JP2011027749A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導電動機に負荷が結合された状態でも誘導電動機の定数を高精度にチューニングすることが可能であり、かつ、測定演算方法の実現のための演算が簡単な誘導電動機のベクトル制御装置を提供する。
【解決手段】任意の負荷状態、任意の速度で電動機を運転した状態で、任意の時刻において、出力周波数、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令、ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値、電動機の基底電圧、基底周波数、一次抵抗値、漏れインダクタンスを用いて電動機の相互インダクタンスと、無負荷電流のうち、少なくとも相互インダクタンス求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に関するものである。

従来技術として、ＪＥＣ−３７に示されるような巻線抵抗測定、拘束試験、無負荷試験を行って電動機定数を求める方法をインバータの制御ソフトウェアに組込んだものがある（従来例１）。また、誘導電動機を停止したままの状態で、誘導電動機の定数をチューニングする方法として、特開平７−５５８９９がある（従来例２）。この方法では、単相交流を誘導電動機に供給し、ｄ軸電流検出値あるいはｑ軸電流検出値をフーリエ級数展開し、誘導電動機の定数を求めていた。ここで、ｄ−ｑ軸座標は電動機の回転磁界と同じ速度で回転する回転座標である。

従来例１に示す方法では、拘束試験と無負荷電流試験の間に誘導電動機の回転子の固定および固定の解除といった作業が必要であり、インバータ駆動による自動計測には向いていない面がある。また、無負荷電流試験では、誘導電動機単体で運転する必要があり、負荷が既に結合されている場合には、一旦切り離し電動機単体にするという作業が必要となり、効率が悪いという問題があった。

また、従来例２では、単相交流を印加し、フーリエ級数展開を利用して求めているのでソフトが複雑になり、ソフトの処理時間が長くなり、ソフトに大きな記憶容量を要するといった問題があった。

特開平７−５５８９９

したがって、本発明の目的は、誘導電動機に負荷が結合された状態でも誘導電動機の定数を高精度にチューニングすることが可能であり、かつ、このための演算が簡単な、誘導電動機のベクトル制御装置を提供することである。

本発明は、インバータにより三相交流を誘導電動機に供給し、該電動機の可変速運転を行うベクトル制御装置であって、出力電圧指令値ｖ＿ｒｅｆと電圧出力位相θｖを基に三相交流を出力する電力変換器を有し、該誘導電動機に流れる一次電流を検出する電流検出器を有し、該電流検出器により検出した電流値から得られる一次電流検出値ｉ１を入力とする、誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機の一相当りの等価回路をＴ−１型等価回路とし、電圧位相θｖを予め設定された任意の固定値とし、電圧指令値ｖ＿ｒｅｆとして所定の一定値を与え、この際に誘導電動機に流れる一次電流検出値ｉ１を読み取り、前記一次電流値ｉ１および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２を用いて、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍを

により推定し、この電流推定値

の立ち上がり波形から時定数

を求め、この相互インダクタンスＭを

より求め、必要に応じ、この相互インダクタンスＭあるいは時定数

および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬ、二次抵抗値Ｒ２ならびに電動機の定格として与えられる定格電圧Ｖｒａｔｅ、定格周波数ｆｒａｔｅと前記相互インダクタンスＭを用いて無負荷電流Ｉ０を求めるようにしたものである。
あるいは、電圧指令ｖ＿ｒｅｆを与えた場合に、一次電流値ｉ１が一定値に収束したときの値を

とした場合に、前記一次電流値ｉ１および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２を用いて、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍを

により電圧値を使わずに推定するようにしたものである。

以上述べたように本発明によれば、誘導電動機を高精度に制御するために必要となる誘導電動機の一次抵抗および二次抵抗および漏れインダクタンスおよび相互インダクタンスあるいは無負荷電流を、該誘導電動機に負荷が結合されている状態においても高精度にチューニングすることができるという効果がある。

