JP2011030344A - ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】共振型のワイヤレス給電における電力伝送効率を高める。
【解決手段】給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_２には磁気共振により電力が伝送される。まず、電源制御回路２００は、結合トランスＴ２を介して、エキサイト回路１１０に電力を供給する。エキサイト回路１１０のエキサイトコイルＬ_１は、給電コイルＬ_２と磁気結合している。電源制御回路２００は、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２を交互にオン・オフさせることにより、エキサイト回路１１０に交流電力を供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ワイヤレスにて電力を送るためのワイヤレス給電装置、および、ワイヤレス電力伝送システムに関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも比較的高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献３参照）。二つのコイルを向かい合わせ、一方のコイルに交流電流を流すと、他方のコイルにも交流電流が流れる。給電コイルが受電コイルの固有振動数と共振すると、給電コイルから受電コイルに特に高い効率にて電力を送り込むことができる。

特許文献３では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合う。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合う。給電コイルから受電コイルまでの距離は比較的大きい。エキサイトコイルに電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。受電コイルは給電コイルが発生させる磁場と共振するため、受電コイルにも電流がながれる。受電コイルが受電すると、電磁誘導の原理によりロードコイルに電流が流れ、ロードコイルから電力を取り出している。

特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００８／０２７８２６４号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報

給電コイルから受電コイルへの電力伝送についてはさまざまな検討がなされているものの、給電コイル自体に電力を効率的に供給する方法については、あまり提案がなされていないのが現状である。特許文献３や特許文献４は磁場共振型のワイヤレス給電技術を開示するが、いずれも受電コイルへ電力伝送効率の向上を目的としている。

本発明は、上記課題に基づいて完成された発明であり、磁場共振型のワイヤレス給電技術における給電コイルへの電力伝送効率、特に、高周波数帯における電力伝送効率を高めることを主たる目的とする。

本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、給電コイルと、電源制御回路と、給電コイルと磁気結合し、電源制御回路から供給された交流電力を給電コイルに送電するエキサイトコイルと、を備える。電源制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチングトランジスタを共振周波数にて交互に導通させることにより、エキサイトコイルに共振周波数の交流電力を供給する。エキサイトコイルの面積と給電コイルの面積の比は、０．３６以上０．６４以下、または、１．４４以上となるように設定される。

給電コイルに対してスイッチング電源として動作する電源制御回路を用いることにより、電源制御回路から給電コイルへの電力供給効率を高めることができる。また、電源制御回路は、共振周波数にて動作するため、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。ただし、スイッチング電源を利用する場合には、給電コイルが発生させる磁場によって逆にエキサイトコイルが励起され、スイッチング電源の動作が不安定となってしまう可能性がある。そこで、上記のようにエキサイトコイルと給電コイルの面積比を適切に設定してやれば、電源制御回路の安定動作と高い電力伝送効率という２つの要求を両立させやすくなる。

エキサイトコイルおよび給電コイルを円形コイルとし、エキサイトコイルの直径と前記給電コイルの直径の比を、０．６以上０．８以下、または、１．２以上に設定してもよい。

電源制御回路の第１および第２の電流経路それぞれに一次コイルを接続し、エキサイトコイルに二次コイルを接続することにより、結合トランスを形成してもよい。電源制御回路は、この結合トランスを介して、エキサイトコイルに電力を供給してもよい。

本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、共振型のワイヤレス給電技術における電力伝送効率を高めることができる。

ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第１のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。 第２のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。 ２つのスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの電流電圧波形のタイムチャートである。 調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの第２期間におけるソースドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。 調整インダクタおよび調整キャパシタを取り付けたときの第２期間におけるソースドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。 エキサイト回路１１０等における電流の変化過程を示すタイムチャートである。 エキサイトコイルと給電コイルを真円形状としたときの外観図である。 エキサイトコイルと給電コイルを矩形形状としたときの外観図である。 エキサイトコイルと給電コイルを楕円形状としたときの外観図である。 エキサイトコイルと給電コイルを多角形形状としたときの外観図である。 エキサイトコイルおよび給電コイルの大きさと電力伝送効率の関係を示すグラフである。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

図１は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、電源制御回路２００と、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０を含む。給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイル回路１２０から受電コイル回路１３０に電力を送ることである。また、ワイヤレス電力伝送システム１００は、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯にて動作させることを想定したシステムである。本実施の形態においては、電源制御回路２００をＩＳＭ周波数帯内の１３．５６ＭＨｚにて動作させる。また、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の共振周波数ｆも共に１３．５６ＭＨｚである。

エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ_１とトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。エキサイト回路１１０は、電源制御回路２００からトランスＴ２二次コイルＬ_ｉを介して電力を供給される。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、電源制御回路２００のトランスＴ２一次コイルＬ_ｄおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により電力を供給される。エキサイトコイルＬ_１の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、エキサイトコイルＬ_１自体の直径は２１０ｍｍである。エキサイト回路１１０を流れる電流Ｉ_１は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ_２の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、給電コイルＬ_２自体の直径は２８０ｍｍである。エキサイトコイルＬ_１に電流Ｉ_１を流すと、給電コイル回路１２０に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には電流Ｉ_２が流れる。同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_１の向きと電流Ｉ_２の向きは逆（逆相）である。電流Ｉ_２は電流Ｉ_１よりも格段に大きい。給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆが１３．５６ＭＨｚとなるように設定される。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３が直列接続された回路である。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は互いに向かい合っている。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の距離は、０．２ｍ〜１ｍ程度と比較的長い。受電コイルＬ_３の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、受電コイルＬ_３自体の直径は２８０ｍｍである。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆも１３．５６ＭＨｚとなるように、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３それぞれの値が設定されている。給電コイル回路１２０が共振周波数ｆにて磁界を発生させることにより、給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ_３が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_２の向きと電流Ｉ_３の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ_３は、電流Ｉ_１と同相である。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ_４と負荷Ｒが直列接続された回路である。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ_４の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、ロードコイルＬ_４自体の直径は２１０ｍｍである。受電コイルＬ_３に電流Ｉ_３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ_４が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_３の向きと電流Ｉ_４の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ_４は、電流Ｉ_２と同相である。こうして、電源制御回路２００から供給される電力は、エキサイト回路１１０と給電コイル回路１２０により送電され、受電コイル回路１３０とロード回路１４０により受電され、負荷Ｒにより取り出される。

負荷Ｒを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、エキサイトコイルＬ_１、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３およびロードコイルＬ_４の中心線を揃えることが好ましい。

電源制御回路２００は、共振周波数ｆにて動作するプッシュプル回路である。電源制御回路２００を共振周波数ｆが動作するように各回路パラメータを設定する。ゲート駆動用トランスＴ１の一次側には、オシレータ２０２が接続される。オシレータ２０２は、共振周波数ｆにて交流電圧を発生させる。電圧波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。この交流電圧により、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｇ、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇとトランスＴ１一次コイルＬ_ｈにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端とトランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は互いに接続され、そのまま接地される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの他端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの他端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続される。スイッチングトランジスタＱ_１のソースとスイッチングトランジスタＱ_２のソースも接地されている。したがって、オシレータ２０２が共振周波数ｆにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が共振周波数ｆにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は共振周波数ｆにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Negative-Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、インダクタＬ_ｅ、キャパシタＣ_ｂを介して、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄと直列接続される。同様に、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインは、インダクタＬ_ｃ、キャパシタＣ_ａを介して、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂと直列接続される。トランスＴ２一次コイルＬ_ｄとトランスＴ２一次コイルＬ_ｃの接続点には、平滑用のインダクタＬ_ａが接続され、さらに、電源Ｖｄｄが接続される。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ２が並列接続される。インダクタＬ_ｅとインダクタＬ_ｃは同一特性のコイルである。キャパシタＣ_ｂとキャパシタＣ_ａは同一特性のキャパシタであり、キャパシタＣ_Ｑ１とキャパシタＣ_Ｑ２も同一特性のキャパシタである。以下においては、インダクタＬ_ｅとインダクタＬ_ｃをまとめていうときには「調整インダクタ」とよび、キャパシタＣ_ｂとキャパシタＣ_ａ、キャパシタＣ_Ｑ１とキャパシタＣ_Ｑ２をまとめていうときには「調整キャパシタ」とよぶ。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２とする。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

エキサイト回路１１０の入力インピーダンスは、たとえば、５０（Ω）である。また、電源制御回路２００の出力インピーダンスがこの入力インピーダンス５０（Ω）と等しくなるようにトランスＴ２一次コイルＬ_ｂおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｄの巻き数を設定している。電源制御回路２００の出力インピーダンスとエキサイト回路１１０の入力インピーダンスが一致するとき、電源制御回路２００の出力は最大となる。

電源制御回路２００は、図１に示すように上下対称形の電気回路である。インダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂ（インダクタＬ_ｃとキャパシタＣ_ａ）は、共振周波数ｆにて電流共振するように値設定される。インダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂはソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の電流波形を変化させ、インダクタＬ_ｃとキャパシタＣ_ａはソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２の電流波形を変化させるために挿入される。

