷インピーダンスの周波数特性を考慮して広帯域にわたって良好なインピーダンス整合を与えることができ、さらに高調波処理を行い高い効率で動作を可能とする。 The broadband amplifier according to the present invention can provide a good impedance matching over a wide band in consideration of the frequency characteristics of the optimum load impedance of the transistor, and can perform high-efficiency operation by performing harmonic processing.
以下、本発明の広帯域増幅器の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the broadband amplifier of the present invention will be described with reference to the drawings.
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器について図１から図６までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図１において、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）など）１と、ショートスタブ２と、ショートスタブ２を高周波短絡するためのキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、トランジスタ１の出力端子（ドレイン端子）に接続された直列インダクタ６と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 1, a broadband amplifier according to the first embodiment of the present invention includes a high frequency transistor (for example, a field effect transistor (FET), a bipolar transistor (BJT), etc.) 1, a
つぎに、この実施の形態１に係る広帯域増幅器の動作について図面を参照しながら説明する。なお、使用周波数をｆｏ、使用周波数の２倍波を２ｆｏ、使用周波数の波長をλと表す。 Next, the operation of the broadband amplifier according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. The use frequency is represented by fo, the second harmonic of the use frequency is represented by 2fo, and the wavelength of the use frequency is represented by λ.
まず、実施の形態１に係る広帯域増幅器の動作のうち、２倍波のインピーダンス整合について説明する。図２は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器及び従来の広帯域増幅器の使用周波数の２倍波でのインピーダンスの計算結果を示すスミスチャートである。
First, of the operation of the wideband amplifier according to the first embodiment, impedance matching of the second harmonic will be described. FIG. 2 is a Smith chart showing the calculation result of the impedance at the second harmonic of the operating frequency of the broadband amplifier according to
この図２は、図１４に示す従来の広帯域増幅器におけるＺｏｕｔＢ（２ｆｏ）と、図１に示す実施の形態１に係る広帯域増幅器における２倍波でのＺｏｕｔＣ（ＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）とする）を示したものである。なお、図２の計算に用いたトランジスタ１の効率最適負荷インピーダンス、ショートスタブ２のインピーダンスと電気長、インピーダンス変成器４のインピーダンスと電気長は、図１６の計算に用いた値と同じである。
FIG. 2 shows ZoutB (2fo) in the conventional wideband amplifier shown in FIG. 14 and ZoutC (ZoutC (2fo)) at the second harmonic in the wideband amplifier according to the first embodiment shown in FIG. Is. The optimum efficiency load impedance of the
また、この実施の形態１に係る広帯域増幅器の直列インダクタ６のインダクタンスは０．０８８ｎＨ、オープンスタブ７の特性インピーダンスは１７．２Ωかつ電気長は中心周波数で４０．３度、ショートスタブ２の特性インピーダンスは７．１Ωかつ電気長は中心周波数で７０．６度、インピーダンス変成器４として使用周波数の１／４波長程度の長さの線路を利用し、その特性インピーダンスを２０．９Ωとした。増幅器を高い効率にするためには、トランジスタ１のドレイン端子におけるインピーダンスを２倍波に対して短絡とし、高調波をトランジスタ１へ反射させて増幅器をＦ級動作させる。
In addition, the inductance of the
従来の広帯域増幅器において、ＺｏｕｔＢ（２ｆｏ）はショート点から外れたインピーダンスとなるため、十分に高い効率とならない。 In the conventional broadband amplifier, ZoutB (2fo) has an impedance that is out of the short-circuit point, and therefore does not have sufficiently high efficiency.