請求項１記載の実施形態を適用したブロック図である。 請求項２〜４および８記載の発明の実施形態を適用したブロック図である。 誘導電動機のＴ−１型等価回路図である。 誘導電動機に直流を流した場合の等価回路図である。 一次抵抗チューニング時の電圧指令値・電流検出値のタイムチャートである。 一次抵抗チューニング時の電圧指令値・電流検出値のグラフである。 請求項５、６記載の実施形態を適用したブロック図である。 平均値・位相差演算器８の構成図である。 二次抵抗および漏れインダクタンスチューニング時の等価回路である。 二次抵抗および漏れインダクタンスチューニング時の電圧指令値・電流検出値のタイムチャートである。 二次抵抗および漏れインダクタンスチューニング時の等価回路のインピーダンスのベクトル図である。 二次抵抗および漏れインダクタンスチューニング時の等価回路のインピーダンスの実部成分の周波数による変化図である。 １５Ｈｚと３０Ｈｚの信号を与えたときの電流と電圧値の関係を示す図である。 請求項７〜１０記載の実施形態を適用したブロック図である。 誘導電動機のＴ−１型等価回路図である。 誘導電動機に直流電圧を印加した場合の電流の時間変化波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は本発明における誘導電動機の制御装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。比例積分制御器１０はｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆとｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂの偏差が零となるように制御するものであり、比例積分制御器１０の出力ｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆを作成する。同様に、比例積分制御器１１はｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆとｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂの偏差が零となるように制御するものであり、比例積分制御器１１の出力ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆを作成する。比例積分器の比例ゲインはＫｉ、積分ゲインは（１／Ｔ）で表している。電圧指令演算器１２はｖｑ＿ｒｅｆおよびｖｄ＿ｒｅｆから電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆおよび電圧位相θｖを演算し、さらにθｖに磁束の位相θｆｐｈｉを加算して三相交流座標での電圧位相を計算する。電力変換器２は前記ｖ＿ｒｅｆおよびθｒｅｆに基づく三相交流電圧を誘導電動機３に供給するための電力変換器である。誘導電動機３に流れる電流は電流検出器４および５で検出され、座標変換器６に入力され、ｄ−ｑ座標に変換され、ｉｑ＿ｆｂおよびｉｄ＿ｆｂとなる。

通常のベクトル制御を行う構成からｑ軸電圧指令値ｖｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂおよび出力周波数値ｆｐｈｉを取り出して、電動機定数演算器１に入力して、相互インダクタンスＭおよび無負荷電流値Ｉ０を求める。速度制御器１４は速度指令に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆおよび出力周波数値ｆｐｈｉを演算するもので、一般に用いられているベクトル制御方式であり、本発明の特徴に関わるものではないので簡略化して記載している。座標変換器６は相電流の検出値をｄｑ座標系に変換する座標変換器であり、磁束位相θｐｈｉは出力周波数ｆｐｈｉを積分することにより求める。

ここでは、運転指令入力後、誘導電動機３の加速が完了した時点から１秒経過後に、出力周波数ｆｐｈｉ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂを読み込み、予め設定されている電動機の基底電圧ｖ＿ｂａｓｅ、基底周波数ｆ＿ｂａｓｅおよび別途求めた一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬを用いて、

を計算することにより、電動機の相互インダクタンスＭおよび無負荷電流Ｉ０が求まる。

ここでは、加速完了時としているが、運転中の任意の時刻で測定しても差し支えない。

本発明の方法は通常の運転状態において、各部の信号を抜き出して演算しているので、ＰＧの有無などによる速度制御器の構成の違いに関係なく適用することが可能である。

図２は本発明の請求項２記載の誘導電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。電動機定数演算器１は電流指令ｉ＿ｒｅｆを出力する。誘導電動機３に流れる電流値は、Ｕ相に設けられた電流検出器４で検出された電流ｉｕとＶ相に設けられた電流検出器５で検出されたｉｖとして取り込み、三相二相変換器６によって（１）式および（２）式の演算を行い二相交流電流ｉα、ｉβに変換する。

電流を検出する相はＵ相とＶ相の組み合わせに限らず任意の二相あるいは三相すべてを検出してもよい。

電流演算器７は二相交流電流ｉα、ｉβの二乗の和の平方根を計算し、電流検出値ｉ＿ｆｂを求める。ｉ＿ｆｂを平均値・位相差演算器８に入力し、平均値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅを計算する。ここでは平均値の計算は、ｉ＿ｆｂの絶対値をとり、その結果を、ローパスフィルタを通すことにより得ているが、移動平均等の別の方法を用いて平均値を計算してもよい。電流ＰＩ制御器１３は電流指令ｉ＿ｒｅｆと電流検出平均値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅが一致するように制御する。電流ＰＩ制御器１３の出力は電圧指令ｖ＿ｒｅｆとなる。電力変換器２では、電圧指令値ｖ＿ｒｅｆを線間電圧として換算し、電動機定数演算器１から与えられた電圧位相θｖを用いて三相交流の出力位相を演算し、誘導電動機３に三相交流電力を供給する。

請求項２の実施形態について説明する。

誘導電動機の一相当たりのＴ−１型等価回路を図３に示す。Ｒ１は一次抵抗、Ｌは漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｒ２は二次抵抗、ｓはすべりである。直流を流した場合には、相互インダクタンスＭのインピーダンス分は零となるので、等価回路は図４のようになる。