キャパシタＣ_Ｑ１はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を変化させ、キャパシタＣ_Ｑ２はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２の電圧波形を変化させるために挿入される。詳細については後述する。

図２は、スイッチングトランジスタＱ_１が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄ、キャパシタＣ_ｂ、インダクタＬ_ｅ、スイッチングトランジスタＱ_１を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

図３は、スイッチングトランジスタＱ_２が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、キャパシタＣ_ａ、インダクタＬ_ｃ、スイッチングトランジスタＱ_２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

図４は、スイッチングトランジスタＱ_１およびスイッチングトランジスタＱ_２の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間である。時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間である。

電源Ｖｄｄの値は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲート・ソース電圧Ｖ_ＧＳ１が所定の閾値を超えたとき、スイッチングトランジスタＱ_１が飽和状態となるように設定されている。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ始める。第１電流経路に挿入されているインダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂが電流共振するため、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の第１期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が第１期間の中間地点で最大値となり、第１期間の終了時点（時刻ｔ_１）でローレベルに戻るように、インダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂの値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路２００の動作中にソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の電流波形を計測し、インダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂの最適値を求めればよい。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れなくなる。スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続されているため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の第２期間における電圧波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１が第２期間の中間地点で最大値となり、第２期間の終了時点（時刻ｔ_２）でローレベルに戻るように、キャパシタＣ_Ｑ１の値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路２００の動作中にソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を計測し、キャパシタＣ_Ｑ１の最適値を求めればよい。

第１期間はスイッチングトランジスタＱ_２のオフ期間であるから、第１期間におけるＶ_ＧＳ２、Ｉ_ＤＳ２、Ｖ_ＤＳ２の変化は、第２期間におけるＶ_ＧＳ１、Ｉ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ１の変化と同様である。第２期間はスイッチングトランジスタＱ_２のオン期間であるから、第２期間におけるＶ_ＧＳ２、Ｉ_ＤＳ２、Ｖ_ＤＳ２の変化は、第１期間におけるＶ_ＧＳ１、Ｉ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ１の変化と同様である。第３期間、第４期間以降についても同様である。

次に、調整インダクタと調整キャパシタの役割を明確にするため、調整インダクタと調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧特性について説明し、その問題点を指摘する。

図５は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧波形のタイムチャートである。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の動作は基本的に同じであるため、ここでは、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１およびソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１に注目して説明する。スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間に並列接続されるキャパシタＣ_Ｑ１を取り除くと、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形は矩形波となる。

第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はローレベル（たとえばゼロ）となる。キャパシタＣ_Ｑ１を取り除いているため、スイッチングトランジスタＱ_１のオン・オフに連動して、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はハイレベルとローレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなっても、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はすぐにゼロ（ローレベル）にはならない。時刻ｔ_０から所定の遅延時間が経過してからソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はゼロとなる。

第１期間の終了タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はハイレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延によりソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はすぐにハイレベルには至らない。したがって、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形は台形状となる。

第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０において、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はハイレベルとなる。インダクタＬ_ｅとキャパシタＣ_ｂを取り除いているため、スイッチングトランジスタＱ_１のオン・オフに連動して、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１もローレベルとハイレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなっても、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はすぐにハイレベルにはならない。時刻ｔ_０から所定の遅延時間が経過してからソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はハイレベルとなる。

第１期間の終了タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はローレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延によりソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はすぐにローレベルにはならない。したがって、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の電流波形も台形状となる。

図６は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの第２期間（時刻ｔ_１〜ｔ_２）におけるＶ_ＤＳ１とＩ_ＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。同図では、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１を重ねて描いている。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の関係に注目して説明する。第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオフとなると、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は増加し始め、所定の遅延時間Ｔ_Ｓ後にハイレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は減少し始め、遅延時間Ｔ_Ｓ後にローレベルに安定する。この遅延時間Ｔ_Ｓ中は「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となるため、スイッチングトランジスタＱ_１において無駄な電力が消費される。すなわち、スイッチング損失が発生している。

第２期間の終了タイミングである時刻ｔ_２に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなるときにも同様である。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は減少し始め、所定の遅延時間Ｔ_Ｅ後にローレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は増加し始め、遅延時間Ｔ_Ｅ後にハイレベルに安定する。遅延時間Ｔ_Ｅ中も、「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となるため、スイッチング損失が発生する。

以上のように、スイッチングトランジスタＱ_１のオン・オフを切り換えるごとに、スイッチングトランジスタＱ_１からはわずかながら電力が消費される。ＩＳＭ周波数帯のような高周波数帯で電源制御回路２００を動作させる場合には、スイッチング損失の影響が特に大きくなる。