一方、この実施の形態１に係る広帯域増幅器においては、オープンスタブ７及びショートスタブ２の接続点において２倍波でショート点を構成しているため、ＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）はショート点付近のインピーダンスとなる。その結果、従来の広帯域増幅器より、この実施の形態１に係る広帯域増幅器の方がトランジスタ１を高い効率で動作させることができる。
On the other hand, in the wideband amplifier according to the first embodiment, since a short point is formed by a double wave at the connection point of the
つづいて、実施の形態１に係る広帯域増幅器の動作のうち、使用周波数でのインピーダンス整合について説明する。図３は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器の使用周波数でのインピーダンスの計算結果を示すスミスチャートである。
Next, impedance matching at the used frequency in the operation of the wideband amplifier according to the first embodiment will be described. FIG. 3 is a Smith chart showing the calculation result of the impedance at the operating frequency of the wideband amplifier according to
図３において、トランジスタ１の効率最適負荷インピーダンス（Ｚｏｕｔ１）と、直列インダクタ６により使用周波数の中心周波数において実軸に変換されたインピーダンス（Ｚｏｕｔ５）と、オープンスタブ７及びショートスタブ２により使用周波数の中心周波数において並列共振を形成したあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ６）と、インピーダンス変成器４により５０Ω負荷へとインピーダンス変成された後のインピーダンス（Ｚｏｕｔ７）と、５０Ω負荷よりインピーダンス変成器４によってインピーダンス変成された後のインピーダンス（ＺｏｕｔＡ）の軌跡を示したものである。なお、矢印の先端位置が高域端でのインピーダンスを示す。
In FIG. 3, the efficiency optimum load impedance (Zout1) of the
Ｚｏｕｔ５の周波数特性は、高域端で誘導性、低域で容量性の領域となっており、ＺｏｕｔＡの共役インピーダンスに対して逆の周波数特性となっている。そこで、２倍波の整合に用いたオープンスタブ７とショートスタブ２に注目する。Ｚｏｕｔ５に対して、高域側でオープンスタブ７によるキャパシタンス成分を見せ、低域側でショートスタブ２によるインダクタンス成分を見せることで、Ｚｏｕｔ６とＺｏｕｔＡを共役の関係にすることができる。その結果、使用周波数において従来の広帯域増幅器と同じ程度に広帯域なインピーダンス整合を実現できる。
The frequency characteristic of Zout5 is an inductive area at the high frequency end and a capacitive area at the low frequency band, and has a frequency characteristic opposite to the conjugate impedance of ZoutA. Therefore, attention is paid to the
図４は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器の効率最適負荷インピーダンスに対するインピーダンスの不整合量を示す図である。 FIG. 4 is a diagram showing an impedance mismatch amount with respect to the efficiency optimum load impedance of the wideband amplifier according to the first embodiment of the present invention.
図４より、この実施の形態１に係る広帯域増幅器は、従来の広帯域増幅器と同程度の広帯域なインピーダンス整合を実現している。したがって、この実施の形態１に係る広帯域増幅器のインピーダンス変成器４は、使用周波数に対して広帯域に５０Ωへの整合を実現し、さらに広帯域に高調波処理を実現できるため、広帯域に渡って高い効率の増幅器を実現できる。
As shown in FIG. 4, the broadband amplifier according to the first embodiment realizes broadband impedance matching comparable to that of the conventional broadband amplifier. Therefore, the
ここで、この実施の形態１に係る広帯域増幅器における広帯域に２倍波のインピーダンス整合を行うショートスタブ２とオープンスタブ７の適切な電気長について説明する。
Here, the appropriate electrical lengths of the
増幅器を高い効率で動作させるために、オープンスタブ７のみを用いてＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）をショートとする場合、オープンスタブ７の電気長はλ／８である必要がある。一方、オープンスタブ７は次の式（１）のように周波数特性を持つため、オープンスタブ７のみでは使用周波数全ての２倍波に対してショートとすることはできない。