以下では、Ｕ相の電流がピークとなるときの位相を０°として説明する。

本実施形態では、電圧位相θｖの位相を０°とする。

まず、電流指令値ｉ＿ｒｅｆとして誘導電動機定格電流の２０％の値を与えると、電流ＰＩ制御器１３の働きにより図５に示すように電圧指令ｖ＿ｒｅｆが変化し、電流検出値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅがｉ＿ｒｅｆ１に一致したところで、ｖ＿ｒｅｆが一定になる。ここでは、２秒間待つようにして、時間で電流制御を行う区間Ａの幅を決定している。この安定になるまでの時間は制御特性に関係するため通常は２秒間待てば十分であるが、負荷機の特性等で電流ＰＩ制御器１３のゲインが上げられないような場合には、この時間を長くする。２秒間経過した後、電流ＰＩ制御器１３のゲインＫｉを零とし、積分器に溜まった値をｖ＿ｒｅｆとして出力することにより電圧指令値ｖ＿ｒｅｆを固定する。さらに一定時間（ここでは１秒間とした）待った後、ｖ＿ｒｅｆの平均値ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅおよびｉ＿ｆｂ＿ａｖｅを読み込み、ｖ＿ｒｅｆ１、ｉ＿ｆｂ１とする。ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅはｖ＿ｒｅｆの値を平均値・位相差計算器８に入力し計算する。次に、電流指令ｉ＿ｒｅｆとして誘導電動機定格電流の４０％を与え、同様に制御を行い、電圧指令値ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅおよび電流検出値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅを読み込み、ｖ＿ｒｅｆ２、ｉ＿ｆｂ２とする。この２点のデータをグラフにすると図６のようになる。この傾きが一次抵抗値Ｒ１を表すので、

により計算する。そして２×Ｒ１を線間抵抗値Ｒ_L-Lとする。電流値はここでは誘導電動機定格電流の２０％、４０％としたが、これとは異なる値としてもよいし、３点以上の電流値について実行してもよい。

請求項３記載のベクトル制御装置は３点以上の測定を行った場合で、例えば２０％、４０％、６０％の３種類の電流値で行った場合は、２０％−４０％、４０％−６０％、２０％−６０％の間でそれぞれ傾きを計算し、その傾きの平均を取って用いればよい。

請求項４記載のベクトル制御装置について説明する。図６に示すように、先の測定したデータを一次式で近似して延長し、電流値が零のときのｖ＿ｒｅｆの値を電圧オフセット値ｖ＿ｒｅｆ０として記録する。これは、電力変換器２に用いられる素子などによる電圧降下分に相当するものである。３種類以上の電流値について測定している場合には、任意の２点の直線近似あるいは平均２乗誤差法による回帰曲線によって求めればよい。

請求項５の実施形態について説明する。図７と図８は請求項５および請求項６記載の実施形態のブロック図である。

図７において、電動機定数演算器１から出力電圧指令ｖ＿ｒｅｆと出力電圧位相θｖを電力変換器２に与え、これに基づき三相交流を出力して誘導電動機３を運転する。誘導電動機３に流れる電流値は、Ｕ相に設けられた電流検出器４で検出された電流ｉｕとＶ相に設けられた電流検出器５で検出されたｉｖとして取り込み、座標変換器６によって（１）式および（２）式の演算を行い、二相交流電流ｉα、ｉβに変換する。電流を検出する相はＵ相とＶ相の組み合わせに限らず任意の二相あるいは三相すべてを検出してもよい。

電流演算器７において二相交流電流ｉα、ｉβの二乗の和の平方根を計算し、電流検出値ｉ＿ｆｂを求める。電圧指令ｖ＿ｒｅｆ、電流検出値ｉ＿ｆｂおよび電動機定数演算器１によって与えられるｖ＿ｒｅｆの振幅の瞬時値を与える位相θｈは平均値・位相差演算器８に入力され、ｖ＿ｒｅｆの平均値ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ、ｉ＿ｆｂの平均値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅおよび位相差θｄｉｆが演算され、電動機定数演算器１に入力され、電動機定数の演算を行う。図２との相違点は、電流指令を与えるのではなく、電圧指令ｖ＿ｒｅｆを与えている点と、電圧指令ｖ＿ｒｅｆとして与える周波数成分の位相θｈを平均値・位相差演算回路８に入力している点である。図８は平均値・位相差演算器６の構成を示すブロック図である。図８のブロック図の処理によりｖ＿ｒｅｆ、ｉ＿ｒｅｆの平均値ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅおよび位相差θｄｉｆを演算する。

図３に示した誘導電動機の等価回路は、周波数が高くなると相互インダクタンスＭによるインピーダンスωＭがＲ２に比べて大きくなるため、図９に示すようにＲ１、Ｌ、Ｒ２の直列回路で近似できる。したがって、電圧、電流の大きさおよび両者の位相差から、抵抗分Ｒ１＋Ｒ２とリアクタンス分ωＬが求まる。