一般的には、周波数が高くなると、スイッチング損失の影響が大きくなる。スイッチング損失を抑制するためには、スイッチングトランジスタＱ_１やスイッチングトランジスタＱ_２の遅延時間Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｅを短くするための工夫が必要であるが物理的な限界もあるため遅延時間をゼロにするのは難しい。本実施の形態では、電源制御回路２００に調整インダクタＬ_ｅ、Ｌ_ｃおよび調整キャパシタＣ_ｂ、Ｃ_ａ、Ｃ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を挿入し、いわゆるソフトスイッチング方式に基づいてスイッチング損失を抑制している。

図７は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り付けたときの第２期間（時刻ｔ_１〜ｔ_２）におけるＶ_ＤＳ１とＩ_ＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。この図でも、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１を重ねている。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の関係に注目して説明する。第１期間（時刻ｔ_０〜ｔ_１）の後半に、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は減少し始め、時刻ｔ_１に到達するときにはローレベルに到達している。時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフとなると、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は徐々に増加し、第２期間の途中でハイレベルに到達する。したがって、第２期間が開始する時刻ｔ_１の付近で「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となる期間がほとんど存在しなくなるため、スイッチング損失もほとんど発生しない。

時刻ｔ_２に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなるときにも同様である。このときまでにソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は減少してローレベルまで到達する。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は徐々に増加する。したがって、オフからオンへの切り換え時においても「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となる期間がほとんど存在しなくなるためスイッチング損失を抑制できる。

図８は、電流Ｉ_１〜Ｉ_４の変化過程を示すタイムチャートである。図４に示したように、第１期間においては、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２は流れない。このため、エキサイト回路１１０には、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１に連動して正方向の電流Ｉ_１が流れる。第２期間においては、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れず、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２が流れる。このため、エキサイト回路１１０には、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２に連動して負方向の電流Ｉ_１が流れる。給電コイル回路１２０には電流Ｉ_１の逆相の電流Ｉ_２が流れる。受電コイル回路１３０には、その逆相、すなわち、電流Ｉ_１と同相の電流Ｉ_３が流れる。そして、ロード回路１４０には、電流Ｉ_２と同相、電流Ｉ_１および電流Ｉ_３と逆相の電流Ｉ_４が流れる。

次に、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の形状について述べる。図９に示すようにエキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２を真円形状であってもよい。図９から図１２において、左側は正面図であり右側は側面図である。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の中心は一致している。図１０に示すようにエキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２を矩形形状としてもよい。図１１に示すようにエキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２を楕円形状としてもよいし、図１２に示すように六角形形状としてもよい。なお、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の形状は必ずしも一致させる必要はない。たとえば、エキサイトコイルＬ_１の形状を矩形とし、給電コイルＬ_２の形状を真円としてもよい。

エキサイトコイルＬ_１に電流Ｉ_１を流し、給電コイルＬ_２に大きな電流Ｉ_２を発生させるためには、エキサイトコイルＬ_１のサイズ（面積）と給電コイルＬ_２のサイズ（面積）をなるべく近づけることが好ましい。エキサイトコイルＬ_１のサイズが小さすぎるとエキサイトコイルＬ_１が発生させる磁束が少なくなり、エキサイトコイルＬ_１のサイズが大きすぎるとエキサイトコイルＬ_１が発生させる磁束のうち給電コイルＬ_２を貫く磁束の割合が小さくなる。

しかし、本発明者の実験によれば、エキサイトコイルＬ_１のサイズ（面積）と給電コイルＬ_２のサイズ（面積）を近づけすぎると、電源制御回路２００の動作が不安定になってしまうことがわかった。エキサイトコイルＬ_１が発生させる磁束が給電コイルＬ_２に起電力を発生させる一方、給電コイルＬ_２が発生させる磁束がエキサイトコイルＬ_１に起電力を発揮させ、結合トランスＴ２を介して電源制御回路２００にも電流が流れてしまうのが原因であると考えられる。すなわち、給電コイルＬ_２自体が大きなＱを有する共振子であるため、エキサイトコイルＬ_１が給電コイルＬ_２の強い磁場の影響を受けて逆に励起されてしまう。電源制御回路２００は共振周波数ｆで動作する回路であるため、給電コイルＬ_２が発生する共振周波数ｆの磁場の影響を受けやすい。したがって、エキサイトコイルＬ_１のサイズ（面積）と給電コイルＬ_２のサイズ（面積）の間には、最適な関係が存在すると考えられる。