In order to operate the amplifier with high efficiency, when ZoutC (2fo) is short-circuited using only the
そこで、この実施の形態１に係る広帯域増幅器では、オープンスタブ７の電気長を使用周波数の高域においてλ／８、ショートスタブ２の電気長を使用周波数の低域においてλ／８より長い線路とする。オープンスタブ７とショートスタブ２を並列に接続した接続点におけるアドミタンスを次の式（２）に示す。この式（２）の第１項がオープンスタブ７のアドミタンス、第２項がショートスタブ２のアドミタンス、ｆＬが低域の周波数、ｆＨが高域の周波数をそれぞれ示す。
Therefore, in the wideband amplifier according to the first embodiment, the electrical length of the
式（２）において、オープンスタブ７のサセプタンスを示す第１項は２倍波において正であるため、ショートスタブ２のサセプタンスを示す第２項が２倍波において正であれば、２倍波でのサセプタンスは無限大、すなわちショートに近づき増幅器は高い効率となる。ショートスタブ２のサセプタンスを示す第２項を正とするためには第２項の正接が負であればよいのでショートスタブ２の電気長をλ／８より長い線路とする。このようにオープンスタブ７、ショートスタブ２の電気長を決定することで広帯域にショートを構成することができ、広帯域に高い効率の増幅器を実現できる。
In the expression (2), the first term indicating the susceptance of the
図５は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器のショートスタブの電気長と２倍波帯域内のショート点からの最大位相差の関係を示す図である。
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the electrical length of the short stub of the wideband amplifier according to
この図５は、ショートスタブ２の電気長を変数として、この実施の形態１に係る広帯域増幅器の出力整合回路におけるＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）が最もショート点から遠くなった周波数でのショート点との位相差を示す。なお、図５で用いたトランジスタ１の効率最適負荷インピーダンス、オープンスタブ７のインピーダンスと電気長、ショートスタブ２のインピーダンス、インピーダンス変成器４の値は図２の検討で用いた値と同じである。図５より、ショートスタブ２のサセプタンスが正となるショートスタブ２の電気長の範囲であれば、ＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）はＺｏｕｔＢ（２ｆｏ）と比較して明らかにショート点に近づけることができる。
FIG. 5 shows the phase difference of ZoutC (2fo) at the frequency farthest from the short point in the output matching circuit of the broadband amplifier according to the first embodiment, with the electrical length of the
使用周波数における広帯域増幅器の出力整合回路の広帯域化について説明する。ＺｏｕｔＡとＺｏｕｔ６の周波数特性が使用周波数において共役の関係となるときに、増幅器は最も広帯域となる。そこで、オープンスタブ７の持つキャパシタンス成分とショートスタブ２の持つインダクタンス成分が使用周波数で並列共振するように、それぞれのインピーダンスを決定する。この並列共振器によりＺｏｕｔ６は、Ｚｏｕｔ５においてサセプタンスが負であった高域端を正に、サセプタンスが正であった低域端を負にすることができる。Ｚｏｕｔ６とＺｏｕｔＡが共役整合となるため、使用周波数における出力整合回路を広帯域とすることができ、広帯域に高い効率の増幅器を実現できる。
The widening of the output matching circuit of the wideband amplifier at the used frequency will be described. When the frequency characteristics of ZoutA and Zout6 have a conjugate relationship at the operating frequency, the amplifier has the widest bandwidth. Therefore, the respective impedances are determined so that the capacitance component of the
ここで、この実施の形態１に係る広帯域増幅器における広帯域に基本波のインピーダンス整合が可能なトランジスタ１の最適負荷アドミタンスについて説明する。トランジスタ１に直列インダクタ６，オープンスタブ７及びショートスタブ２を接続したあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ６）について，トランジスタ１の最適負荷インピーダンスによらず低域端が誘導性の領域，高域端が容量性の領域となる。一方で、５０Ω負荷よりインピーダンス変成器４によってインピーダンス変成された後のインピーダンス（ＺｏｕｔＡ）の使用周波数の中心周波数でのＺｏｕｔＡの実部を、Ｚｏｕｔ６の使用周波数の中心周波数でのＺｏｕｔＡの実部と等しくなるように決定した場合、トランジスタ１の中心周波数付近での最適負荷インピーダンスの実部が５０Ω以上の場合はＺｏｕｔＡの高域端が容量性の領域、低域端が誘導性の領域となり、トランジスタ１の最適負荷インピーダンスの実部が５０Ω未満の場合はＺｏｕｔＡの高域端が誘導性の領域、低域端が容量性の領域となる。ＺｏｕｔＡとＺｏｕｔ６が共役整合であるときに増幅器が広帯域かつ高効率となるため、トランジスタ１の最適負荷インピーダンスの実部は５０Ω未満が必要である。