本実施形態では、θｖを０°とし、第１の周波数ｆｈ１＝１５Ｈｚ、第２の周波数ｆｈ２＝３０Ｈｚ、請求項１４に記載の電流設定値は誘導電動機定格電流の８０％としている。まず、電圧振幅の大きさＶａｍｐ＝０として、電圧指令の大きさｖｒｅｆをｖ＿ｒｅｆ＝ｖａｍｐ・ｓｉｎ（２・π・１５・ｔ）、［ｔは時刻］で与えて運転する。電流検出平均値ｉ＿ｆｂが誘導電動機の定格電流の８０％になるようにｉ＿ｆｂを監視しながら電圧振幅Ｖａｍｐを加減する。Ｖａｍｐの加減量は、電流が急激に変化しないように適切な大きさとする。本実施形態では、誘導電動機定格電圧の１０００分の１の大きさをＶａｍｐに加減算した。電流検出平均値ｉ＿ｆｂが誘導電動機の定格電流の８０％になった後、任意の設定時間（ここでは３秒とした）経過した後に、電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆの絶対値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ１および電流検出値ｉ＿ｆｂの大きさの絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ１およびｖ＿ｒｅｆを基準としたｉ＿ｆｂの位相をθｄｉｆ１とし、次に、周波数を３０Ｈｚとし、１５Ｈｚのときと同様の運転を行い、このときの電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆの絶対値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ２、電流検出値ｉ＿ｆｂの大きさの絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ２、ｖ＿ｒｅｆを基準としたｉ＿ｆｂの位相をθｄｉｆ２とする。ここでは、平均値はそれぞれの飽和値をローパスフィルタに入力しその出力を用いている。このときの電圧指令、電流検出値のタイムチャートを図１０に示す。ここで求めた電圧、電流、位相差の関係を図１１に示すように複素数で取り扱うこととすると、インピーダンスおよびその実部成分と虚部成分は次式で得られる。

このとき実部成分Ｚｘｒ１、Ｚｘｒ２が抵抗分Ｒ１＋Ｒ２を、虚部成分Ｚｘｉ１、Ｚｘｉ２がリアクタンス成分ωＬを表す。まず、実部成分について考える。ｆｈ１（１５Ｈｚ）のときのＺｘｒ１およびｆｈ２（３０Ｈｚ）のときのＺｘｒ２をグラフに表すと図１２のようになり、周波数で変化している。これは、表皮効果などの影響によるものと考えられる。Ｒ２＝Ｚｘｒ−Ｒ１で求まるが、Ｒ１は直流を流して測定したものであるので、図１２に示すように、測定値を直線近似して、周波数ｆｈ＝ｆｈ１・ｆｈ２／(ｆｈ１＋ｆｈ２)＝１５・３０／(１５＋３０)＝１０Ｈｚのときの値をＺｘｒとして用いている。次に、虚数成分について考える。虚数成分については周波数成分にほぼ比例するので、ｆｈ２（３０Ｈｚ）のときの値を用いて、Ｚｘｉ＝Ｚｘｉ２、ｆｈ＿１＝ｆｈ２として、漏れインダクタンスをＬ＝Ｚｘｉ／（２・π・ｆｈ＿１）より求める。ここで、ｆｈ２を用いたのは周波数が高いほうが、電圧値が大きくなるため、測定誤差が小さくできるからである。低いほうの周波数を用いてもよいし、２つの周波数における傾きから計算してもよい。

次に、請求項６の実施形態について説明する。前記二次抵抗および漏れインダクタンスの測定において、先に求めた電圧オフセット値ｖ＿ｒｅｆ０を用いてＺｘ１およびＺｘ２を次式により計算する。

以降の計算は前述と同様である。

請求項５の実施形態において、前記と同じ周波数で、前記測定時に流した電流値とは異なる大きさの電流ｉ＿ｆｂ２を流した状態で同様の測定を行う。ここでは例としてｉ＿ｆｂ２をモータ定格電流の４０％(前記の２分の１)とし、１５Ｈｚにおける電圧指令値の絶対値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ３、電流検出値の絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ３とし、３０Ｈｚにおける電圧指令値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ４、電流検出値の絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ４とする。図１３(ａ)(ｂ)に示すように、１５Ｈｚ、３０Ｈｚにおいてそれぞれ２つの電流値で直線近似し、電流値が零のときの値を、１５Ｈｚにおける電圧オフセットｖ＿ｏｆｓ１５、３０Ｈｚにおける電圧オフセットｖ＿ｏｆｓ３０として求める。これらのオフセット値を請求項４記載の電圧オフセット値ｖ＿ｒｅｆ０の代わりに１５Ｈｚ、３０Ｈｚにおける電圧指令値に対して用いることで、電圧オフセットを補償する方法もある。また、電圧オフセット値を求めずに、電流値を変えたときの傾きから、１５Ｈｚ、３０Ｈｚそれぞれのインピーダンスを求めても良い。また、インピーダンスの実部、虚部を求めるための位相については、２つの電流値の平均値を用いてもよい。

なお、上記に述べた処理では簡単のため説明を省略したが、上記１５Ｈｚ、３０Ｈｚの信号を与えたときの電圧値・電流値は絶対値をとった後ローパスフィルタを通すことで平均化したもので平均値であるのに対し、請求項１３の実施の形態で述べた電圧値オフセット値ｖ＿ｒｅｆ０は直流値から得たもので実効値あるいは最大値であるため、ｖ＿ｒｅｆ０を平均値換算した値を用いる。ここでは平均値としたが、それぞれの換算の整合が取れていれば、実効値、平均値、最大値のどれを用いてもよい。