図１３は、エキサイトコイルＬ_１および給電コイルＬ_２の大きさと電力伝送効率の関係を示すグラフである。エキサイトコイルＬ_１および給電コイルＬ_２の形状は、共に真円である。横軸はエキサイトコイルＬ_１の直径Ｄ_１と給電コイルＬ_２の直径Ｄ_２の直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）を示す。縦軸は負荷Ｒから取り出される電力を示す。取り出し得る電力の最大値は２０（Ｗ）である。実験の条件は以下の通りである。
電源Ｖｄｄの電圧＝４０（Ｖ）
共振周波数ｆ＝１３．５６ＭＨｚ
給電コイルＬ_２および受電コイルＬ_３の直径Ｄ_２＝２８０ｍｍ
ロードコイルＬ４の直径Ｄ４＝２１０ｍｍ
給電コイルＬ_２および受電コイルＬ_３の巻き数＝７回
エキサイトコイルＬ_１およびロードコイルＬ_４の巻き数＝１回
給電コイルＬ_２および受電コイルＬ_３の厚み＝７０ｍｍ
エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離＝１０ｍｍ
給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の距離＝１ｍ
受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４の距離＝１０ｍｍ
負荷Ｒの大きさ＝５０（Ω）

エキサイトコイルＬ_１および給電コイルＬ_２の形状が共に真円であり、それぞれの直径をＤ_１、Ｄ_２とする場合、直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）が０．８より大きく１．２よりも小さいとき、いいかえれば、エキサイトコイルＬ_１および給電コイルＬ_２の面積比が０．６４以上１．４４以下のときには電源制御回路２００の動作が不安定化し、電力を負荷Ｒから取り出せなくなることがわかった。したがって、直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）は０．８以下、または、１．２以上であることが好ましい。直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）は、０．４３以上０．８以下、または、１．２以上であることがより好ましい。面積比で表せば、０．１８以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力２０（Ｗ）の５０％以上を取り出すことができる。直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）は０．６３以上０．８以下、または、１．２以上であることが更に好ましい。面積比で表せば、０．４０以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力の８０％以上を取り出すことができる。直径比（Ｄ_１／Ｄ_２）は０．７２以上０．８以下、または、１．２以上であればより好ましい。面積比で表せば、０．５２以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力の９０％以上を取り出すことができる。

以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。ワイヤレス電力伝送システム１００は、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３に、同一共振周波数で効率よく送電するシステムである。電源制御回路２００は、共振型のプッシュプルコンバータであり、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３への電力伝送効率を高めるために共振周波数ｆにて動作する。トランジスタにバイアスをかけた状態を動作点とする、いわゆるリニア・アンプ（Ａ級、ＡＢ級等）などにより電力を供給する場合、電源Ｖｄｄから供給された電力のうち、エキサイト回路１１０に供給できる電力はその４０％にも満たない。これに対して、電源制御回路２００の場合には８０〜９０％程度の電力をエキサイト回路１１０に提供できる。調整インダクタＬ_ｅ、Ｌ_ｃや調整キャパシタＣ_ｂ、Ｃ_ａ、Ｃ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を取り除くと、スイッチング周波数が１０ＭＨｚ以上の高周波数の場合にはスイッチング損失の影響が大きくなるため６０％程度まで低下し、ロスが大きくなるため、トランジスタの発熱が大きくなりやすい。

また、エキサイトコイルＬ_１および給電コイルＬ_２のサイズ比率（面積比や直径比など）を最適調整することにより、給電コイル回路１２０が発生する磁場のエキサイト回路１１０や電源制御回路２００への影響を抑制しつつ、ロード回路１４０の負荷Ｒから大きな電力を取り出すことができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１００ ワイヤレス電力伝送システム
１１０ エキサイト回路
１２０ 給電コイル回路
１３０ 受電コイル回路
１４０ ロード回路
２００ 電源制御回路
２０２ オシレータ

Claims (4)

1. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   前記給電コイルと、
   電源制御回路と、
   前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、
   前記電源制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給し、
   前記エキサイトコイルの面積と前記給電コイルの面積の比は、０．３６以上０．６４以下、または、１．４４以上であることを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 前記エキサイトコイルおよび前記給電コイルは円形コイルであって、前記エキサイトコイルの直径と前記給電コイルの直径の比は、０．６以上０．８以下、または、１．２以上であることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
3. 前記電源制御回路の前記第１および第２の電力供給経路それぞれに一次コイルが接続され、
   前記エキサイトコイルに二次コイルが接続され、
   前記電源制御回路は、前記一次コイルと二次コイルにより形成される結合トランスを介して、前記エキサイトコイルに電力を供給することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
   前記受電コイルと、
   前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。

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