Here, the optimum load admittance of the
図６は、この発明の実施の形態１に係る広帯域増幅器及び従来の広帯域増幅器の規格化周波数とドレイン効率の関係を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the normalized frequency and the drain efficiency of the wideband amplifier according to
この図６は、実施の形態１に係る広帯域増幅器（実施の形態１の回路）におけるドレイン効率と従来の広帯域増幅器（従来の回路）のドレイン効率の周波数特性をそれぞれ示す。 FIG. 6 shows the frequency characteristics of the drain efficiency of the wideband amplifier according to the first embodiment (the circuit of the first embodiment) and the drain efficiency of the conventional wideband amplifier (the conventional circuit).
このとき、この実施の形態１に係る広帯域増幅器及び従来の広帯域増幅器に用いている素子の値は、図２の検討の値と同じとした。図６より、この実施の形態１に係る広帯域増幅器を用いることで、従来の広帯域増幅器より最大８％程度ドレイン効率を改善できる。 At this time, the values of the elements used in the wideband amplifier according to the first embodiment and the conventional wideband amplifier are the same as the values studied in FIG. As shown in FIG. 6, by using the broadband amplifier according to the first embodiment, the drain efficiency can be improved by about 8% at the maximum compared to the conventional broadband amplifier.
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る広帯域増幅器について図７を参照しながら説明する。図７は、この発明の実施の形態２に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図７において、この発明の実施の形態２に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、ショートスタブ２と、ショートスタブ２を高周波短絡するためのキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、トランジスタ１に対して中心周波数で並列共振するように設定されたショートスタブ８と、ショートスタブ８を高周波短絡するためのキャパシタ９と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 7, a broadband amplifier according to
図１の実施の形態１に係る広帯域増幅器と比較して、ＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）については変わらないが、使用周波数において、トランジスタ１のインピーダンスを実軸に変換する素子として、直列インダクタ６ではなく、ショートスタブ８を用いている点が異なる。ショートスタブ８を利用することで、Ｚｏｕｔ８における使用周波数の高域端におけるサセプタンスが正、低域端におけるサセプタンスが負となる。ＺｏｕｔＡの周波数特性として高域端におけるサセプタンスが負、低域端におけるサセプタンスが正であるので、オープンスタブ７、ショートスタブ２が無くても、共役整合に近くなる。
Compared with the wideband amplifier according to the first embodiment of FIG. 1, ZoutC (2fo) is not changed, but at the operating frequency, as an element for converting the impedance of the
しかし、インピーダンス変成器４が作る周波数特性がＺｏｕｔ８の周波数特性より大きいため、実施の形態１に係る広帯域増幅器と同様に、オープンスタブ７、ショートスタブ２のインピーダンスを決定することで、Ｚｏｕｔ８に対してＺｏｕｔ９の低域端のサセプタンスをより大きく、高域端のサセプタンスをより小さくできる。そのため、Ｚｏｕｔ９とＺｏｕｔＡを共役整合にでき、使用周波数における出力整合回路を広帯域とすることができる。
However, since the frequency characteristic produced by the
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る広帯域増幅器について図８を参照しながら説明する。図８は、この発明の実施の形態３に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図８において、この発明の実施の形態３に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、ショートスタブ２と、ショートスタブ２を高周波短絡するためのキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、トランジスタ１のドレイン端子に直列に接続された直列インダクタ１０と、トランジスタ１と直列インダクタ１０を足し合わせたインピーダンスを使用周波数の中心周波数で並列共振するように設定されたショートスタブ８と、このショートスタブ８を高周波短絡するためのキャパシタ９と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 8, a broadband amplifier according to