図１４は本発明の請求項７、８記載の誘導電動機の電動機定数測定方法を実施する装置の構成を示すブロック図である。図１４において、電力変換器２は、電動機定数演算器１から与えられた電圧指令ｖ＿ｒｅｆと電圧位相θｖを三相交流電力へ変換し、誘導電動機３に三相交流電力を供給する。誘導電動機３に流れる電流値は、Ｕ相に設けられた電流検出器４で検出された電流ｉｕとＶ相に設けられた電流検出器５で検出されたｉｖとして取り込み、座標変換器６によって（１）式および（２）式の演算を行い二相交流電流ｉα、ｉβに変換する。（２）式において（２／３）を乗じているのは、変換前と変換後で振幅の大きさを等しくするためである。電流を検出する相はＵ相とＶ相の組み合わせに限らず任意の二相あるいは三相すべてを検出してもよい。二相交流電流ｉα、ｉβは電動機定数演算器１に入力され、一次電流検出値ｉ１を二相交流電流ｉα、ｉβの二乗の和の平方根として計算する。

図１４は、インバータによる電動機駆動装置において、通常運転時および従来の電動機定数の同定方法において、電圧指令、出力電圧位相の前段に設けられる速度制御、電流制御等のブロックを電動機定数演算器１に置き換えたもので、本発明の実施に必要な部分を抜粋して図示したものであり、両者は別途設けられたスイッチにより切替えるようになっている。

まず、請求項７の実施形態の原理について説明する。

図１５に誘導電動機の停止状態（すべりｓ＝１）における一相当たりのＴ−１型等価回路を示す。Ｒ１は一次抵抗、Ｌは漏れインダクタンス、Ｒ２は二次抵抗、Ｍは相互インダクタンスであり、ｖ＿ｒｅｆは印加される電圧、ｉ１は電動機の一次電流、ｉ２は電動機の二次電流、ｉｍは相互インダクタンスＭに流れる電流（励磁電流）である。

相互インダクタンスＭに流れる電流の変化により生じる起電力をｅ_mとして、図１５の等価回路においてキルヒホッフの法則に基づいて方程式をたてると、

となる。

漏れインダクタンスＬは相互インダクタンスＭに比べ小さいので、簡単のため漏れインダクタンスＬを無視すると、（３）式は、

となる。

また、（４）と（５）式より、

（４）式と（７）式を（６）式に代入してまとめると、

初期条件を 時刻ｔ＝０において、ｉｍ０＝０ （９）
として、ｉｍについて解くと、

となる。

ここで、τは時定数である。

よって、

となり、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍから時定数τを求め、（１２）式に代入すると相互インダクタンスＭを求めることができる。

請求項８の実施形態の原理について説明する。

相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍは、誘導電動機内部において流れる電流であり、誘導電動機入力端子側からは直接測定することはできない。そこで次に相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍを推定する方法について説明する。

（４）式と（６）式から

（１３）式を（５）式に代入して、

（１４）式を整理して

となる。

したがって、電動機に印加する電圧ｖ＿ｒｅｆおよび電動機に流れる一次電流ｉ１を用いて（１５）式によりｉｍを求めることができ、このｉｍの変化から時定数τを求め（１２）式に代入することで相互インダクタンスＭを求めることができる。

無負荷電流Ｉ０は、定格電圧、定格周波数の電源を誘導機に与え無負荷で回転させた場合に流れる電流であり、このときの等価回路は、図１５のＴ−１型等価回路でＲ１、Ｌ、Ｍの直列回路として表される。