図７の実施の形態２に係る広帯域増幅器と比較して、ＺｏｕｔＣ（２ｆｏ）については変わらないが、使用周波数において、トランジスタ１のインピーダンスを実軸に変換する素子としてショートスタブ８だけではなく直列インダクタ１０も用いている点が異なる。直列インダクタ１０を併用することで、図７の広帯域増幅器と比較して、ショートスタブ８を小さくすることができ、広帯域増幅器の小型化が可能となる。また、Ｚｏｕｔ１１における使用周波数の高域端におけるサセプタンスが正、低域端におけるサセプタンスが負となる。ＺｏｕｔＡの周波数特性として高域端におけるサセプタンスが負、低域端におけるサセプタンスが正であるので、オープンスタブ７、ショートスタブ２が無くても、共役整合に近くなる。
Compared to the broadband amplifier according to the second embodiment in FIG. 7, ZoutC (2fo) is not changed, but at the operating frequency, not only the
しかし、インピーダンス変成器４が作る周波数特性がＺｏｕｔ１１の周波数特性より大きいいため、図１の広帯域増幅器と同様に、オープンスタブ７、ショートスタブ２のインピーダンスを決定することで、Ｚｏｕｔ１１に対してＺｏｕｔ１２の低域端のサセプタンスをより大きく、高域端のサセプタンスをより小さくできる。そのため、Ｚｏｕｔ１２とＺｏｕｔＡを共役整合とでき、使用周波数における出力整合回路を広帯域とすることができる。
However, since the frequency characteristic produced by the
実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係る広帯域増幅器について図９を参照しながら説明する。図９は、この発明の実施の形態４に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図９において、この発明の実施の形態４に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１、１'と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４、４'と、入力整合回路５、５'と、トランジスタ１、１'のドレイン端子に接続された直列インダクタ６、６'と、高調波を処理するためのオープンスタブ７、７'と、伝送線路１３と、信号の位相を１８０度回転させる２つの電力合成回路１４と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。なお、トランジスタ１'、 インピーダンス変成器４'〜オープンスタブ７'はそれぞれトランジスタ１、インピーダンス変成器４〜オープンスタブ７と同じものである。
In FIG. 9, a broadband amplifier according to
伝送線路１３は、図１の広帯域増幅器と同じ決め方で長さと電気長を与えたショートスタブ２と特性インピーダンスが等しく電気長を２倍にした線路である。位相が反転した線路の間を結ぶ１つの伝送線路１３は、２つのショートスタブ２と同じ働きをするため、図１に示した実施の形態１に係る広帯域増幅器と同様の効果を有する上に、高周波短絡用のキャパシタ３を削減できる利点がある。
The
実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係る広帯域増幅器について図１０を参照しながら説明する。図１０は、この発明の実施の形態５に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図１０において、この発明の実施の形態５に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、ショートスタブ２と、高周波短絡用のキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、トランジスタ１のドレインに接続された直列インダクタ６と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、バイアスを印加するドレイン電源１５と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 10, a broadband amplifier according to
ドレイン電源１５は、ショートスタブ２とキャパシタ３の間に接続されている。キャパシタ３について高周波は短絡するが直流は遮断する作用を持っている。そのため、図１０のように、ドレイン電源１５を接続してもドレイン電源１５は主線路のインピーダンスへと影響を与えないため、増幅器の外部にバイアスを供給するための回路を削減できる利点がある。また、増幅器の外部にバイアスを供給するための回路が不要となるため、増幅器の損失を小さくできる利点がある。なお、この実施の形態５は、上記の実施の形態１−３及び６に適用できるだけでなく、ドレイン電源１５を並列インダクタ１７とキャパシタ３の間に接続することにより同様の効果を奏し、後述する実施の形態７−８にも適用できる。
The