したがって、このときの電圧ｖと電流ｉ１の関係は、

となり、定格電圧をＶとして、電圧、電流の大きさだけに注目して（１６）式を書き直すと、

Ｖ、Ｉはそれぞれ電圧と電流の大きさを表す数値で、実効値あるいは最大値もしくは平均値のいずれかで、電圧と電流で同じものであればよい。

（１８）式をＩ０について解くと、

となり、無負荷電流Ｉ０が求まる。（１６）、（１８）、（１９）式ではＲ１およびＬを考慮しているが、簡単のためＲ１およびＬを無視することも考えられる。

電圧ｖ＝Ｖ１をステップで与えた場合の一次電流ｉ１、相互インダクタンスに流れる電流ｉｍおよび一次電流ｉ１とＲ１、Ｒ２を用いて（１５）式により求めたｉｍの推定値

の時間変化の波形を図１６に示す。ｉ１、ｉｍ、

の収束する

は（Ｖ１／Ｒ１）であり、

が０から

まで変化するときの波形は、ｉｍの波形にほぼ一致していることが確認できる。したがって、このときの

の変化から時定数

を求めればよい。

ここから、上記原理に基づく方法を実現した内容を図１４に基づいて説明する。

以下では、Ｕ相がピークとなるときの位相を０°として説明する。

本実施形態では、電圧位相θｖの位相を０°として実施した。

まず、電動機３に与える所定の電圧Ｖ１の大きさの決定方法について説明する。電動機３に印加する電圧Ｖ１は任意の値でよいが、実際には電流による発熱により誘導電動機３を焼損しない範囲とする必要がある。したがって、ここでは電動機定格電流の５０％の電流値となるように電圧Ｖ１を与える場合についてＶ１の決定方法を、例を挙げて説明する。まず、電圧指令ｖ＿ｒｅｆを零として与え、電流検出値ｉ１を測定しながら、ｖ＿ｒｅｆを誘導電動機の定格電圧の１０００分の１刻みずつ加算して大きくしていく。そして、電流検出値ｉ１が誘導電動機定格電流の５０％に達したところで、その時のｖ＿ｒｅｆの値をＶ１として記憶し、電動機３への電力の供給を遮断する。電圧指令の増加量は、急激に電流が変化しない程度の大きさで任意に設定すればよい。また、電流制御器が備わっている場合には、電流指令として定格電流の５０％の値を与え、検出電流値が電流指令値に一致した段階で、その時の電流指令値をＶ１とすればよいし、本発明に述べている相互インダクタンスあるいは無負荷電流の同定の前に、直流電流を流して一次抵抗を測定している場合には、その時の電流値および電圧指令値を用いてもよい。もちろん、電流値は定格電流の５０％以外の値としてもよい。

次に、電圧指令ｖ＿ｒｅｆとしてＶ１を与え、誘導電動機３に電圧をステップで印加する。この時の一次電流ｉ１を測定し、上記（１５）式により

を求める。ここで、（１５）式におけるｖはｖ＿ｒｅｆ、ｉｍは

に相当する。Ｒ１、Ｒ２は誘導電動機の試験成績表あるいは既存の別の同定手段により与えられた値を用いる。

の立ち上がり波形から時定数τを求め、この時の値を

とする。

を（１２）式に示すτに代入して相互インダクタンスＭを求める。時定数

は、

が０から最終（収束）の値の（１−１／ｅ）≒０．６３２倍に達するまでの時間を計測して求める方法が一般的であるが、任意の電流値における電流の変化とその間の時間を測定して、その時間が時定数に一致するような換算を施してもよい。後者の場合は、複数点での測定が可能となるため、いくつかのデータを測定し平均を取ることによってばらつきを低減させることが可能である。

請求項８の実施形態について説明する。

誘導電動機の定格電圧Ｖｒａｔｅおよび定格周波数ｆｒａｔｅは、誘導電動機の仕様として与えられるものであるので、これと、誘導電動機の試験成績表あるいは既存の別の同定手段により与えられたＲ１、Ｌ、Ｒ２および前述の方法により同定したＭを用いて、（１９）式に当てはめると、

となり、無負荷電流Ｉ０が求まる。

ある程度の誤差が許容できる場合には、簡単のため、ＬおよびＲ１を省略して計算してもよい。

次に、請求項９の実施形態について説明する。

前述した通り、直流を流した状態では誘導電動機の等価回路は一次抵抗だけとみなすことができる。したがって、直流電圧を印加した直後は過渡的に二次抵抗にも電流が流れるが、十分時間が経過したときには、一次抵抗だけとなるため、一次電流値ｉ１が収束した場合の電流値を

とすれば電圧

となり、前記（１５）式は、

と書きなおすことができる。

ここで、ｉｍは推定値であるので、

と記述し、以降は前述の請求項７記載の内容と同様にして演算を行う。このようにすると、演算に際し、電圧値を使わないため、駆動装置の電圧精度に依存しない測定を行うことができる。前述のように電圧指令の与え方を、一次抵抗測定時の値を用いるようにした場合は、

の値は、抵抗測定時に読み取った電流値を用いればよい。

請求項１０の実施形態は、請求項９記載の

の演算方法を用いて、請求項８記載の内容を実施したものである。

１ 電動機定数演算器
２ 電力変換器
３ 誘導電動機
４，５ 電流検出器
６ 座標変換器（三相−二相変換）
７ 電流検出値演算器
８ 平均値・位相差演算器
１０ ｑ電流ＰＩ制御器
１１ ｄ電流ＰＩ制御器
１２ 電圧指令演算器
１４ 速度制御器

Claims (10)