実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係る広帯域増幅器について図１１を参照しながら説明する。図１１は、この発明の実施の形態６に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図１１において、この発明の実施の形態６に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、ショートスタブ２と、高周波短絡用のキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、トランジスタ１のドレイン端子に接続された直列線路１６と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 11, the broadband amplifier according to the sixth embodiment of the present invention includes a high-frequency transistor (field effect transistor: FET) 1, a
直列線路１６は、上記の各実施の形態の直列インダクタ６に相当する部分で、インダクタンスとして、直列インダクタ６の代わりに、直列線路１６を用いる。この直列線路１６は、直列インダクタ６とほぼ同じ特性を示すので、図１に示した実施の形態１に係る広帯域増幅器と同様の効果を有する。直列インダクタ６の代わりに、この直列線路１６を用いることで、ワイヤを使わないので製造再現性に優れるという利点がある。なお、この実施の形態６は、上記の実施の形態１だけでなく、トランジスタ１のドレイン端子に直列インダクタが接続された実施の形態に適用できる。
The
実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係る広帯域増幅器について図１２を参照しながら説明する。図１２は、この発明の実施の形態７に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図１２において、この発明の実施の形態７に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、並列インダクタ１７と、高周波短絡用のキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、トランジスタ１のドレインに接続された直列線路１６と、高調波を処理するためのオープンスタブ７と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 12, the broadband amplifier according to the seventh embodiment of the present invention includes a high-frequency transistor (field effect transistor: FET) 1, a
並列インダクタ１７は、上記の各実施の形態のショートスタブ２に相当する部分で、インダクタンスとして、ショートスタブ２の代わりに、用いるものである。図１２の並列インダクタ１７は、ショートスタブ２とほぼ同じ特性を示すので、図１の実施の形態１に係る広帯域増幅器と同様の効果を有する。これにより、基板上のパターンではなくワイヤを使うため基板サイズを小さくできる利点がある。なお、後述する実施の形態８にも適応できる。
The
実施の形態８．
この発明の実施の形態８に係る広帯域増幅器について図１３を参照しながら説明する。図１３は、この発明の実施の形態８に係る広帯域増幅器の構成を示す回路図である。
A broadband amplifier according to
図１３において、この発明の実施の形態８に係る広帯域増幅器は、高周波トランジスタ（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）１と、並列インダクタ１７と、高周波短絡用のキャパシタ３と、使用周波数の１／４波長程度の長さの線路であるインピーダンス変成器４と、入力整合回路５と、トランジスタ１のドレインに接続された直列線路１６と、高調波を処理するための並列キャパシタ１８と、入力端子２１と、出力端子２２とが設けられている。
In FIG. 13, the broadband amplifier according to the eighth embodiment of the present invention includes a high-frequency transistor (field effect transistor: FET) 1, a
並列キャパシタ１８は、上記の各実施の形態のオープンスタブ７に相当する部分で、キャパシタンスとして、オープンスタブ７の代わりに、用いられる。図１３の並列キャパシタ１８は、オープンスタブ７とほぼ同じ特性を示すので、図１の実施の形態１に係る広帯域増幅器と同様の効果を有する。これにより、基板上のパターンではなくコンデンサ（キャパシタ）を使うため基板サイズを小さくできる利点がある。
The
１ トランジスタ、２ ショートスタブ、３ キャパシタ、４ インピーダンス変成器、５ 入力整合回路、６ 直列インダクタ、７ オープンスタブ、８ ショートスタブ、９ キャパシタ、１０ 直列インダクタ、１３ 伝送線路、１４ 電力合成回路、１５ ドレイン電源、１６ 直列線路、１７ 並列インダクタ、１８ 並列キャパシタ、２１ 入力端子、２２ 出力端子。 1 transistor, 2 short stub, 3 capacitor, 4 impedance transformer, 5 input matching circuit, 6 series inductor, 7 open stub, 8 short stub, 9 capacitor, 10 series inductor, 13 transmission line, 14 power synthesis circuit, 15 drain Power supply, 16 series line, 17 parallel inductor, 18 parallel capacitor, 21 input terminal, 22 output terminal.
Claims (11)
前記トランジスタの出力端子に一端が直列接続された直列インダクタと、
前記直列インダクタの他端に一端が並列接続されたショートスタブと、
前記ショートスタブの他端を高周波短絡するためのキャパシタと、
前記直列インダクタの他端に一端が並列接続されたオープンスタブと、
前記ショートスタブの一端及び前記オープンスタブの一端の接続点に一端が接続されたインピーダンス変成器とを備え、
前記インピーダンス変成器は、使用周波数の１／４波長の長さの線路であり、
前記トランジスタの効率最適負荷インピーダンスは、５０Ωより低く、容量性の領域にあり、
前記接続点と前記インピーダンス変成器の間のインピーダンスは、前記効率最適負荷インピーダンスと５０Ωの間である
ことを特徴とする広帯域増幅器。 A transistor for amplifying a high-frequency signal;
A series inductor having one end connected in series to the output terminal of the transistor;
A short stub having one end connected in parallel to the other end of the series inductor;
A capacitor for high-frequency short-circuiting the other end of the short stub;
An open stub having one end connected in parallel to the other end of the series inductor;
An impedance transformer having one end connected to a connection point between one end of the short stub and one end of the open stub;
The impedance transformer is a line having a length of ¼ wavelength of the used frequency,
The efficiency optimum load impedance of the transistor is lower than 50Ω and in the capacitive region,
The broadband amplifier characterized in that an impedance between the connection point and the impedance transformer is between the efficiency optimum load impedance and 50Ω.
前記ショートスタブの電気長が、使用周波数の低域において使用周波数の波長の１／８より長く、
前記接続点と前記インピーダンス変成器の間から前記接続点側及び前記インピーダンス変成器側をみたときのそれぞれのインピーダンスが、使用周波数において前記オープンスタブと前記ショートスタブが並列共振する値である
ことを特徴とする請求項１記載の広帯域増幅器。 The electrical length of the open stub is 1/8 of the wavelength of the operating frequency at the high frequency of the operating frequency, and the electrical length of the short stub is longer than 1/8 of the wavelength of the operating frequency at the low frequency of the operating frequency. ,
Each impedance when the connection point side and the impedance transformer side are viewed from between the connection point and the impedance transformer is a value at which the open stub and the short stub resonate in parallel at a use frequency. The broadband amplifier according to claim 1.
前記トランジスタの出力端子に一端が並列接続された第２のショートスタブと、
前記第２のショートスタブの他端を高周波短絡するための第２のキャパシタとを備えた
ことを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。 Instead of the series inductor,
A second short stub having one end connected in parallel to the output terminal of the transistor;
The broadband amplifier according to claim 1, further comprising: a second capacitor for short-circuiting the other end of the second short stub with high frequency.
前記第２のショートスタブの他端を高周波短絡するための第２のキャパシタとをさらに備えた
ことを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。 A second short stub having one end connected in parallel to the other end of the series inductor;
The broadband amplifier according to claim 1, further comprising a second capacitor for high-frequency short-circuiting the other end of the second short stub.
ことを特徴とする請求項１、２又は４記載の広帯域増幅器。 The broadband amplifier according to claim 1, 2, or 4, wherein a series line is provided instead of the series inductor.