1. ｄ軸電流比例積分制御器と、ｑ軸電流比例積分制御器と、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値から電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆと電圧位相θｖを演算し、電圧指令の大きさと電圧指令の位相を基に直流を三相交流に変換して誘導電動機へ出力する電力変換器とを備えた、誘導電動機のベクトル制御装置において、
   任意の負荷状態、任意の速度で電動機を運転した状態で、任意の時刻において、出力周波数ｆｐｈｉ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂおよび電動機の基底電圧ｖ＿ｂａｓｅ、基底周波数ｆ＿ｂａｓｅ、一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬを用い、ｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂ、出力周波数ｆｐｈｉ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬから中間値Ｖｑｑを、ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、出力周波数ｆｐｈｉ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂ、一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬから中間値Ｖｄｄを算出し、中間値Ｖｑｑ、Ｖｄｄ、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、ｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｆｂから中間値Ｑを算出し、中間値Ｖｑｑ、Ｖｄｄから中間値Ｅを算出し、中間値Ｅ、Ｑと出力周波数ｆｐｈｉから電動機の相互インダクタンスＭと、漏れインダクタンスＬ、相互インダクタンスＭ、基底電圧ｖ＿ｂａｓｅ、基底周波数ｆ＿ｂａｓｅから無負荷電流Ｉ０のうち、少なくとも相互インダクタンスＭを求めることを特徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。
2. インバータにより三相交流を誘導電動機に供給し、該電動機の可変速運転を行うベクトル制御装置であって、インバータ出力の任意の二相あるいは三相を流れる電流を検出する電流検出器と、電動機に流す一次電流の電流指令値と該電流検出器により検出された電流値から得られた一次電流検出器の一次電流値ｉ＿ｆｂとを入力とし、両者の偏差を零とするように出力電圧指令値ｖ＿ｒｅｆを制御する比例積分制御器と、電圧指令値ｖ＿ｒｅｆと電圧出力位相θｖを基に三相交流を出力する電力変換器を有する、誘導電動機のベクトル制御装置において、
   電圧出力位相θｖは予め設定された任意の位相とし、予め任意に設定された一定値の電流指令値ｉ＿ｒｅｆ１を１番目の指令値として与え、前記比例積分制御器を動作させ、予め設定された第１の時間経過した後、前記比例積分制御器の比例ゲインを零とし、この時刻から予め設定された第２の時間経過した後に、この第２の時間内の任意の時間内において記録したｖ＿ｒｅｆの平均値とｉ＿ｆｂの平均値を第１番目のデータｖ＿ｒｅｆ１、ｉ＿ｆｂ１とし、次に、前記比例積分制御器のゲインを元の値に戻し、予め任意に設定された一定値の電流指令値ｉ＿ｒｅｆ２を２番目の指令値として与え、前記比例積分制御器を動作させ、予め設定された第１の時間経過した後、前記比例積分制御器の比例ゲインを零とし、この時刻から予め設定された第２の時間経過した後に、この第２の時間内の任意の時間内において記録したｖ＿ｒｅｆの平均値とｉ＿ｆｂの平均値を２番目のデータｖ＿ｒｅｆ２、ｉ＿ｆｂ２とし、電動機の１次抵抗Ｒ１を、ｖ＿ｒｅｆ２とｖ＿ｒｅｆ１の差、およびｉ＿ｆｂ２とｉ＿ｆｂ１の差に基づいて求め、電動機の線間抵抗値をＲ_L-L＝２・Ｒ１より求めることを特徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。
3. 予め任意に設定された一定値の指令値である電流指令値を３種類以上のレベルとし、それぞれの区間において求めた一次抵抗の値の平均値を一次抵抗値として求める、請求項２記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
4. 計測した値ｖ＿ｒｅｆ１、ｉ＿ｆｂ１、ｖ＿ｒｅｆ２、ｉ＿ｆｂ２から得られる一次方程式から電流検出値ｉｆ＿ｆｂが零のときの電流指令値ｖ＿ｒｅｆ０を演算し、電圧オフセット値とする、請求項２記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
5. インバータにより三相交流を誘導電動機に供給し、該電動機の可変速運転を行うベクトル制御装置であって、インバータ出力の任意の二相あるいは三相に設けられた電流検出器と、電動機に流す一次電流の電流指令値と該電流検出器により検出された電流値から得られた一次電流検出器の一次電流値ｉ＿ｆｂを入力し、両者の偏差を零とするように出力電圧指令値ｖ＿ｒｅｆを制御する比例積分制御器と、電圧指令値ｖ＿ｒｅｆと電圧出力位相θｖを基に三相交流を出力する電力変換器を有する、誘導電動機のベクトル制御装置において、
   電圧位相θｖを予め設定された任意の固定値とし、電圧指令の大きさｖｒｅｆを、電動機の基底運転周波数の１０分の１以上の周波数ｆｈ１および電圧の振幅をｖａｍｐとしてｖ＿ｒｅｆ＝ｖａｍｐ・ｓｉｎ（２・π・ｆｈ１・ｔ）で与え、電流検出値ｉ＿ｆｂが予め任意に設定された電流設定値になるようにｉ＿ｆｂを監視しながらｖａｍｐを加減調整し、ｉ＿ｆｂが前記電流設定値になった後、任意の設定時間を経過した後に、電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆの絶対値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ１、電流検出値ｉ＿ｆｂの大きさの絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ１、ｖ＿ｒｅｆを基準としたｉ＿ｆｂの位相をθｄｉｆ１とし、次に、周波数を電動機の基底運転周波数の１０分の１以上でｆｈ１とは異なる周波数ｆｈ２とし、前記電流設定値になるようにｖａｍｐを調整し、前記設定時間を経過した後に、電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆの絶対値の平均値をｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ２、電流検出値ｉ＿ｆｂの大きさの絶対値の平均値をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ２、ｖ＿ｒｅｆを基準としたｉ＿ｆｂの位相をθｄｉｆ２とし、ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ１、ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ１、位相θｄｉｆ１に基づく中間値Ｚｘｒ１、ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ２、ｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ２、位相θｄｉｆ２に基づく中間値Ｚｘｒ２を計算し、周波数ｆｈ１のときのＺｘｒ１および周波数ｆｈ２のときのＺｘｒ２を用いて得られる一次方程式から周波数ｆｈがｆｈ１・ｆｈ２／（ｆｈ１＋ｆｈ２）のときのＺｘｒの値を演算し、これと電動機の一次抵抗値Ｒ１を用いて電動機の二次抵抗をＲ２＝Ｚｘｒ−Ｒ１により求め、また、ｆｈ１およびｆｈ２の高い方の周波数をｆｈ＿１とし、このときのＺｘｉの値をＺｘｉとした場合に、漏れインダクタンスをＬ＝Ｚｘｉ／（２・π・ｆｈ＿１）より求めることを特徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。
6. 請求項４記載の方法で求めた電圧オフセット値ｖ＿ｒｅｆ０を用いて、ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ１、ｖ＿ｒｅｆ０の差をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ１で除算したものをＺｘ１、ｖ＿ｒｅｆ＿ａｖｅ２、ｖ＿ｒｅｆ０の差をｉ＿ｆｂ＿ａｖｅ２で除算したものをＺｘ２とすることにより、電動機の二次抵抗Ｒ２および漏れインダクタンスＬを求める、請求項５記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
7. インバータにより三相交流を誘導電動機に供給し、該誘導電動機の可変速運転を行うベクトル制御装置であって、出力電圧指令値ｖ＿ｒｅｆと電圧出力位相θｖを基に三相交流を出力する電力変換器と、該誘導電動機に流れる一次電流を検出する電流検出器を有し、該電流検出器により検出した電流値から得られる一次電流検出値ｉ１を入力とする、誘導電動機のベクトル制御装置において、
   誘導電動機の一相当りの等価回路をＴ−１型等価回路とし、電圧位相θｖを予め設定された任意の固定値とし、電圧指令ｖ＿ｒｅｆとして所定の一定値を与え、この際に誘導電動機に流れる一次電流検出値ｉ１を読み取り、前記一次電流値ｉ１および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２、電圧指令ｖ＿ｒｅｆを用いて、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍを推定し、この電流推定値の立ち上がり波形から時定数を求め、相互インダクタンスＭを、一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒの乗算値を一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒの加算値で除算したものに前記時定数を乗算することにより求めることを特徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。
8. 相互インダクタンスＭあるいは時定数および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬ、二次抵抗値Ｒ２ならびに電動機の定格として与えられる定格電圧Ｖｒａｔｅ、定格周波数ｆｒａｔｅと前記相互インダクタンスＭを用いて無負荷電流Ｉ０を求める、請求項７記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
9. インバータにより三相交流を誘導電動機に供給し、該誘導電動機の可変速運転を行うベクトル制御装置であって、出力電圧指令値ｖ＿ｒｅｆと電圧出力位相θｖを基に三相交流を出力する電力変換器と、該誘導電動機に流れる一次電流を検出する電流検出器を有し、該電流検出器により検出した電流値から得られる一次電流検出値ｉ１を入力とする、誘導電動機のベクトル制御装置において、
   誘導電動機の一相当りの等価回路をＴ−１型等価回路とし、電圧位相θｖを予め設定された任意の固定値とし、電圧指令ｖ＿ｒｅｆとして所定の一定値を与え、この際に誘導電動機に流れる一次電流検出値ｉ１を読み取り、かつ、電圧指令ｖ＿ｒｅｆを与えた場合に、一次電流値ｉ１が一定値に収束したときの値である収束値と、前記一次電流値ｉ１および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２を用いて、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉｍを、一次電流値ｉ１から、一次抵抗値Ｒ１を二次抵抗値Ｒ２で除算したものに収束値と一次電流値ｉ１の差を乗算した値を引くことにより推定し、この電流推定値の立ち上がり波形から時定数を求め、相互インダクタンスＭを、一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒの乗算値を一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒの加算値で除算したものに前記時定数を乗算することにより求めることを特徴とする、誘導電動機のベクトル制御装置。
10. 求めた相互インダクタンスＭあるいは時定数および別の手段により与えられた一次抵抗値Ｒ１、漏れインダクタンスＬ、二次抵抗値Ｒ２ならびに電動機の定格として与えられる定格電圧Ｖｒａｔｅ、定格周波数ｆｒａｔｅと前記相互インダクタンスＭを用いて無負荷電流Ｉ０を求める、請求項９記載の誘導電動機のベクトル制御装置。

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