ことを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれかに記載の広帯域増幅器。 The wideband amplifier according to any one of claims 1 to 5, further comprising a parallel inductor instead of the short stub.
ことを特徴とする請求項１から請求項６までのいずれかに記載の広帯域増幅器。 The wideband amplifier according to any one of claims 1 to 6, wherein a parallel capacitor is provided instead of the open stub.
ことを特徴とする請求項１から請求項７までのいずれかに記載の広帯域増幅器。 The broadband amplifier according to any one of claims 1 to 7, further comprising a power source that is connected to a connection point between the short stub or the parallel inductor and the capacitor and applies a bias.
前記第１のトランジスタの出力端子に一端が直列接続された第１の直列インダクタと、
前記第２のトランジスタの出力端子に一端が直列接続された第２の直列インダクタと、
前記第１の直列インダクタの他端に一端が並列接続された第１のオープンスタブと、
前記第２の直列インダクタの他端に一端が並列接続された第２のオープンスタブと、
前記第１のオープンスタブの一端に一端が接続された第１のインピーダンス変成器と、
前記第２のオープンスタブの一端に一端が接続された第２のインピーダンス変成器と、
前記第１及び第２のトランジスタの入力端子間に接続され、信号の位相を１８０度回転させる第１の電力合成回路と、
前記第１及び第２のインピーダンス変成器の他端間に接続され、信号の位相を１８０度回転させる第２の電力合成回路と、
前記第１の直列インダクタの他端に一端が並列接続され、かつ前記第２の直列インダクタの他端に他端が並列接続された伝送線路とを備え、
前記第１及び第２のインピーダンス変成器は、使用周波数の１／４波長の長さの線路であり、
前記第１及び第２のトランジスタの効率最適負荷インピーダンスは、５０Ωより低く、容量性の領域にあり、
前記第１のオープンスタブの一端及び前記伝送線路の一端の接続点と前記第１のインピーダンス変成器の間のインピーダンスは、前記効率最適負荷インピーダンスと５０／２Ωの間であり、
前記第２のオープンスタブの一端及び前記伝送線路の他端の接続点と前記第２のインピーダンス変成器の間のインピーダンスは、前記効率最適負荷インピーダンスと５０／２Ωの間である
ことを特徴とする広帯域増幅器。 First and second transistors for amplifying a high-frequency signal;
A first series inductor having one end connected in series to the output terminal of the first transistor;
A second series inductor having one end connected in series to the output terminal of the second transistor;
A first open stub having one end connected in parallel to the other end of the first series inductor;
A second open stub having one end connected in parallel to the other end of the second series inductor;
A first impedance transformer having one end connected to one end of the first open stub;
A second impedance transformer having one end connected to one end of the second open stub;
A first power combining circuit connected between the input terminals of the first and second transistors and rotating the phase of the signal by 180 degrees;
A second power combining circuit connected between the other ends of the first and second impedance transformers and rotating the phase of the signal by 180 degrees;
A transmission line having one end connected in parallel to the other end of the first series inductor and the other end connected in parallel to the other end of the second series inductor;
The first and second impedance transformers are lines having a length of ¼ wavelength of the used frequency,
The efficiency optimum load impedance of the first and second transistors is lower than 50Ω and is in a capacitive region;
The impedance between the connection point of one end of the first open stub and one end of the transmission line and the first impedance transformer is between the efficiency optimum load impedance and 50 / 2Ω,
The impedance between the connection point of one end of the second open stub and the other end of the transmission line and the second impedance transformer is between the efficiency optimum load impedance and 50 / 2Ω. Broadband amplifier.
ことを特徴とする請求項９記載の広帯域増幅器。 The wideband amplifier according to claim 9, further comprising first and second series lines instead of the first and second series inductors.
ことを特徴とする請求項９又は１０記載の広帯域増幅器。 11. The broadband amplifier according to claim 9, further comprising first and second parallel capacitors instead of the first and second open stubs.
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